Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Решение базовых задач теории электрических машинах на конечно-элементных моделях 12
1.1. Определение обмоточных коэффициентов (&об) 12
1.2. Определение коэффициента влияния пазов Cv 21
1.2.1. Определение коэффициента влияния пазов (Cv) по результатам моделирования поля 25
1.2.2. Сравнение коэффициентов Cv и амплитуд гармоник индукции в зазоре рассчитанных с учетом Cv по обычным формулам и по результатам моделирования 26
1.3. Определение коэффициентов формы поля явнополюсных синхронных машин 27
1.3.1. Коэффициенты формы поля возбуждения, потока возбуждения и расчетный коэффициент полюсного перекрытия явнополюсных синхронных машин 27
1.3.2. Коэффициенты формы поля по продольной и поперечной осям 33
1.3.3. Определение коэффициентов Ъд, Ъц, и kqd, по методике Р.Рихтера 36
1.4. Определение коэффициента затухания поля гармоники в зазоре, (пример расчета ТВВ 200 МВт) 48
Выводы 50
Глава 2. Решение некоторых практических задач электромагнитного расчета электрических машин 51
2.1. Расчет проводимости пазового рассеяния при наличии магнитных клиньев 51
2.2. Снижение пульсаций момента в синхронных машинах с постоянными магнитами 60
2.3. Конечно-элементное моделирование асинхронных двигателей с массивным ротором 79
2.4. Определение потерь в массивных сердечниках электрических машин с помощью простых конечно-элементных моделей 89
Выводы 103
Глава 3. Применение конечно-элементных моделей при учебном проектировании синхронных машин 104
3.1. Описание конечно-элементных моделей синхронных генераторов 104
3.2. Моделирование режимов холостого хода и номинальной нагрузки 107
3.3. Учет неоднородности сердечников по длине машины 110
3.4. Определение результирующей ЭДС по результатам моделирования 112
3.5. Некоторые особенности моделей синхронных генераторов 115
3.6. Результаты моделирования 116
3.7. Применение конечно-элементных моделей для поверочного расчета явнополюсного синхронного генератора мощностью 1,5 МВт с постоянными магнитами на роторе 121
Выводы 133
Заключение 134
Приложения 135
Литература 141
- Определение коэффициента влияния пазов (Cv) по результатам моделирования поля
- Определение коэффициента затухания поля гармоники в зазоре, (пример расчета ТВВ 200 МВт)
- Конечно-элементное моделирование асинхронных двигателей с массивным ротором
- Определение результирующей ЭДС по результатам моделирования
Введение к работе
Началом широкого применения метода конечных элементов для практических расчетов следует считать его использование для решения задач строительной механики. Однако уже к началу 70-х годов, когда в инженерных расчетах стали все чаще использоваться электронные вычислительные машины, наметилась устойчивая тенденция применить этот метод для решения полевых задач электротехники. Уже в первой значительной публикации на эту тему, в широко известной статье P. Silvester и M.V.K. Chari {Решение полевых задач с учетом насыщения методом конечных элементов, [В1]), были продемонстрированы принципиально новые возможности, которые открывались перед расчетчиками, и уверенно предсказано быстрое развитие численных методов решения полевых задач, в частности, при исследовании электрических машин.
Следует отметить особое значение этой статьи для развития метода конечных элементов применительно к расчету электрических машин. Несмотря на то, что в ней авторами была рассмотрена очень простая модель однофазного трансформатора (рис. В1), полученные результаты, (в частности, расчетная временная зависимость намагничивающего тока, показанная на рис. В2), настолько хорошо совпали с результатами физического эксперимента, что перспективы применения нового метода сразу стали очевидны. В 80-90-е годы были подтверждены самые оптимистические прогнозы. Благодаря очень быстрому развитию вычислительной техники и программного обеспечения возможности метода конечных элементов и сложность решаемых с его помощью задач стремительно возрастали. Число публикаций, посвященных конечно-элементному анализу электрических машин, стало вскоре измеряться десятками статей в год, а число ссылок на статью P. Silvester и M.V.K. Chari в настоящее время составляет, по-видимому, не одну сотню.
Заметим, что в начале этого периода почти такой же, если не большей популярностью, что и метод конечных элементов, пользовался метод конечных разностей. Так, в одной из первых работ этого направления (E.F. Fuchs,
Рис. В1. Конечно-элементная модель однофазного трансформатора [В1] E.A. Erdelyi, Расчет насыщенных значений сверхпереходных сопротивлений и токов демпферной обмотки явнополюсного синхронного генератора, 1974 [В2]) были получены важные практические результаты. Однако в дальнейшем, благодаря ряду достоинств метода конечных элементов (в первую очередь - удобству представления сложных по форме границ сред), большинство исследователей решительно предпочло его методу конечных разностей.
Рис. В2. Сравнение расчетной (точки) и экспериментальной (сплошная кривая) временных зависимостей намагничивающего тока однофазного трансформатора [В1]
Из ранних работ, имевших большое значение для широкого распространения метода конечных элементов, следует отметить статью A. Foggia, J.C. Sabonadiere и P. Silvester [ВЗ] (1975 г.).
Уже к 2000 году сложность задач, решаемых с помощью метода конечных элементов, достигла чрезвычайно высокого уровня. Приведем в качестве примера некоторые данные доклада китайских специалистов, сделанного на международной конференции по электрическим машинам ICEM-2000 [В4]. На рисунках ВЗ и В4 представлены результаты расчета электромеханического переходного процесса при пуске 3-фазного 2-полюсного асинхронного двигателя мощностью 22 кВт. Двигатель рассматривался как устройство, подключенное к источнику напряжения, т.е. решалась система уравнений, объединяющая уравнения поля и уравнения электрической цепи статора двигателя. Поскольку рассчитывался электромеханический переходный процесс, решалось еще и уравнение движения. Для интегрирования общей системы дифференциальных уравнений использовался часто применяемый метод Рун-ге-Кутта четвертого порядка, причем сходимость обеспечивалась достаточно малым временным шагом - около 0,01 миллисекунды. При длительности рассчитанного процесса около 700 миллисекунд общее число решений составляло примерно 70 тысяч. Каждое такое решение (на одном временном шаге) находилось с учетом насыщения и взаимного перемещения сердечников, что, как известно, требует многих итераций. Отметим также, что рассчитывался асинхронный двигатель со скосом пазов, т.е. поле в активной зоне не являлось плоскопараллельным. Учет скоса пазов усложняет расчет - и в рассматриваемом случае каждое решение искалось в результате согласования расчетов для пяти поперечных сечений машины.
Прямое применение метода конечных элементов для задачи в такой сложной постановке потребовало довольно большого времени счета. Авторы пошли по пути радикального его сокращения. Они использовали метод конечных элементов для расчета матрицы индуктивностей, учтя зависимость индуктивностей от насыщения и взаимного положения сердечников. Затем расчет переходного процесса был выполнен с использованием предварительно рассчитанной матрицы индуктивностей, а расчет по методу конечных элементов в начальной постановке использовался для контроля точности решения, которая, кстати, оказалась довольно высокой.
400.00 -Н до Tine t (s) о во Torque—Tijne curve of motor
Рис. ВЗ. Временная зависимость электромагнитного момента при пуске асинхронного двигателя. Метод конечных элементов использовался для уточненного расчета матрицы индуктивностей. Контрольные расчеты для определения точности такого подхода были выполнены с использованием метода конечных элементов для расчета поля на каждом шаге интегрирования [В4]
Заметим, что получение таких зависимостей экспериментальным путем либо очень сложно и требует очень точного и дорогого оборудования, либо попросту невозможно (практически невозможно, например, померить ток в короткозамкнутом роторе в процессе пуска).
Одним из важных достоинств метода конечных элементов является то, что он позволяет решать так называемые связанные задачи, напр., решать совместно задачи электромагнитного, теплового и механического расчетов, используя при этом одну и ту же конечно-элементную структуру. Такого ро- да задачи являются наиболее сложными, но и наиболее важными для практических целей.
400.00 эоо.оо —
0.20 0.40- О.вО Angle Speed curve of time
«ooocr -ц
0.00 100.00 300.00 . эоо.оо. - «00.00 Torque vs. speed characteristics.
Рис. B4. Зависимость частоты вращения и динамическая механическая характеристика, рассчитанные по уточненным с помощью метода конечных элементов индук-тивностям [В4]
Большинство современных научно-технических статей, посвященных исследованию электрических машин самых различных типов, непосредственно используют результаты конечно-элементного анализа. Обычным стало применение численного интегрирования систем дифференциальных уравнений для расчета электромеханических переходных процессов с учетом взаимного перемещения зубчатых сердечников. При этом учитываются такие сложные нелинейные явления, как насыщение стали и возникновение вихревых токов в массивных элементах, учитывается реальное изменение во времени напряжения источников питания, реальное изменение индукции в конкретных участках магнитопровода при расчете потерь в стали.
Высокая эффективность конечно-элементных моделей, возможность на начальной стадии разработки заменить испытания опытных образцов численным экспериментом на компьютере обусловили появление мощных профессиональных программ, реализующих метод конечных элементов и позволяющих рассчитывать сложные электромагнитные и электромеханические процессы в электрических машинах при минимальных допущениях. Такие программные комплексы, как ANSYS, COMSOL и др., позволяют рассчитывать не только отдельные виды физических полей, но и решать упоминавшиеся выше связанные задачи, т.е. учитывать взаимное влияние этих полей друг на друга, например, при расчете пуска в ход электродвигателя большой мощности.
Однако обучение работе со сложными конечно-элементными программами обычно занимает довольно много времени и требует постоянной практики. К тому же эти программы дороги. Это в значительной мере затрудняет использование метода конечных элементов в процессе обучения студентов-электромехаников современным методам расчета и проектирования электрических машин.
С другой стороны, существуют сравнительно простые и легко доступные конечно-элементные программы, которые могут быть весьма полезны при изучении общей теории электрических машин, курса «электромагнитные расчеты», при учебном проектировании и т.д. На основе этих программ могут быть составлены лабораторные работы и расчетные задания, выполняя которые, студенты не только получат более полное представление об основных положениях общей теории, но и будут иметь возможность оценить влияние реальных условий, при которых работает машина, на величину погрешностей, связанных с теми или иными допущениями, принятыми при построении теории. Кроме того, с помощью простых конечно-элементных программ могут решаться и многие практические задачи, возникающие при исследовании работы и при проектировании самых различных электрических машин.
Одной из целей представленной диссертационной работы является обоснование возможности широкого применения именно простых конечно-элементных программ в процессе обучения будущих инженеров-электромехаников. В первой главе демонстрируется применение таких моделей для решения некоторых базовых полевых задач, на основе которых построена классическая теория электрических машин. Большинство этих задач имеет аналитическое решение, и это обстоятельство позволяет не только оценить точность используемых конечно-элементных моделей, но и, сняв в модели ограничения, связанные с идеализацией условий задачи (например, задавая реальную кривую намагничивания стали сердечника вместо допущения о бесконечной магнитной проницаемости), оценить точность самой теории.
Другой целью диссертационной работы было продемонстрировать возможность решения с помощью простых конечно-элементных моделей некоторых практических задач. Во второй главе рассматривается некоторые из таких задач: оценка влияния свойств магнитных клиньев на проводимость пазового рассеяния и на проводимость зазора и гармонический состав поля в зазоре, влияние конструкции машин с постоянными магнитами на зубцовые пульсации момента. Подобного рода практические задачи также могут быть включены в методические пособия при изучении общего курса электрических машин. и В третьей главе конечно-элементное моделирование полного поля в поперечном сечении машины рассматривается как один из этапов учебного проектирования электрических машин.
Определение коэффициента влияния пазов (Cv) по результатам моделирования поля
Возможность применения гармонического анализа к результатам моделирования поля позволяет оценить точность рекомендаций по определению коэффициентов формы поля явнополюсных синхронных машин, предлагаемых в учебных пособиях по проектированию.
На рисунке 1.13, приведена картина поля в активной зоне явнополюсной синхронной машины при холостом ходе. На модели не воспроизводится зуб-цовая зона статора, однако кривые намагничивания стали статора и ротора заданы реальными. Основные размеры поперечного сечения машины (зазор, полюсное деление, диаметр расточки, размеры полюсов) взяты из примера расчета явнополюсного синхронного генератора в [1-5]. Плотность тока в обмотке возбуждения подобрана таким образом, чтобы индукции в ярмах и в воздушном зазоре были близки к реальным значениям. На рисунке виден след цилиндрической поверхности, проведенной в воздушном зазоре на середине его высоты. Распределение индукции, «измеренное» на этой поверхности и сохраненное в виде текстового файла, может быть подвергнуто гармоническому анализу. Кроме того, интегрирование нормальной составляющей индукции вдоль этого контура позволяет определить значение потока на полюсном делении и среднее значение индукции. Таким образом, на модели могут быть найдены все величины, необходимые для расчета коэффициентов При задании постоянной и достаточно большой магнитной проницаемости для стали сердечников (цг = 10000) результаты получаются практически такими же, как и при моделировании нелинейных сталей (см. табл. 1.5).
На рис. 1.14 показана модель, в которой сталь статора и ротора не воспроизводится. Задание условий Неймана на поверхностях сердечников статора и ротора соответствует заданию бесконечной магнитной проницаемости стали.
На моделях, показанных на рисунках 1.13 и 1.14, воспроизведены полные периоды поля - по два полюсных деления. На боковых границах моделей при этом в общем случае должны быть заданы периодические граничные условия (при моделировании холостого хода в силу симметрии на этих границах могут быть заданы условия Неймана). Область задачи, однако, можно сократить, ограничившись моделированием одного полюсного деления и задав на боковых границах антипериодические граничные условия. «Измеренные» данные в этом случае перед тем, как подвергнуть гармоническому анализу, следует преобразовать так, чтобы они представляли весь период поля. 1 - модель с воспроизведением нелинейных свойств сердечников 2 - модель с \ir = 104 3 - модель с граничными условиями Неймана (см. рис. 1.14) 4 - определение коэффициентов по [ГГ и СК]. При расчете коэффициентов kf, кф в ряде пособий по учебному проектированию (например, в [1-5]) рекомендуется учитывать насыщение зубцовой зоны с помощью коэффициентов насыщения kza и kzam . где F\ - сумма падений магнитных напряжений в зубцовых зонах и яр-мах статора и ротора, F - магнитное напряжение воздушного зазора, 8М, къ, и к5м - максимальный зазор (под краем полюса) и коэффициенты зазора под серединой полюса (минимального) и максимального.
Для того чтобы учесть насыщение магнитопровода при определении коэффициентов kf и кф на конечно-элементных моделях, следует воспроизвести зубцовую зону, задав при этом нелинейные свойства стали статора и ротора. На рис. 1.15, показана модель гидрогенератора, имеющего основные размеры те же, что и генератор, взятый в качестве примера расчета в [1-5]. Размеры пазов и зубцов, однако, скорректированы таким образом, чтобы на полюсное деление приходилось целое число пазов.
В табл. 1.6, приведены определенные по результатам моделирования значения коэффициентов kf и кф. В серии численных экспериментов варьировалась плотность тока на участках модели, соответствующих обмотке воз-буждения от 0,5 до 2,2 А/мм , что соответствует изменению индукции в зубцах до 1,94 Т и в ярме статора до 1,51 Т. Индукция в сердечниках полюсов при этом изменялась до 2,02 Т, зубцовая зона демпферной обмотки не воспроизводилась.
Определение коэффициента затухания поля гармоники в зазоре, (пример расчета ТВВ 200 МВт)
При расчете машин с относительно большим зазором часто нужно учитывать затухание поля гармоники в зазоре. Если не принимать во внимание насыщение стали, конечно-элементная модель для решения этой полевой задачи выглядит просто - на поверхностях гладких сердечников задаются условия Неймана для векторного магнитного потенциала, а МДС гармоники задается гармоническим токовым слоем (см. рис 1.27 и рис 1.28). После расчета поля коэффициент затухания определяется как отношение потоков на поверхностях верхнего и нижнего сердечников. Модель, с помощью которой можно учесть влияние насыщения стали, должна включать в себя участки, соответствующие сердечникам машины. На верхней и нижней границах при этом задаются условия Дирихле. Как видно из таблицы (см таблица 1.10), и точность способа определения коэффициентов затухания поля для высших гармоник в зазоре, и точность модели при указанных условиях численного эксперимента достаточно высоки до 19-ой гармоники.
1. Для численного определения обмоточных коэффициентов обмоток, выполненных по произвольным схемам, могут быть использованы простые конечно-элементные модели, воспроизводящие зазор между гладкими сердечниками с заданием условий Неймана для векторного магнитного потенциала на участках внешней границы, совпадающих с поверхностями сердечников. Катушечные стороны обмотки в модели представляются линейными проводниками малого поперечного сечения (точками), расположенными на поверхности сердечника. Моделирование и гармонический анализ полей сосредоточенной обмотки и обмотки, выполненной по рассматриваемой схеме, позволяет определить обмоточные коэффициенты гармоник.
2. Использование гармонического анализа распределения индукции на периоде обмотки позволяет оценить влияние раскрытий пазов на амплитуды гармоник индукции и оценить точность расчета коэффициентов влияния пазов Cv.
3. Насыщение стали влияет не только на абсолютные, но и на относительные значения амплитуд гармоник поля в зазоре. Другими словами, насыщение изменяет гармонический состав поля в зазоре. Проведенные численные эксперименты подтвердили это при моделировании электрических машин с различной конфигурацией поперечных сечений. Таким образом, для точного определения гармонических составляющих поля необходимо моделировать полное поперечное сечение машины с заданием реальных свойств и размеров сердечников.
4. Конечно-элементные модели для определения коэффициентов формы поля явнополюсных синхронных машин просты и наглядны. Целесообразно их применение в учебном процессе при изучении курсов «Электромагнитные расчеты», общего курса электрических машин и «Проектирование электрических машин».
Ограничимся здесь рассмотрением только тех пазов, в которых силовые линии потока пазового рассеяния, проходящие через клин, не проходят в то же время через часть паза, занятую проводниками с током. Другими словами, рассмотрим ту часть пазового рассеяния, которую обычно называют рассеянием через верхнюю часть паза, предполагая при этом, что все линии этого потока сцеплены со всеми проводниками паза.
Заметим, что проводимость пазового рассеяния для части паза, занятой проводниками с током, также может быть найдена с помощью конечно-элементной модели. В этом случае необходимо определить средневзвешенное на токовом участке паза значение векторного магнитного потенциала. Операция по определению этого значения обычно входит в число функций постпроцессора конечно-элементной программы.
В современной научно-технической литературе, посвященной расчету параметров электрических машин, проводимость верхней части паза обычно рассматривается с учетом т. наз. рассеяния по коронкам (головкам) зубцов. Для коэффициента проводимости Х- в [2-1] рекомендуется формула, полученная в результате решения полевой задачи для области паза без тока методом конформных преобразований (задача Картера)
Конечно-элементное моделирование асинхронных двигателей с массивным ротором
С помощью простых конечно-элементных моделей можно весьма эффективно исследовать такие непростые с точки зрения электромагнитного анализа машины, как асинхронные двигатели с массивным ротором. Сложность электромагнитного расчета этих машин связана, как известно, с тем, что переменное поле в роторе должно быть определено с учетом нелинейных свойств стали и с учетом реакции токов, индуктированных в роторе, распределение которых в массиве ротора, в свою очередь, носит весьма сложный характер.
Большинство известных конечно-элементных программ позволяют пользователю находить приближенные решения полевых задач, связанных с возникновением в массивных средах, в том числе нелинейных, вихревых токов. В частности, программа FEMM позволяет решать задачи, в которых токи источников поля изменяются по гармоническому закону (т. наз. time harmonic problems). При этом предполагается, что и все величины электромагнитного поля (напряженность и индукция магнитного поля, плотность тока) в каждой точке пространства изменяются во времени также по гармоническому закону. Это допущение предполагает замену действительной кривой намагничивания ферромагнитного материала среды некоторой эквивалентной кривой, для которой значению напряженности поля ставится в соответствие амплитуда основной гармоники временной зависимости индукции, рассчитанной по заданной действительной кривой намагничивания в предположении, что напряженность изменяется по синусоидальному закону. Соответственно этому вводится эквивалентная магнитная проницаемость среды \ieff. В добавление к эквивалентной кривой намагничивания вводится понятие фазового угла гистерезиса (hysteresis lag), пропорционального магнитной проницаемости [2-18 и 2-19]. Переход к синусоидально изменяющимся во времени величинам поля позволяет сформулировать задачу в терминах комплексного векторного магнитного потенциала, что существенно облегчает ее решение.
При расчете переменного поля в массивном нелинейном ферромагнетике решается уравнение более сложное, чем при решении нелинейной маг-нитостатической задачи - в правой части уравнения появляется производная от векторного магнитного потенциала по времени. Следствием этого является то, что расчет таких полей занимает значительно больше времени, чем магнитостатических. Для выполнения приближенных быстрых расчетов, необходимость в которых обычно возникает на ранней стадии проектирования, удобно иметь линейную модель массивного ротора. Создать такую модель можно, представив цилиндрический ротор в виде многослойной структуры с постоянной магнитной проницаемостью в каждом слое. Значения магнитных проницаемостей слоев можно подобрать последовательными приближениями, имея в качестве базового решение задачи при воспроизведении нелинейных свойств материала ротора. При дальнейших расчетах полученную ли нейную модель можно использовать для приближенной оценки изменения размеров, схемы обмотки, плотности тока в обмотке и т.д.
Ниже приводится пример формирования линейной модели асинхронного двигателя с массивным ферромагнитным ротором на основе расчета поля при воспроизведении реальных нелинейных свойств ротора.
Смоделируем асинхронный двигатель с массивным ротором.
Некоторые данные двигателя и модели: диаметр расточки - 60 мм, зазор - 1 мм, обмотка однослойная, 2р =2, при моделировании зададим нелинейные характеристики стали статора (электротехническая сталь, сердечник шихтован) и ротора (мягкое железо, массив).
Определение результирующей ЭДС по результатам моделирования
При моделировании режима нагрузки возможны два подхода, отличающиеся способом определения результирующей ЭДС обмотки якоря по результатам расчета поля. Первый из них прост - с помощью гармонического анализа распределения индукции в зазоре находятся амплитуда и пространственный фазовый угол основной гармоники индукции в зазоре. Как уже говорилось, при моделировании мгновенного состояния поля известно пространственное положение магнитной оси обмотки, таким образом, найденный фазовый угол основной гармоники определяет положение вектора индукции и, следовательно, вектора результирующей ЭДС на векторной диаграмме относительно вектора тока якоря. Далее при известных параметрах обмотки легко найти вектор напряжения и угол ср.
Второй способ предполагает дифференцирование потокосцепления обмотки. Этот способ применялся, в частности, в диссертации А.И. Власова и М.А. Аванесовым при разработке программы ТСРМ, реализующей метод зубцовых контуров [3-7] применительно к расчету синхронных машин. Последовательное моделирование моментов времени с постоянным и достаточно малым интервалом между ними позволяет получить временную зависимость потокосцепления фазы обмотки с необходимой точностью. При использовании программы FEMM для проведения этой серии экспериментов лучше воспользоваться заранее составленной программой на языке Lua.
Моделирование в этом случае усложняется и требует большего времени. Для учебных целей определение результирующего потокосцепления можно заметно упростить, не делая при этом большой ошибки. Если допустить, что результирующее потокосцепление может быть представлено вектором постоянной длины, вращающимся с постоянной скоростью, то мгновенные потокосцепления фаз могут рассматриваться как проекции этого вектора на направления магнитных осей фаз в рассматриваемый момент времени. При этом условии вектор результирующего потокосцепления может быть полностью определен по своим двум проекциям (рис. 3.11). Потокосцепления фаз в модельном эксперименте находятся как разности средневзвешенных значений векторных магнитных потенциалов на участках, соответствующих начальным и конечным сторонам катушек фаз.
Расчетную длину машины при определении результирующей ЭДС обмотки якоря по результатам моделирования также можно выбрать различным образом. Влияние радиальных каналов на проводимость зазора и, следовательно, на расчетную длину можно учесть так, как это сделано, например, в [3-3], рассчитав должным образом коэффициент зазора. Как уже было замечено выше, влияние трехмерной неоднородности при моделировании по методу конечных элементов обсуждается в [3-6]. Поскольку уменьшение проводимости зазора за счет радиальных каналов, рифления ротора и увеличения зазора вблизи торцевых зон частично компенсируется выпучиванием поля на краях сердечников, приближенно расчетную длину можно взять равной полной длине сердечника статора.
Итак, определив тем или иным способом вектор результирующей ЭДС и достроив векторную диаграмму, пользуясь заранее рассчитанными значе ниями параметров обмотки якоря, можно найти фазное напряжение и коэффициент мощности, т.е. найдя все данные режима работы. Если напряжение и/или коэффициент мощности не соответствуют номинальным значениям, следует скорректировать исходные данные модели - ток в обмотке возбуждения и/или угловое положение ротора относительно статора. Обычно для достижения требуемого соответствия достаточно трех-пяти итераций.
В результате выполненных действий оказывается определенным ток обмотки возбуждения. Заметим, что при этом насыщение магнитной цепи учитывается наиболее полно.
Непосредственно по результатам моделирования могут быть также определены индукции и падения магнитного напряжения в отдельных элементах магнитной цепи, электромагнитный момент и электромагнитная мощность, гармонический состав поля в зазоре.
