Содержание к диссертации
Введение
1. Использование автоматической регулировки режима в сверхширокопо лосных усилителях мощности, работающих в режиме класса А 37
1.1. Методы реализации автоматической регулировки режима 37
1.2. Сравнение усилительных каскадов с автоматической регулировкой напряжения питания и автоматической регулировкой потребляемого тока по КПД 43
1.2.1. Сравнение усилительных каскадов по КПД при усилении ампли-тудно-модулированных сигналов 44
1.2.2. Сравнение усилительных каскадов по КПД при усилении сигналов с постоянной плотностью вероятности амплитуды выходного сигнала 47
1.2.3. Сравнение усилительных каскадов по КПД при усилении сигналов с релеевским законом распределения амплитуд 48
1.3. Сравнение усилительных каскадов с автоматической регулировкой напряжения питания и автоматической регулировкой потребляемого тока по быстродействию канала управления, простоте реализации системы автоматической регулировки режима и массогабаритным показателям 50
1.4. Анализ работы детектора системы автоматической регулировки потребляемого тока 56
1.5. Выбор структуры фильтра верхних частот усилителя с автоматической регулировкой потребляемого тока 61
1.6. Влияние эффекта детектирования на уровень выходной мощности усилителя с автоматической регулировкой потребляемого тока .63
1.7. Влияние автоматической регулировки потребляемого тока на уровень нелинейных составляющих второго и третьего порядка в спектре выходного сигнала усилительного каскада 74
1.8. Работа усилительного каскада с автоматической регулировкой потребляемого тока на несогласованную нагрузку 82
1.9. Анализ устойчивости усилительного каскада с автоматической регулировкой потребляемого тока 91
1.10. Основные результаты 94
Синтез полиномиальной модели передаточной характеристики мощно- усилительного каскада 95
2.1. Аппроксимация режимной зависимости граничной частоты и дифференциального коэффициента передачи тока базы мощного бипо лярного транзистора 95
2.2. Аппроксимация режимной зависимости крутизны мощных полевых транзисторов 111
2.3. Метод синтеза полиномиальной модели передаточной характеристики мощного усилительного каскада 115
2.4. Влияние выбора области регулирования потребляемого тока каскада с автоматической регулировкой потребляемого тока на линейность его амплитудной характеристики и величину амплитудно-фазовой конверсии 118
2.5. Выбор оптимальной величины базового смещения транзистора усилительного каскада, работающего в режиме с отсечкой коллекторного тока 122
2.6. Основные результаты 127
3. Параметрический синтез мощных усилительных каскадов с корректи рующими цепями 129
3.1. Зависимость КПД многокаскадного усилителя от коэффициента усиления используемых в нем усилительных каскадов 129
3.2. Метод параметрического синтеза мощных усилительных каскадов с корректирующими цепями 132
3.3. Параметрический синтез сверхширокополосных усилительных каскадов 136
3.3.1. Параметрический синтез сверхширокополосных усилительных каскадов с четырехполюсной диссипативной корректирующей цепью второго порядка 137
3.3.2. Параметрический синтез сверхширокополосных усилительных каскадов с четырехполюсной реактивной корректирующей цепью третьего порядка 143
3.3.3. Параметрический синтез сверхширокополосных усилительных каскадов с заданным наклоном амплитудно-частотной характеристики 150
3.4. Параметрический синтез полосовых усилительных каскадов с заданными требованиями к полосе пропускания и неравномерности ам плитудно-частотной характеристики 160
3.4.1 Параметрический синтез полосовых усилительных каскадов с межкаскадной корректирующей цепью третьего порядка 161
3.4.2. Параметрический синтез полосовых усилительных каскадов с межкаскадной корректирующей цепью четвертого порядка 165
3.4.3. Параметрический синтез полосовых усилительных каскадов с межкаскадной корректирующей цепью, выполненной в виде фильтра
нижних частот 173
3.5. Основные результаты 180
4. Повышение выходной мощности усилителей импульсных сигналов и усилителей телевизионных передатчиков 181
4.1. Использование частотно-разделительных цепей в усилителях мощности импульсных сигналов 181
4.2. Повышение выходной мощности усилителей телевизионных передатчиков 202
4.3. Защита полосовых усилителей мощности от перегрузок 216
4.4. Коррекция амплитудных характеристик полосовых усилителей мощности 224
4.5. Основные результаты 235
5. Основные результаты работы
- Сравнение усилительных каскадов с автоматической регулировкой напряжения питания и автоматической регулировкой потребляемого тока по КПД
- Аппроксимация режимной зависимости крутизны мощных полевых транзисторов
- Метод параметрического синтеза мощных усилительных каскадов с корректирующими цепями
- Повышение выходной мощности усилителей телевизионных передатчиков
Сравнение усилительных каскадов с автоматической регулировкой напряжения питания и автоматической регулировкой потребляемого тока по КПД
Используемые в радиотехнических системах различного назначения УМ предназначены для усиления трех наиболее часто встречающихся типов сигналов:
- ВЧ сигналов с амплитудной модуляцией (AM). Этот тип сигналов используется, например, в передающих устройствах, в аппаратуре для физических исследований, в генераторах стандартных сигналов;
- сигналов с постоянной амплитудой. Они используются в передающих устройствах с фазовой и частотной модуляцией, в аппаратуре для физических исследований, в системах линейной и нелинейной радиолокации. Поскольку требуемая амплитуда ВЧ сигнала в таких устройствах может быть выбрана произвольно, примем, что плотность вероятности амплитуд усиливаемых сигналов постоянна;
- сигналов многоканальных систем телефонной, телевизионной и радиосвязи. Распределение амплитуд группового сигнала, в этом случае, описывается законом Релея [154, 159, 330].
Произведем сравнение по КПД усилительных каскадов с АРН и APT в случае усиления ими указанных типов сигналов. При этом будем полагать известными коэффициенты использования транзистора по току / = ImBm/IK0 и по напряжению = UmBm/UK30 , где ImBm - максимальное значение амплитуды выходного тока отдаваемого транзистором, IKQ - ток в рабочей точке транзистора, UmBm - максимальное значение амплитуды выходного напряжения отдаваемого транзистором, UK3Q - напряжение в рабочей точке транзистора [128]. Кроме того, будем считать, что анализируется работа дроссельных каскадов, а сопротивление нагрузки RH и максимальные значения напряжения питания En m и потребляемого тока Inm выбраны из условия получения максимальной выходной мощности, то есть выполняется условие [128]:
При линейном усилении AM сигналов мгновенные значения выходного напряжения ивых и выходного тока іВЬІХ, усилительного каскада с АРР, можно представить в виде [331]: uBHX=En.m(l + mcos«t)cosG)t/(l + m); 1 вых = En-ml1 + mcos t)cosa)t/(l + m)RHJ где m - глубина модуляции; О. - круговая частота модулирующего колебания; со - круговая частота несущего колебания. В соответствии с (1.1) средняя выходная мощность Рвых усилительного каскада с АРР равна: Рвых = —— { JuBbIxiBbIxd tdcot =ЄЕ2пт [l + m2/2)/2RH(і + m)2. (1.2) 271 271 0 0 В усилительном каскаде с АРН, при условии изменения напряжения питания по закону огибающей усиливаемого колебания, мгновенные значения напряжения питания еп и потребляемого тока іп можно представить в виде: еп = En.m (1 + mcosftt)/(l + m), 1 in = En.m (1 + mcosat)/TRH(l + m).J Мощность Pn ц, потребляемая каскадом с автоматической регулировкой напряжения питания, составляет величину: 0 КПД усилительного каскада с АРН равен: Лн=Рвых/Рп.Н= /2. Таким образом, КПД усилительного каскада с АРН не зависит от закона модуляции. Так как в реальных условиях часть мощности, потребляемой усилителем с АРН, расходуется в регулируемом источнике электропитания, общий КПД усилительного каскада с АРН можно представить в виде: Лн=ЛнЛриэП где ЯРИЭП КПД регулируемого источника электропитания. В усилительном каскаде с APT напряжение питания постоянно еп = Enm, а мгновенное значение потребляемого тока изменяется по закону: in = 5Enjn (і + mcosQt)/TRH(l + m). В этом случае мощность, потребляемая каскадом с APT Pn j, равна: і 2я Рп.Т =— Jenindat = 2m/TOH(l + m). (1.5) 271 О Из (1.2) и (1.5) следует, что КПД каскада с APT, с учетом КПД системы регулирования Л APT Равен: 1 = MAPT(l + m2/2)/2(l + m). (1.6)
Для сравнения найдем КПД усилительного каскада с ФРТ. Так как в каскаде в ФРТ выполняются условия en =Enm; in =In.m то его потребляемая мощность Рп ф может быть представлена в виде: Рп.Ф= т/тен, (1.7) а КПД J =Рвьіх/Рп.ф= (і + т2/2)/2(і + т)2. (1.8) Лф Пронормировав (1.4), (1.6) и (1.8) относительно ,/2, получим нормированные значения КПД рассматриваемых усилительных каскадов: ЛнН=Лриэгь ЛнТ = ЛАРТ (l + m2/2j/(l + m); г,нф = (l + m2/2)/(l + m) .2 (1.9)
Известно [148, 332, 333], что КПД регулируемых источников электропитания составляет величину порядка 70-90 %, а система APT [112, 140, 141, 144, 161, 334] практически не потребляет энергии. Мощность, потребляемая системой APT [140, 144, 161], не превышает мощности, рассеиваемой базовым делителем усилительного каскада, последовательно с одним из резисторов которого устанавливается управляющий транзистор (рис. 1.8), где элементы Cj,C2,C3,Ri образуют цепь коррекции АЧХ.
Аппроксимация режимной зависимости крутизны мощных полевых транзисторов
Как следует из графиков, выбор проводимости передачи системы регулирования каскада с APT по (1.43) позволяет получить в нагрузке максимальную выходную мощность, что ведет, однако к перегрузке транзистора.
Это произойдет в случае, если окажется, что UmB UmBm. В соответствии с этим из (1.45) получим условие, при котором возможно полное использование транзистора по мощности: GD ft-l)/ RHEn.m. (1.47)
Для современных мощных биполярных транзисторов условие (1.47) не выполняется. Поэтому, исходя из требования обеспечения условия Ррас(11тв]-Рк.доп и условия получения максимально возможного значения выходной мощности, из (1.22), (1.43) и (1.46) получим, что расчет напряже ния питания, максимального значения потребляемого тока и проводимости передачи системы регулирования следует производить по формулам: (1.48) n.m = n.m/ д/ пр n.m = n.m/ д/ пр Gi = Оп/Л/К р" + {jK - l)/RH JK , где Enm, Inm, Gn и Кпр —значения, рассчитываемые по соотношениям (1.22), (1.43) и (1.46) соответственно. Используя (1.22), (1.48), определим потери выходной мощности в каскаде с APT, обусловленные наличием ЭД: ЛР = 1-1/Кпр.
Необходимость учета эффекта детектирования в усилительных каскадах с APT на биполярных транзисторах подтверждают экспериментальные исследования. Исследовалась частотная зависимость номинальной выходной мощности, то есть выходной мощности соответствующей сжатию коэффициента усиления каскада на 1 дБ [131], широкополосного усилительного каскада, схема которого по переменному току изображена на рис. 1.22.
Исследования проводились при выборе Рк.ДОп=5 5 Вт, сопротивлениях генератора и нагрузки, равных 50 Ом. Каскад работал в режиме с ФРТ без использования и при использовании схемы стабилизации рабочей точки, а также с системой APT, приведенной на рис. 1.8 [140]. Результаты исследований представлены на рис. 1.23. Кривая 1 соответствует работе каскада с ФРТ без использования схемы стабилизации рабочей точки. Кривая 2 соответствует работе каскада с ФРТ с использованием схемы стабилизации рабочей точки описанной в [105, 109, 329]. Кривая 3 соответствует работе каскада с APT, в котором напряжение питания и максимальное значение потребляемого тока рассчитывались по (1.48), то есть выполнялось условие Ррас Рк доп при любом уровне выходного сигнала. Кривая 4 соответствует работе каскада с APT, в котором напряжение питания и максимальное значение потребляемого тока рассчитывались по (1.22), то есть выполнялось условие Ррас = Рк.доп ПРИ номинальной величине выходной мощности каскада.
Сравнение кривых 3 и 4 показывает, что невозможность полной компенсации ЭД в рамках известных схемных решений построения систем регулирования усилительных каскадов с APT является причиной значительного недоиспользования транзисторов усилительных каскадов по мощности.
Для полной компенсации влияния ЭД на работу усилительного каскада с APT автором предложено [211] осуществлять управление током потребления усилительного каскада с APT через систему термостабилизации тока покоя усилительного каскада с ФРТ [105, 109, 327, 328]. Один из вариантов предлагаемой системы регулирования приведен на рис. 1.24. В схеме использована активная коллекторная термостабилизация тока покоя усилительного каскада с ФРТ, методика расчета которой подробно описана в [329]. Различные модификации применения схемы активной коллекторной термостабилизации в системах APT даны в работах автора [91, 112, 113, 145, 161, 211, 351-353]. Эффективность предложенной схемы управления подтверждают технические характеристики усилителей с APT, описание которых дано в приложении А (разделы А.2 и АЛ 1).
Идея оказалась плодотворной и в дальнейшем была использована в патентах фирмы Моторола [183, 200, 208]. 1.7. Влияние автоматической регулировки потребляемого тока на уровень нелинейных составляющих второго и третьего порядка в спектре выходного сигнала усилительного каскада
Традиционно верхняя граница линейного динамического диапазона мощного широкополосного усилителя определяется уровнем его выходной мощности, соответствующим сжатию коэффициента усиления на 1 дБ [93, 95, 212]. Поэтому сравнение каскадов с ФРТ и с APT осуществлялось в области прилегающей к верхней границе линейного динамического диапазона. Выбор напряжения UK3Q И тока IKQ В рабочей точке каскада с ФРТ, а также напряжения и максимального значения тока потребления 1ктах каскада с APT производился исходя из условия получения максимальной выходной мощности отдаваемой каскадом в нагрузку [108, 128]. Кроме того, область регулирования потребляемого тока А1п = IKmax - IKmin каскада с APT выбиралась исходя из требования максимальной линейности его амплитудной характеристики [145].
На рис. 1.25 и 1.26 приведены принципиальные схемы экспериментальных макетов мощных широкополосных усилительных каскадов на транзисторах КТ939А и КТ913Б, для которых проводились измерения нелинейных составляющих второго и третьего порядка в спектре выходного сигнала при их работе с ФРТ и с APT. Каскады имели следующие линейные характеристики: коэффициент усиления каскада на транзисторе КТ939А 10 дБ; коэффициент усиления каскада на транзисторе КТ913Б 7 дБ; полоса пропускания 20...230 МГц; неравномерность амплитудно-частотной характеристики + 0,5 дБ; сопротивление генератора и нагрузки 75 Ом. Для проведения исследований необходимы генераторы сигналов с линейной выходной мощностью 2...4 Вт. Поэтому повышение выходной мощности генераторов стандартных сигналов осуществлялось с использованием широкополосных усилителей, описанных в приложении А.2.
Метод параметрического синтеза мощных усилительных каскадов с корректирующими цепями
Как видно из сравнения кривых, приведенных на рис. 3.1 и 3.2, при использовании усилительных каскадов с коэффициентом усиления 2-8 дБ увеличение GHOM на 1-2 дБ позволяет повысить КПД усилителя в 1,2-1,5 раза.
Этим обусловлена необходимость реализации максимально возможного коэффициента усиления каждого усилительного каскада многокаскадного усилителя [49, 128, 129, 232].
В усилителях мощности ОВЧ - и УВЧ-диапазонов выравнивание АЧХ, обеспечение режима максимального использования усилительных свойств применяемых транзисторов и постоянство сопротивления нагрузки для внутреннего генератора транзистора выходного каскада достигаются благодаря использованию КЦ [6, 13, 24, 32, 40, 42, 52, 53, 93-112, 213-216, 220-225, 230, 231].
Современные методы параметрического синтеза усилительных каскадов с корректирующими цепями основаны либо на реализации требуемого рабочего затухания КЦ в нескольких частотных точках полосы пропускания без контроля поведения АЧХ между этими точками, либо на осуществлении межкаскадного согласования в рабочей полосе частот без учета частотной зависимости коэффициента усиления двухсторонне согласованного транзистора [6, 13, 24, 40, 42, 53, 219, 232-236-251]. Поэтому их использование не позволяет осуществлять реализацию максимально возможного, для заданного схемного решения, коэффициента усиления при одновременном обеспечении заданного допустимого уклонения АЧХ от требуемой формы.
Согласно [18, 53, 219, 232, 233, 415, 416], коэффициент передачи усилительного каскада с КЦ может быть описан в символьном виде дробно-рациональной функцией комплексного переменного: 133 S21(p) = S210a»+a P + " + au , (3.5) b0+blP + ... + bnpn где p = jQH; 0,я = co/coB - нормированная частота; со - текущая круговая частота; сов - верхняя круговая частота полосы пропускания СУМ, либо центральная круговая частота ПУМ; $210 коэффициент передачи СУМ в области нижних частот его полосы пропускания, либо коэффициент передачи ПУМ на частоте Пн = 1; а[ =ai(RLC),b; =b;(RLC) - коэффициенты, являющиеся функциями параметров КЦ, нормированных относительно сов и сопротивления источника сигнала Rr. Выберем в качестве прототипа передаточной характеристики каскада дробно-рациональную функцию вида: ш=с сп с (36) d0+dlP + ... + dnpn Найдём такие её коэффициенты, которые позволят из системы нелинейных уравнений [18, 225, 233, 417] a, =c;,i = 0---m,l bj=dj,j = 0---nj рассчитать нормированные значения элементов КЦ, обеспечивающие максимальный коэффициент усиления при заданном допустимом уклонении АЧХ от требуемой формы. В теории усилителей нет разработанной методики расчета коэффициентов cj, dj. Поэтому для их расчета воспользуемся методом оптимального синтеза теории фильтров [418, 419]. 134 В соответствии с указанным методом перейдем к квадрату модуля функции (3.6): і / м2 — — Сп +Cix + ... + C хт МСхС) Tn(pf = F(x,Cm,Dn) = - l m_= x J (3.8) 1 л-В + . + В N(x,Dn) где x = J; Cm = \Co,Ci,...Cm\ -вектор коэффициентов С-; Dn = \D], D2,... Dn} - вектор коэффициентов D:.
При известных коэффициентах функции F(x,Cm,Dn), коэффициенты функции (3.6) могут быть определены с помощью следующего алгоритма [420]: 1. В функции F(x,Cm,Dn) осуществляется замена переменной 2 х = -р , и вычисляются нули полиномов числителя и знаменателя. 2. Каждый из полиномов числителя и знаменателя представляется в виде произведения двух полиномов, один из которых должен быть полиномом Гурвица. 3. Отношение полиномов Гурвица числителя и знаменателя является искомой функцией Тп (р).
Для решения задачи нахождения векторов коэффициентов Cm,Dn составим систему линейных неравенств [418, 419]: (x)-F(x,Cm,D„) М(х,Ст) є0; [ (3.9) N(x,Dn) eo; хєЕг, где Er - дискретное множество конечного числа точек в заданной нормированной области частот; 4(х) - требуемая зависимость F(x,Cm,rJn) на множестве Е ; 135 5 - допустимое уклонение F(x,Cm,Dn) от (х); є о - малая константа.
Первое неравенство в (3.9) определяет величину допустимого уклонения АЧХ каскада от требуемой формы. Второе и третье неравенства определяют условия физической реализуемости рассчитываемой КЦ [418]. Учитывая, что полиномы М(х,Сщ) и N(x,Dn) положительны, модульные неравенства можно заменить простыми и записать задачу в следующем виде: К(х) - 5]N(x, Dn ) - М(х, Cm) 0; - К(х) + 5]N(x, D n ) + М(х, С m) 0; — г (ЗЛО) є0-М(х,Ст) 0; 80-N(x,Dn) 0.
Неравенства (3.10) являются стандартной задачей линейного программирования [421]. В отличие от теории фильтров, где данная задача решается при условии минимизации функции цели (Fun = 5 = min [418, 419]), неравенства (3.10) следует решать при условии максимизации функции цели (Fun = Dn = max), что соответствует достижению максимального значения коэффициента усиления рассчитываемого каскада [422]. Решение неравенств (3.10) позволяет получить векторы коэффициентов Cm,Dn, соответствующие заданным значениям (х) и 5.
Таким образом, предлагаемый метод параметрического синтеза мощных усилительных каскадов с корректирующими цепями позволяет осуществлять реализацию максимально возможного, для заданного схемного решения, коэффициента усиления каскада при одновременном обеспечении заданного допустимого уклонения его АЧХ от требуемой формы, и состоит из следующих этапов
Повышение выходной мощности усилителей телевизионных передатчиков
Используя справочные данные транзистора КТ939А [136] и соотношения для расчета значений элементов однонаправленной модели [128, 428], получим: LBX=0,75 нГн; RBX=1,2 Ом; GHOMi2(l)=15. Нормированные относительно (0В и Rr значения Cr,LBX,RBX равны: Сгн =CrRrcoB =0,628; LBXH =LBXcoB/Rr =0,0942; RBXH =RBX/Rr =0,024. Подставляя в (3.27) значение Сгн и табличную величину К\, рассчитаем: RBXH =0,019. Ближайшая табличная величина RBXH равна 0,02. Для указанного значения RBXH из таблицы 3.3 найдем: R(H=1,246; L72H =2,491; С н =3,347; С н =4,419; І/5Н=0,217. Подставляя найденные величины в формулы пересчета (3.26) получим: RlH=l,246; L2H =2,491; С3н=2,719; С4н =2,406; L5H=0,235. Денормируя полученные значения элементов КЦ, определим: R =RjHRr=62,3 Ом; L2 =L2HRr/o B =19,83 нГн; С3 = C3H/Rr(oB = 8 66 пф5 с4 = 7 66 пф; L5 = 1,87 нГн. Далее по (3.22) вычислим: S2io= Ь98. Резистор Щ на рис. 3.15, включенный параллельно С з, необходим для установления заданного коэффициента усиления на частотах менее fn = і"т/Ро [24,42].
На рис. 3.16 приведена АЧХ спроектированного однокаскадного усилителя, вычисленная с использованием полной эквивалентной схемы замещения транзистора КТ939А [136, 387] (кривая 1).
Здесь же представлены экспериментальная характеристика усилителя (кривая 2), и АЧХ усилителя, оптимизированного с помощью программы оптимизации реализованной в среде MATLAB [426] (кривая 3). Кривые 1 и 3 практически совпадают, что говорит о высокой точности предлагаемой методики параметрического синтеза СУМ с заданным наклоном АЧХ. Оптимальность полученного решения подтверждает и наличие чебышевского альтерната АЧХ [418].
Результаты исследований этого раздела использованы при проектировании усилителя, описанного в приложении А (раздел А. 6).
Полосовые усилители мощности находят широкое применение в системах пеиджинговои и сотовой связи, теле- и радиовещании. На рис. 3.17 — 3.19 приведены схемы КЦ, наиболее часто применяемые при построении полосовых усилителей мощности ОВЧ - и УВЧ-диапазонов [6, 13, 32, 107, 111, 221,232,428,430-436]. Осуществим синтез таблиц нормированных значений элементов приведенных схемных решений КЦ полосовых усилителей мощности.
Описание рассматриваемой схемы (рис. 3.17), ее применение в полосовых усилителях мощности ОВЧ - и УВЧ-диапазонов и методика настройки даны в работах [32, 98, 160].
В разделе 3.3.2 дано описание методики расчета анализируемой схемы при ее использовании в качестве КЦ сверхширокополосного усилителя. В случае ее использования в качестве КЦ полосового усилителя методика расчета остается неизменной, за исключением изменения условий расчета функции-прототипа.
Значения коэффициентов функции-прототипа (3.19), соответствующие различным величинам относительной полосы пропускания, определяемой отношением fB /fH , где fB, fH - верхняя и нижняя граничные частоты полосового усилителя, для неравномерности АЧХ ± 0,25 дБ, приведены в таблице 3.5. Здесь же даны результаты расчета элементов С С н Зн для различных значений RBXH.
Анализ полученных результатов позволяет установить следующее. При заданном отношении fB/fH существует определенное значение RBXH ПРИ превышении которого реализация каскада с требуемой формой АЧХ становится невозможной. Это обусловлено уменьшением добротности рассматриваемой цепи с увеличением RBXH.
При условии fB/fH l,3 в каскаде с анализируемой КЦ коэффициент усиления в области частот ниже fH оказывается соизмеримым с его коэффи циентом усиления в полосе рабочих частот. Поэтому в таблице приведены результаты расчетов нормированных значений элементов КЦ ограниченные отношением fB/fH равным 1,3.
При известных (Oo,RBbIX)CBbIX,LBX,RBX расчет КЦ состоит из сле дующих этапов. Вычисляются значения элементов CBbIXH,LBXH,RBbIXH. По таблице выбираются значения С н,С2н,Ьзн соответствующие требуемому значению отношения fB /fH и рассчитанному значению RexH. По формулам пересчета (3.18) рассчитываются значения C1H,C2H,L3H И осуществляется их денормирование.
Исследуемая КЦ (рис. 3.17) может быть использована и в качестве входной корректирующей цепи усилителя. В этом случае при расчетах следует полагать RBbIX = Rr,CBbIX -Сг, где Rr,Cr - активная и емкостная составляющие сопротивления генератора.
Для примера осуществим проектирование однокаскадного усилителя на транзисторе КТ939А при условиях: Rr = RH = 50 Ом, где RH - сопротивление нагрузки; Сг= 2 пФ; центральная частота полосы пропускания равна
1 ГГц; относительная полоса пропускания равна 1,1. Выбор в качестве примера проектирования однокаскадного варианта усилителя обусловлен возможностью простой экспериментальной проверки точности результатов расчета, чего невозможно достичь при реализации многокаскадного усилителя. Схема усилителя приведена на рис. 3.20.
