Содержание к диссертации
Введение
1. Современные методы проектирования высокоэффективных усилителей мощности СВЧ диапазона электромагнитных волн 18
1.1. Методы достижения высокой эффективности усилителей мощности СВЧ за счет линеаризации 19
1.1.1. Методы и средства разработки высокоэффективных усилителей мощности 19
1.1.1.1. Модели усилительных элементов для высокоэффективных усилителей мощности 20
1.1.1.2. Методы моделирования высокоэффективных усилителей мощности на основе упрощенных эквивалентных схем 21
1.1.1.3. Прямые экспериментальные методы определения параметров нагрузки для высокоэффективных усилителей мощности 21
1.1.1.4. Экспериментально-аналитические методики расчета нагрузок при разработке высокоэффективных усилителей мощности 21
1.1.2. Методы разработки высокоэффективных усилителей мощности, основанные на линеаризации их характеристик 23
1.1.2.1. Повышение эффективности УМ за счет линеаризации созданием оптимальной нагрузки 23
1.1.2.2. Повышение эффективности УМ за счет линеаризации режимом по постоянному току 24
1.1.3. Методы разработки линейных усилителей мощности, за счет
усложнения структур и схемных решений 25
1.1.3.1. Комбинированные методы линеаризации 25
1.1.3.2. Структурные методы линеаризации 26
1.1.3.3. Разработка высокоэффективных УМ линеаризацией за счет использования схем с суммированием мощности
2. Создание методики определения оптимальной по мощности нагрузки как основы проектирования высокоэффективных усилителей мощности СВЧ
2.1. Спектральное представление сигнала 32
2.2. Расчетно-экспериментальный метод определения оптимальной нагрузки СВЧ полевого транзистора как основа проектирования высокоэффективных усилителей мощности СВЧ 33
2.3. Выводы 45
3. Разработка основ проектирования и моделирования усилителей мощности УВЧ и СВЧ, высокая эффективность которых достигается за счет линеаризации, в том числе построенных на принципе суммирования 47
3.1. Теоретический аппарат описания спектрального состава сигнала и критерии оценки нелинейности при проектировании высокоэффективных усилителей мощности 47
3.2.Оценка ограничений при линеаризации усилителей мощности методами введения внешнего генератора ПЧ или второй гармоники 50
3.3. Результаты численного моделирования схем усилителей мощности с линеаризацией за счет второй гармоники от внешнего источника 52
3.4. Принципиальные основы линеаризации усилителей, построенных на принципе сложения мощности 54
3.5. Схемы со сложением и компенсацией за счет фазы второй гармоники
3.5.1. Схемы усилителей мощности с суммированием (каскады с режимами насыщения и отсечки в рабочих точках) 57
3.5.2. Реализации условий компенсации, ограничения и оценки 58
3.6. Развитие основ проектирования усилителей мощности, построенных на принципе суммирования с линеаризацией
3.6.1. Численное моделирование двухканальнои схемы УМ с суммированием (каскады с режимами насыщения и отсечки в рабочих точках) 62
3.7. Улучшение энергетики за счет каскадного включения УМ с линеаризацией на базе схем с суммированием 65
3.7.1. Результаты численного моделирования и экспериментальной проверки каскадного соединения схем с линеаризацией 67
3.8. Выводы 70
4. Схемотехнические способы улучшения характеристик при проектировании высокоэффективных усилителей мощности СВЧ 72
4.1. Сверхширокополосный усилитель с удвоением мощности в диапазоне основных рабочих частот направленных ответвителей 72
4.2. Коррекция неравномерности частотных характеристик многокаскадных СВЧ усилителей за счет межкаскадных фазосдвигающих цепей 74
4.3. Использование частотно-избирательных свойств НО в четырехполюсном включении для улучшения характеристик балансного каскада 4.4. Методика построения многокаскадного балансного УМ, реализующего предельные возможности однотипных УЭ 80
4.5. Выводы 81
5. Реализованные усилители мощности УВЧ и СВЧ диапазонов частот различного назначения 82
5.1. Передающие конвертеры 2-х см диапазона СВЧ для базовой станции спутниковой системы связи и оконечные УМ для них 82
5.2.Комплект усилителей мощности УВЧ для расширения возможностей абонентских терминалов спутниковой системы связи «Глобал-Тел» 84
5.3. Опытные образцы гибридных СВЧ усилителей мощности приемо передающих модулей радиолокационной станции АФАР для авионики 85
5.4. Образцы гибридных СВЧ УМ радиолокационной станции бортовой техники 89
5.5. Образцы гибридных УВЧ усилителей мощности в составе радиолокатора охранной системы 90
5.6.Усилители мощности СВЧ в составе передающих конвертеров системы связи спутникового базирования 91
5.7. Усилитель СВЧ с полосой пропускания от 100 МГц до 18 ГГц 92
5.8. Усилители мощности СВЧ в составе передающих конвертеров аппаратуры радиорелейных станций связи цифровой синхронной (SDH) и плезиохронной (PDH+) иерархий 92
5.9. Сверхширокополосный усилитель с распределенным усилением 93
5.10. Выводы 94
6. Заключение 95
Список использованных источников 98
- Методы моделирования высокоэффективных усилителей мощности на основе упрощенных эквивалентных схем
- Расчетно-экспериментальный метод определения оптимальной нагрузки СВЧ полевого транзистора как основа проектирования высокоэффективных усилителей мощности СВЧ
- Коррекция неравномерности частотных характеристик многокаскадных СВЧ усилителей за счет межкаскадных фазосдвигающих цепей
- Образцы гибридных УВЧ усилителей мощности в составе радиолокатора охранной системы
Введение к работе
АКТУАЛЬНОСТЬ РАБОТЫ. Качественные показатели радиотехнических систем различного назначения - радиосвязи, телевидения, радиолокации, радионавигации и радиоуправления - в значительной степени определяются параметрами входящих в них устройств усиления радиосигналов. Реализация все более возрастающих требований к системам по быстродействию, пропускной способности, электромагнитной совместимости, улучшению спектральной чистоты и ослаблению уровня побочных комбинационных компонентов передающих трактов требует определения предельно достижимых значений выходной мощности и коэффициента полезного действия (КПД) усилителей радиосигналов на этапе проектирования.
Приоритетное развитие и совершенствование активной элементной базы радиотехнических устройств в настоящее время происходит в полупроводниковых приборах, работающих на принципе полевого управления движением носителей, - полевых транзисторах (ПТ). Разработаны новые усилительные элементы (УЭ), такие как полевые транзисторы на основе GaAs, GaN.
При проектировании усилителей мощности УВЧ и СВЧ первостепенное значение всегда имеет вопрос определения значения оптимальной нагрузки ПТ, которая позволяла бы максимально использовать потенциальные энергетические ресурсы полевого транзистора для поучения от него максимальной мощности. К недостаткам простых расчетно-экспериментальных методов определения комплексного значения нагрузки ПТ,например по методу С.С.Криппса, относится их расхождение с результатами прямых измерений комплексного значения нагрузки ПТ. Развитие систем высокоскоростной широкополосной связи вызьшает постоянный все возрастающий спрос на усилители мощности с малыми нелинейными искажениями. Требования к допустимому уровню нелинейных искажений растут пропорционально росту скорости передачи информации в рассматриваемых системах.
Вопросы исследования и минимизации нелинейных искажений (НИ) радиосигналов в усилительных устройствах, работающих в режиме слабой нелинейности, широко представлены в работах Б.М. Богдановича, А.В. Данилова, Ю.Л. Хотунцева, А.Г. Жаркого, В.Д Дмитриева, А.И. Силютина, СВ. Мелихова, А.А. Титова, В.И. Туева, Нарайнана (S. Naraynan), Буссганга (J.Bussgang), Эрмана (L. Ehrman), Г.С. Педро (J.C.Pedro), С.С. Криппса А. Гребенникова (A. Grebennikov), Н.О. Сокала (N.O. Sokal), С.А. Мааса и др. Однако вопросы анализа и минимизации нелинейных искажений (НИ) в усилителях со сложением мощности нескольких ПТ, оптимизированных по критерию максимального значения КПД при заданной мощности оказались нерешенными. Вопрос выбора значения импеданса нагрузки оптимальной по условию максимального использования раскрыва вольт-амперной характеристики для получения максимальной мощности или КПД по критерию сжатия коэффициента передачи остается в числе задач, требующих разработки новых подходов к их решению с целью повышения достоверности определения величины оптимальной нагрузки.
В связи с этим разработка расчетно-экспериментального метода определения комплексной нагрузки ПТ, позволяющего получить максимальное значение выходной мощности или КПД усилителей радиосигналов, а также поиск путей уменьшения НИ радиосигналов в усилительных устройствах на основе балансного каскада с применением компенсационных решений, увеличения полосы рабочих частот и уменьшения неравномерности частотной характеристики являются актуальными.
ЦЕЛЬ РАБОТЫ - совершенствование методик проектирования, создание и внедрение УВЧ и СВЧ усилителей радиосигналов на полевых транзисторах с повышенной выходной мощностью на основе максимального использования энергетического потенциала усилительного элемента по критерию сжатия коэффициента передачи, уменьшения нелинейных искажений и уменьшенными нелинейными искажениями при заданной выходной мощности и максимальном КПД во вторых в более широком диапазоне частот.
-
Разработка метода определения комплексной нагрузки полевого транзистора для достижения максимальной выходной мощности и КПД усилителей мощности УВЧ и СВЧ диапазонов.
-
Уменьшение нелинейных искажений усилителей мощности для аппаратуры связи с использованием компенсационных методов линеаризации.
-
Увеличение выходной мощности УВЧ-СВЧ усилителей на основе разработанного компенсационного метода и создание новых схемных решений их построения.
-
Увеличение широкополосное УВЧ и СВЧ усилителей и уменьшение неравномерности амплитудно - частотной характеристики (АЧХ) схемотехническими методами.
-
Создание и внедрение УВЧ и СВЧ усилителей радиосигналов на полевых транзисторах с повышенной выходной мощностью, уменьшенными нелинейными искажениями, расширенным диапазоном рабочих частот в системы связи наземного, воздушного, морского и космического базирования.
ИСПОЛЬЗУЕМЫЕ МЕТОДЫ ИССЛЕДОВАНИЙ В работе
использованы методы теории линейных и нелинейных электрических цепей, спектрального анализа, матричного исчисления, численного моделирования, математические формулы для точки пересечения продуктов нелинейности второго и третьего порядков, экспериментальные исследования.
Достоверность полученных теоретически выводов подтверждена экспериментально в процессе выполнения работы, а также созданием усилителей мощности, внедренных в состав радиотехнических систем различного назначения, результаты работы не противоречат известным частным результатам.
НАУЧНАЯ НОВИЗНА работы определяется развитием методов проектирования усилителей радиосигналов и созданием на этой основе новых
5 устройств для усиления УВЧ и СВЧ радиосигналов с повышенными значениями выходной мощности и КПД. Научной новизной обладают следующие основные результаты работы.
-
Метод определения комплексной нагрузки полевого транзистора, позволяющий создавать усилители радиосигналов с максимальным значением выходной мощности или КПД на основе максимального использования энергетического потенциала усилительного элемента по критерию сжатия коэффициента передачи.
-
Обоснование возможности уменьшения нелинейных искажений фазоманипулированного сигнала в усилительных устройствах, построенных по схеме с суммированием мощности на основе балансного каскада, за счет компенсации продуктов нелинейности, которая достигается режимной расстройкой плеч или расстройкой цепей согласования в каскадах усиления.
-
Удвоение выходной мощности в верхней части диапазона частот широкополосного усилителя СВЧ за счет использования балансного способа соединения двух усилителей в каскад и введения дополнительной связи через передающую линию определенной длины между последовательно включенными балансными каскадами.
-
Доказательство возможности увеличения диапазона рабочих частот широкополосного СВЧ усилителя благодаря использованию в последовательно включенных каскадах фазосдвигающих цепей, обеспечивающих постоянный в полосе частот фазовый сдвиг.
ПРАКТИЧЕСКОЕ ЗНАЧЕНИЕ РАБОТЫ заключается в разработке, создании и внедрении устройств усиления УВЧ и СВЧ радиосигналов с повышенными значениями выходной мощности и КПД в радиотехнические системы наземного, воздушного, морского и космического базирования, что позволило повысить качество передачи информации, помехоустойчивость и электромагнитную совместимость этих систем.
Созданы новые методики проектирования усилителей, содержащих ПТ:
расчетно-экспериментальный метод определения комплексного значения нагрузки ПТ, обеспечивающего максимальную мощность или КПД усилителя на основе максимального использования энергетического потенциала усилительного элемента по критерию сжатия коэффициента передачи;
методика проектирования многокаскадных усилителей мощности на балансных каскадах, позволяющая в технологическом процессе настройки (ремонта) осуществлять диагностирование каждого транзистора по значениям коэффициента усиления и выходной мощности.
Разработаны новые устройства для усиления УВЧ и СВЧ радиосигналов. На два новых устройства получены авторские свидетельства на изобретения.
Под руководством и при непосредственном участии автора созданы и внедрены следующие разработки.
-
Широкополосный усилитель СВЧ диапазона 4-8ГГц (В/Ч 25714, 1982г.), опытная партия.
-
Широкополосный усилитель СВЧ диапазона X (В/Ч 25714, 1983г.), малая серия.
-
Сверхширокополосный гибридный усилитель сантиметрового диапазона (п/я Г-4493,1988г.).
-
Сверхвысокочастотные усилители мощности 13.5-15.5ГГц (Москва, ЗАО Корпорация радиоэлектронных и информационных технологий,!995-2005гг.).
-
Сверхвысокочастотные усилители мощности Х-диапазона (Томск, НИИ РТС ТУСУР, 2005-2012гг.).
-
Усилители мощности в составе СВЧ передающих конвертеров для высокоскоростной радиолинии космического базирования (Москва, ОАО, Научно исследовательский институт точных приборов, 2005-2007гг.).
-
Усилитель мощности в составе формирователя СВЧ (Калуга, ОАО НЛП Калужский приборостроительный завод «Тайфун», 2003-2008 гг.).
-
Усилители мощности абонентских терминалов GPS 1620x1, GPS1620x2, GPS1620x4, GPS1620x8 (Томск, ЗАО НПФ «Микран», 2002- 2009 гг.)
-
Усилители мощности в составе конвертеров аппаратуры высокоскоростных цифровых радиорелейных станций SDH типов МИК-РЛ 4-6С, МИК-РЛ 7-15С.( Томск, ЗАО НПФ «Микран», 2005-2009 гг. )
-
Усилители мощности в составе передающих конвертеров аппаратуры высокоскоростных цифровых радиорелейных станций синхронной SDH и плезиохронной PDH+ иерархий типов МИК-РЛ 13С и МИК-РЛ 13Р+. (Томск, ЗАО НПФ «Микран», 2011 г.)
Документы о внедрении разработанных устройств приведены в приложении к диссертационной работе.
Результаты внедрения диссертационной работы имеют межгосударственный уровень. Разработанные на основе проведенных исследований усилители мощности серийно выпускались и были реализованы в составе аппаратуры прямого доступа к спутниковым каналам связи системы Global-Star. Усилители мощности с низкими нелинейными искажениями в составе аппаратуры радиорелейных линий цифровой связи синхронной и плезиохронной иерархии используются как в России, так и за рубежом.
Результаты диссертационной работы используются в учебном процессе в Томском государственном университете систем управления и радиоэлектроники при дипломном проектировании, учебно- и научно-исследовательской работе студентов, в лабораторном практикуме и курсовом проектировании по базовым дисциплинам на кафедрах: «Теоретических основ радиотехники», «Радиоэлектронных технологий и экологического мониторинга».
1. Предложенный расчетно-экспериментальный метод определения комплексной нагрузки позволяет по ограниченному набору параметров транзистора, доступных для измерений, определять два значения комплексного сопротивления нагрузки транзистора, которые обеспечивают достижение максимального значения выходной мощности или КПД проектируемых усилителей УВЧ и СВЧ радиосигналов на основе максимального
использования энергетического потенциала усилительного элемента по критерию сжатия коэффициента передачи.
-
Применение режимной расстройки или расстройки цепей согласования в плечах усилителя мощности, построенного по балансной схеме, позволяет уменьшить нелинейные искажения фазоманипулированного сигнала до 10 дБ в диапазоне изменения выходной мощности радиосигнала 10-15 дБ за счет компенсации продуктов нелинейности.
-
Введение дополнительной связи между балансными каскадами через отрезок передающей линии, соединяющий балластные выходы межкаскадных направленных ответвителей в двухкаскадной балансной схеме позволяет удвоить выходную мощность широкополосного согласованного СВЧ усилителя.
-
Показано, что использование фазосдвигающих цепей, вносящих постоянный в полосе частот сдвиг фаз, приводит к увеличению в 2.34 раза диапазона рабочих частот, в котором многокаскадный усилитель СВЧ будет иметь неравномерность амплитудно-частотной характеристики не хуже, чем у одиночного каскада, что обусловлено компенсацией межкаскадных отражений при неполной согласованности каскадов.
АПРОБАЦИЯ РАБОТЫ. Основные разделы и результаты работы докладывались и обсуждались на международных научно-технических конференциях: Innovations in Information and Communication Science and Tecnology. Second Postgraduate Consortium International Workshop IICST 2012. Tomsk, Russia, September 10-13, 2012, «Спутниковые системы связи и навигации» (Красноярск, 1997), «Исследование, разработка и применение высоких технологий в промышленности» (Санкт-Петербург, 2008), «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии» (Севастополь, Крым, Украина, 2009), на всесоюзных и всероссийских конференциях, «2-я Всероссийская научно техническая конференция по проблемам создания перспективной авионики» (Томск, 2003), «Наука. Технологии. Инновации» (Новосибирск, 2008), «Современные проблемы радиоэлектроники и связи» (Иркутск, 2009), на всесоюзном семинаре «Актуальные вопросы разработки и производства средств приема спутникового телевидения» (Севастополь, 1990), на краевой научно- технической конференции «Интегральная электроника СВЧ> (Красноярск, 1987), на областных конференциях по радиотехнике, электронике и связи «Разработка и исследование радиотехнических систем и устройств» (Томск, 1981,1983).
ПУБЛИКАЦИИ. Результаты диссертационной работы опубликованы в 24 работах: в 7 статьях в центральных периодических журналах (4 из них в рецензируемых изданиях из перечня ВАК), в 11 статьях в сборниках трудов научно-технических конференций; в 2 описаниях к авторским свидетельствам, в 3 тезисах докладов научно-технических конференций, в научно-технических отчетах.
Личный вклад автора. Все результаты, сформулированные в положениях, выносимых на защиту, и составляющие научную новизну работы, получены автором лично либо при его непосредственном участии. Работы,
посвященные приложениям полученных автором результатов, выполнялись как лично автором, так и коллективом коллег автора.
СТРУКТУРА И ОБЪЕМ ДИССЕРТАЦИИ Диссертация состоит из введения, пяти разделов, двух приложений, списка использованных источников информации, включающего 125 наименований, содержит ПО страниц текста, 42 рисунка и 11 таблиц.
Методы моделирования высокоэффективных усилителей мощности на основе упрощенных эквивалентных схем
По идеологии и простоте реализации чаще всего применяется комбинация нагрузочно-режимных способов повышения линейности УМ. Особенно это проявилось в инженерной практике создания усилительных устройств по гибридной технологии интегральных СВЧ схем. Дело в том, что этому способствовала относительная простота ручной настройки и подстройки согласующих цепей ГИС усилителей в диапазонах от дециметрового до сантиметрового диапазонов длин волн, с одной стороны. И относительная легкость организации управления питанием, с другой стороны.
Дополнительные возможности улучшения КПД и повышения линейности при минимальном усложнении реализации дает применение предложенной в 1936 году схемы Догерти, которая получила в последние годы широкое распространение в практике создания высокоэффективных УМ для систем беспроводной радиосвязи [54,58,60,64,72-74,88,102].
Поскольку одиночные каскады в схеме Догерти работают в нелинейных режимах, линейности может быть недостаточно для работы с сигналами определенных стандартов и спецификаций. Для улучшения линейности с сохранением эффективности по КПД применяются методы управления смещением как основного усилителя, так и вспомогательного [58,76,72-74,90]. Усилители в каналах при этом работают в режимах класса АВ, смещение одного имеет постоянную величину, а у второго меняется в зависимости от огибающей входного сигнала.
Недостатки схемы Догерти в ограничениях реализуемости волновых сопротивлений четвертьволновых линий, во-первых. И в относительно высоком уровне ИМИ. Механизм снижения ИМИ в схеме Догерти за счет управления питанием работает только в той степени, в которой режим питания способствует уменьшению ИМИ одиночного усилителя в классе АВ, по-видимому. Еще один недостаток заключается в, как правило, низком коэффициенте усиления.
Практически все известные схемы сложной структурной линеаризации используются в диапазоне частот до 5 ГГц. 1.1.3.2. Структурные методы линеаризации.
Существует ряд методов улучшения линейности с использованием принципа компенсации нелинейных искажений усилительных устройств путем формирования противофазных искажениям сигналов равной с ними амплитуды. По принципу действия разнообразные по технике структурные схемы линеаризации могут быть объединены в три базовых семейства: с обратной связью (feedback) [63,72,73,83,84,107,115,120], со связью вперед (feedforward) [63,72,73,107,115,120,123] и с предварительными искажениями (predistorting) [63,83-85,107,115,120].
Осуществляется этот принцип организацией различными способами противофазного источника нелинейных искажений с последующим суммированием с нелинейными искажениями сигнала. В качестве источника нелинейных искажений для компенсации, очевидно, наилучшим образом подходят сами искажения, выделенные из спектра выходного сигнала. Введение канала обратной связи с регулируемой амплитудой и. фазой является одним из методов линеаризации УМ. Примеры структурных схем реализации компенсации ИМИ с помощью обратных связей (ОС) можно найти в обширной литературе, посвященной этому вопросу[63,72,73,83,84,107,115,120]. Общим недостатком систем линеаризации за счет ОС является их структурная сложность, принципиальная узкополосность и склонность к возбуждению, что делает их малопригодными для реализации на СВЧ. Другой не менее эффективный способ компенсации ИМИ заключается в использовании противофазного сложения нелинейных искажений выделенных из входного сигнала с нелинейными искажениями самого сигнала на выходе УМ. Этот метод известен как линеаризация связью вперед. Если характеристики нелинейности известны и имеется техническая возможность сгенерировать на входе усилителя близкий по амплитуде противофазный ИМИ сигнал, то применяется метод предварительных искажений. Более подробное описание структурных схем реализации перечисленных методов можно найти в литературе [63,83-85,107,115,120]. Недостатком известных схем со связью вперед является сложность аппаратной реализации с включением в канал формирования противофазных искажений элементов усиления, управления амплитудой и фазой, которые включают в себя активные элементы, имеющие температурную зависимость параметров. Как следствие - сложность не только реализации, но и настройки и эксплуатации.
Схемы линеаризации с предварительными искажениями, реализованными на базе простых диодных схем, генерирующих сигналы противофазные нелинейным искажениям, судя по публикациям, способны снизить уровень последних на 3-5дБ. При этом элементы, генерирующие сигналы компенсации, требуют индивидуального подбора и настройки для работы не только с конкретным типом усилительного прибора, но и даже определенного образца УЭ данного типа. Согласованная работа генератора предварительных искажений с усилительным устройством в диапазоне температур - вопрос тоже проблематичный.
Расчетно-экспериментальный метод определения оптимальной нагрузки СВЧ полевого транзистора как основа проектирования высокоэффективных усилителей мощности СВЧ
Расчеты сделаны для усилителя СВЧ диапазона 13 ГГц. Схема с линеаризацией типа связь вперед по второй гармонике.
Входной балансный каскад (БК) на ЕРА 120 В, выходной 4 параллельно включенных ЕРА240 с синфазными делителями - сумматорами. На графике 3.2. для сравнения приведен аналог по элементной базе, числу УЭ и по схемному решению без линеаризации.
Схема усилителя с линеаризацией, для которого рассчитаны динамические характеристики, включает в себя дополнительные усилители на удвоенной частоте, фазовращатель и целый набор делителей и сумматоров, работающих как на основной частоте, так и на удвоенной частотах сигнала. Усложнение схемы характерно для подобных методов линеаризации [79]. Помимо сложности реализации и, в какой то мере из-за нее, схема очень критична по требованиям к коэффициентам передачи усилителей второй гармоники и фазовым характеристикам в цепи второй гармоники. Что потребует при практической реализации дополнительных мер по температурной стабилизации коэффициентов усиления и фазовых характеристик. На фоне возникающего комплекса проблем особый интерес представляют более простые и соизмеримые по количественному выигрышу подходы к повышению линейности высокоэффективных УМ СВЧ.
Сложение мощности нелинейных элементов предполагает наличие двух и более каналов усиления, что может быть использовано для линеаризации усилителя в целом.
Получим выражения для «точки пересечения» для схем с дополнительными каналами передачи сигнала, что характерно для большинства схем с линеаризацией. Ограничимся рассмотрением классом схем, в которых механизм компенсации нелинейных искажений осуществляется в результате суперпозиции нелинейных продуктов на линейных компонентах типа сумматоров.
Приравнивая мощность ИМИ3 и мощность фундаментальной составляющей, получим условие для точки пересечения мощности основной гармоники (для идеально линейной зависимости выхода от входа) и мощности ИМИ3 Для принятого к рассмотрению случая аппроксимации нелинейности степенным полиномом. 3 Ко+йвд] Подставляя в выражение (3.15), получим мощность основной частоты при условии ее равенства с мощностью ИМИ3: ОЩ=--)() и\ (3.18) Выражая коэффициенты [аХ{Х)+ах \ (а3(1) + #3(2)) через мощность фундаментальной составляющей и ИМИ3, которую в свою очередь удобно представить через относительную к мощности основной частоты величину _ Pfi PlMD IMR (ЗЛ9) Получим: OIP3=Pfi-IMR2, (3.20) Что в логарифмическом масштабе позволяет представить «точку пересечения» в дБ в известном для одноканального случая виде: (3.21) om=pf+-iMR з /, 2 Рассуждая подобным образом, можно показать, что для четырехканального каскада УМ построенного по схеме сложения на бинарных делителях мощности справедливы следующие соотношения для оценки ОІРз: Ка1(1)+а1(2))(1)+(а1(3)+а1(4))
Таким образом, во всех наиболее часто практически используемых случаях построения каскада на бинарных делителях мощности выполняется соотношение, связывающее ОІРз с выходной мощностью и относительным уровнем ИМИ3:
Из выражения видно, что ОІРу зависит от коэффициентов передачи в каналах и поканальных «точек пересечения» ОІРцц) 3.5. Схемы со сложением и компенсацией за счет фазы второй гармоники.
Рассмотрим двухканальную схему УМ. На входе такой схемы имеется линейный делитель на выходе линейный сумматор. Обращая внимание на токи комбинационных составляющих, можно видеть, что если бы во втором канале имелся дополнительный фазовый сдвиг вторых гармоник на каждой из частот при двухчастотном воздействии:
Коррекция неравномерности частотных характеристик многокаскадных СВЧ усилителей за счет межкаскадных фазосдвигающих цепей
Если сравнивать это решение с классическим подходом к реализации СІІІПУ по схеме с распределенным усилением [29], то нельзя не отметить существенный выигрыш по потребляемой мощности в усилителе на БК. Например, в проведенной ранее разработке [29] потребляемый ток имеет величину 500 мА в то время как у усилителя на БК эта величина при соизмеримом усилении 120 мА.
Для достижения требуемого коэффициента передачи СВЧ усилители строятся, как правило, по многокаскадной схеме. Одиночные каскады представляют собой ячейки, согласованные к стандартному волновому сопротивлению. Степень согласования каскадов не идеальна.
Каскадное соединение однотипных одиночных усилителей с конечной рассогласованностью приводит к возникновению дополнительной неравномерности АЧХ по сравнению с той, которую имеет одиночный каскад. Чтобы выявить причину и механизм образования дополнительной неравномерности, рассмотрим передаточную характеристику многокаскадного усилителя. Выражение для 2ц усилительного устройства, содержащего п каскадов 21I S2i(\)S2l(2)...S2i(n)-e- ++ (4.1) 2л , где Ф,=Т- /, -длина отрезка линии между і и i+1 каскадом усилителя. А,- длина волны сигнала на частоте которого определяется коэффициент передачи. Точное Выражение для и и А может быть получено преобразованием матриц параметров рассеяния [S] в волновые матрицы передачи [Т] с последующим перемножением для получения матрицы передачи каскадного соединения и обратного преобразования в матрицу рассеяния. Либо на основании потоковых графов. Задача,- в обоих случаях, трудоемкая и требует квалификации и громоздких выкладок.
На базе вывода формулы на основе преобразования и перемножения матриц была получена формула для определения А в замкнутом виде. A = (l-522(l)5„(2))(l-522(2)5e(3))...(l-522(/i-l)5e(/i)) (4.2) Подставляя 4.2. в выражение для S2ll получим: (4.3) S21(l)S2l(2)...S2](n)-e- ++ (і-522(і)5„(2))(і-522(2)5в(3))...(і-522(И-і)5в(/і)) /-ч , S]Ji)e , ? S,i(i)e "flS (i + l)e- 2 где sex(i)=sn(iy + (J:L-L— l-S22{i)Sex{i + l)e Для упрощения выкладок рассмотрим трехкаскадный и четырехкаскадный усилитель. Точное выражение А для трехкаскадного усилителя в развернутом виде: Л = 1-522(1)511(2)е- -522(2)511(3)е- +S22(\)S22(2)Su(2)Su(3)e- + (4.6) -S22(l)S2l(2)S]2(2)Sn(3)e- + Точное выражение А для четырехкаскадного усилителя в развернутом виде: -у2ф2 3)5„(4)і 1) ,(2) (2)5,
Знаменатель в первом приближении равен: (4.8) А«1-522(1)511(2) 2ф -522(2)511(3)в- ) -...-S22(n-\)Sn{n)e Компоненты, состоящие из четырех, шести и более сомножителей можно в первом приближении не учитывать по причине их малости и периодической смене знаков по сравнению с компонентами из двух сомножителей, в предположении, что модули коэффициентов отражения каскадов находятся в пределах КСВ 2, последнее условие, как правило, выполняется для широкополосных усилителей.
Считаем, что модули коэффициентов отражения каскадов одинаковы, иначе говоря, каскады идентичны. Очевидно, что при Аф = 7U/2 выражение для А равно нулю. Это означает, что влияние отражений обусловленных коэффициентами отражения в первом приближении для трех, рядом стоящих каскадов, скомпенсировано. Известны технические решения для узкополосных (с перекрытием по частоте 1,1... 1,3) многокаскадных усилителей, в которых влияние межкаскадных переотражений устраняется дополнительными отрезками передающих линий стандартного волнового сопротивления [50, 51]. Для усилительных структур с перекрытием по частоте полтора два и более раза такое решение не эффективно.
Расширить полосу частот, в которой эффективно работает описываемый механизм, можно за счет использования комбинации отрезка передающей линии длиной ЗА,/4 и фазовращателя Шиффмана. Фазовращатель Шиффмана представляет собой две соединенные на конце связанные микрополосковые линии длиной А,/4 со связью 6 дБ. Электрическая длина фазовращателя по отношению к линии длиной ЗА,/4 отличается на Дер = (90 ±4,8) в полосе частот с перекрытием 2,34 [3]. Исходя из вышеизложенного, добавлением в схему трехкаскадного усилителя отрезка 3 /4 и фазовращателя, как показано на рисунке 4.3., достигается компенсация дополнительной неравномерности АЧХ.
Образцы гибридных УВЧ усилителей мощности в составе радиолокатора охранной системы
Макет УМ для передающего модуля АФАР. Была спроектирована и разработана ГИС УМ Х-диапазона для приемопередающего модуля АФАР. Усилитель спроектирован на чипах с периферией затвора W=2400 мм (4 штуки) и W=1200 мм (2 шт.) Величина входного импеданса каждого плеча сумматора суть оптимальная по мощности нагрузка для каждого из двух усилительных элементов определялась с использованием предлагаемой в данной работе методики. Фотографии макетов усилителей приведены на рисунках 5.4,5.5. Параметры реализованного усилителя приведены в таблице 5.5. Измеренная величина ИМИ при подаче на вход спектра сигнала КАМ 64 с полосой 40 МГц не превышает уровня -40 дБс при выходной мощности 28дБм - 29дБм. Что составляет 4-5% КПД. Сравнение с близкими аналогами в классе МИС позволяет утверждать, что по комплексу энергетических параметров разработанный УМ не уступает, а даже выигрывает по КПД в два раза. Эффект превосходства усилителя по КПД при столь низких нелинейных искажениях при соизмеримой с аналогичными по выходной мощности усилителями на МИС достигается применением заложенного в схемное решение механизма вышеописанной линеаризации. Таблица 5.5. Параметры УМ для передающего модуля АФАР
Усилитель обладает целым рядом свойств, которые были заложены на этапе проектирования с целью повышения надежности к выходу из строя одного элемента или части схемы.
Модуль представляет собой термокомпенсированный импульсный (по управлению) УМ Х-диапазона. Схемотехнические и конструктивные решения выходных каскадов оконечных УМ позволили достигнуть предельно высоких параметров по уровню выходной мощности и экономии энергопотребления. Внешний вид показан на рисунке 5.10.
Фотография модуля приведена на рис.5.11. Модуль содержит три ступени БК на ПТШ. Выполнен по технологии гибридных интегральных схем. Обеспечивает уровень выходной мощности порядка 3 Вт. Для обеспечения требуемого уровня мощности в третьей ступени УМ применяется параллельное суммирование двух БК с помощью квадратурных мостов Ланге. На стадии настройки использовалась методика поэлементной установки усилительных приборов в БК. Схема обеспечивает возможность полного восстановления параметров усилителя в целом при выходе из строя УЭ в одном из плеч предварительного БК без замены сгоревшего УЭ с использованием предлагаемой в работе методики создания НО соответствующих режимов за счет коммутации нагрузок.
Усилитель реализует предложенное автором техническое решение для широкополосного усилителя с удвоением выходной мощности с октавным перекрытием на верхних частотах.
Разработаны и внедрены в производство ряд линеек УМ для передающих конвертеров аппаратуры РРЛ станций связи цифровой синхронной (SDH) и плезиохронной (PDH+) иерархий. Таблица 5.9. Основные энергетические параметры УМ СВЧ в составе передающих конвертеров аппаратуры РРЛ станций связи.
Во все реализации УМ на дискретных транзисторах заложены ресурсы для линеаризации описанным в предлагаемой работе механизмом. Что позволило достигать параметров УМ не уступающих, а даже превосходящих реализации на МИС. А главное, удовлетворить требованиям по нелинейным искажениям при заданной мощности и ограничениях на энергопотребление. 5.9. СШПУ с распределенным усилением.
Разработан и внедрен в производство в 1990 году в составе измерительной аппаратуры усилитель, обеспечивающий в диапазоне частот 1-12.2 ГГц коэффициент усиления 20 дБ, коэффициент стоячей волны входа и выхода 2.5. коэффициент шума 8 дБ. Конструктивно выполнен по микрополосковой, гибридной тонкопленочной технологии. Модификация этого усилителя с усилением более 30 дБ имела полосу от 100 мГц до 12.5 ГГц. Кр,дБ; КСВн
С использованием результатов работы разработан ряд УМ УВЧ и СВЧ диапазонов для использования в системах радиолокации, измерений и радиосвязи с улучшенными параметрами по выходной мощности, линейности и КПД. Область внедрений созданных УМ охватывает наземную и бортовую аппаратуру радиолокации и связи. В составе передающих трактов СВЧ разработанные УМ плавают, летают в атмосфере и на спутниках. Серийно выпущенные в разные годы УМ используются в составе абонентских терминалов спутниковой системы связи «Глобал-Тел» и в составе аппаратуры передающих трактов высокоскоростных РРЛ станций связи цифровой синхронной (SDH) и плезиохронной (PDH+) иерархий.
