Содержание к диссертации
Введение
1 Проблематика построения передатчиков цифрового радиовещания диапазона ОВЧ 16
1.1 Анализ перспективных для РФ стандартов ЦРВ ОВЧ диапазона, 16
1.2 Анализ основных проблем построения тракта усиления мощности передатчика цифрового вещания диапазона ОВЧ 18
1.3 Критерии качества сигнала на выходе передатчика системы цифрового радиовещания 19
1.3.1 Обзор критериев 19
1.3.2 Спектральная маска 20
1.3.3 Характеристика MER 21
1.3.4 Точечная (констелляционная) диаграмма 22
1.4 Методы повышения энергетической эффективности тракта усиления мощности, перспективные для ОВЧ передатчика ЦРВ 23
1.4.1 Обзор методов 23
1.4.2 Метод Л. Кана 24
1.4.3 Метод дефазирования (метод М. Ширекса) 27
1.4.4 Метод АРР 32
1.4.5 Сравнительный анализ методов повышения энергетической эффективности 35
1.5 Методы линеаризации тракта усиления мощности, перспективные для передатчика ЦРВ ОВЧ диапазона 38
1.5.1 Обзор методов линеаризации 38
1.5.2 Метод «связь вперед»
1.5.2 Линеаризация отрицательной обратной связью 42
1.5.3 Линеаризация предыскажением 43
1.5.4 Адаптивная коррекция 45
1.5.5 Сравнительный анализ методов линеаризации УМ 47
1.6 Выводы по главе 1 з
2 Исследование энергетических характеристик усилителя мощности с АРР по питанию 52
2.1 Задачи исследования 52
2.2 Построение компьютерной модели усилителя мощности и оценка его энергетических характеристик 53
2.3 Оценка величины АФК УМ без АРР 58
2.4 Теоретический расчет КПД усилителя мощности 59
2.5 Моделирование работы усилителя мощности с сигналом цифрового радиовещания 61
2.6 Моделирование работы АРР 63
2.6.1 Общие замечания 63
2.6.2 Линейная АРР 64
2.6.3 Нелинейная АРР 71
2.7 Исследование зависимости эквивалентного сопротивления каскада УМ по
постоянному току от напряжения питания 78
2.8 Оценка величины АФК УМ с АРР 81
2.9 Закон распределения амплитуд огибающей сигнала цифрового радиовещания 2.10 Определение среднестатистического КПД усилителя мощности 86
2.11 Выводы по главе 2 87
3 Исследование влияния АРР по питающему напряжению на выходной сигнал усилителя мощности 89
3.1 Общие замечания 89
3.2 Моделирование усилителя мощности с АРР при работе с сигналом ЦРВ 90
3.3 Коррекция характеристик усилителя с АРР 92
3.4 Функция регулирования питающего напряжения с учетом коррекции и «запаса» по питающему напряжению 100
3.4.1 Оценка величины «запаса» по питающему напряжению и необходимой полосы пропускания тракта огибающей 100
3.4.2 Влияние «запаса» по питающему напряжению на КПД
усилителя мощности 106
3.4.3 Характеристики усилителя мощности с АРР с учетом «запаса» по питающему напряжению 108
3.4.4 Моделирование усилителя мощности с АРР при работе с сигналом ЦРВ с учетом «запаса» по питающему напряжению 115
3.4.5 Коррекция характеристик усилителя с АРР с «запасом» по питанию 1 3.5 Закон распределения амплитуд огибающей сигнала цифрового радиовещания с учетом коррекции входного сигнала и «запаса» по питанию 122
3.6 Расчет среднестатистического КПД усилителя мощности с учетом коррекции выходного сигнала и «запаса» по питанию 125
3.7 Выводы по главе 3 126
4 Исследование тракта огибающей АРР 128
4.1 Влияние энергетической эффективности тракта огибающей на КПД усилителя мощности 128
4.2 Разработка тракта огибающей 129
4.3 Разработка выходного ФНЧ ШИМ-регулятора 134
4.4 Уменьшение порядка выходного фильтра 137
4.5 Расчетное соотношение для КПД ШИМ-регулятора 140
4.6 Теоретическая оценка энергетической эффективности ШИМ-регулятора 141
4.7 Энергетические характеристики УМ с АРР с учетом тракта огибающей 147
4.8 Выводы по главе 4 150
5 Моделирование и макетирование тракта огибающей 151
5.1 Задачи моделирования и макетирования 151
5.2 Построение компьютерной модели и исследование энергетических
характеристик тракта огибающей 152
5.3 Натурное макетирование ШИМ-регулятора 158
5.3.1 Общие вопросы построения макета и его описание 158
5.3.2 Схема рабочего места для проведения натурного эксперимента 160 5.3.3 Методика проведения эксперимента 161
5.3.4 Результаты натурного эксперимента на макете ШИМ-регулятора 162
5.4 Выводы по главе 5 166
Заключение 168
Список использованных источников
- Методы повышения энергетической эффективности тракта усиления мощности, перспективные для ОВЧ передатчика ЦРВ
- Моделирование работы усилителя мощности с сигналом цифрового радиовещания
- Моделирование усилителя мощности с АРР при работе с сигналом ЦРВ
- Уменьшение порядка выходного фильтра
Введение к работе
Актуальность исследования
Сегодня многие развитые страны мира активно внедряют цифровые системы радиовещания взамен аналоговых. В России этот процесс пока находится на начальном этапе. Основные преимущества цифрового радиовещания перед аналоговым следующие:
а) значительная экономия частотного ресурса, например, в полосе частот шириной 207 кГц аналоговая система радиовещания ОВЧ диапазона позволяет передавать одну программу, в то время как, к примеру, отечественный цифровой стандарт ОВЧ диапазона РАВИС в полосе частот 250 кГц позволяет передавать до 10-ти программ с тем же качеством;
б) несколько меньшая мощность радиопередатчиков при сохранении размеров зоны покрытия, что приводит к уменьшению потребляемой мощности и уменьшению нагрева усилительных приборов радиопередающей аппаратуры при условии одинаковости КПД;
в) возможность предоставления пользователю дополнительных мультимедийных сервисов: информация о пробках на дорогах, прогноз погоды, изображения обложек проигрываемых музыкальных альбомов и т.п.;
г) возможность организации одночастотной радиовещательной сети (англ. SFN-Single Frequency Network) - в этом случае используются несколько передатчиков, покрывающих соседние зоны, работающих на одной и той же центральной частоте и передающих одни и те же программы (один и тот же мультиплекс). При этом на приемной стороне, не происходит никакого мешающего влияния сигналов от разных передатчиков друг на друга. Такое решение позволяет значительно сэкономить частотный ресурс. Аналоговые же системы радиовещания очень чувствительны к взаимной интерференции сигналов и многолучевости, потому аналоговые сети функционируют по многочастотному принципу. Вещание на одних и тех же частотах, когда речь идет об аналоговых системах, ведется только на территориях, находящихся на большом расстоянии друг от друга.
Решение о том, какой из стандартов цифрового радиовещания ОВЧ диапазона выбрать на территории России пока не принято. Однако можно сказать, что наиболее перспективными для внедрения на территории России, являются стандарты DRM+, РАВИС и DAB+.
При внедрении в диапазоне ОВЧ цифрового радиовещания возникает целый ряд специфических проблем касательно построения радиопередатчиков. Традиционно в аналоговом радиовещании ОВЧ диапазона используются сигналы с частотной модуляцией, амплитуда которых постоянна. Это позволяет строить передатчики, использующие нелинейные режимы усиления мощности и имеющие высокие энергетические показатели.
В цифровом радиовещании, в частности диапазона ОВЧ, применяется сигнал с частотным мультиплексированием (OFDM-сигнал). Данный тип сигнала характеризуется переменной огибающей и высоким значением пик- фактора. Это означает, что к усилителям мощности (УМ) сигнала цифрового ОВЧ радиовещания предъявляются высокие требования по части линейности амплитудной и равномерности фазо-амплитудной характеристик. Следовательно, в таких УМ необходимо применять линейные режимы работы, отличающиеся низкой энергетической эффективностью. Помимо этого, при построении УМ цифрового ОВЧ радиовещания, должны использоваться высоколинейные усилительные приборы, стоимость которых значительно превышает стоимость усилительных приборов, использующихся при построении нелинейных трактов усиления.
В настоящее время существуют различные методы, направленные на повышение энергетической эффективности УМ при усилении сигналов с непостоянной огибающей. К числу наиболее эффективных методов относятся:
-
метод Л. Кана;
-
метод дефазирования;
-
метод автоматической регулировки режима (АРР) по питанию.
Усилитель мощности, построенный по методу Л. Кана, очень
чувствителен к рассинхронизации сигналов в НЧ и ВЧ трактах. Следует
отметить, что требования к задержкам в НЧ и ВЧ трактах при использовании метода Кана тем жестче, чем шире полоса передаваемого сигнала. При дефазировании требуется обеспечить высокую идентичность двух трактов по коэффициентам усиления и по фазе, кроме того, комплексные нагрузочные сопротивления усилителя могут принимать значения, включая ноль и бесконечность, что усложняет его построение.
Наличие данных недостатков делает крайне затруднительным применение этих методов в передатчиках цифрового радиовещания ОВЧ диапазона, где ширина полосы канала составляет 100 - 250 кГц. Таких принципиальных трудностей нет в случае применения метода АРР. Также в пользу применения метода АРР говорит то, что, в отличие от метода Л. Кана, никаких нелинейных преобразований над исходным сигналом не производится.
Учитывая вышеназванные проблемы, повышение энергетических характеристик УМ передатчика цифрового радиовещания ОВЧ диапазона с помощью метода АРР по питающему напряжению является актуальным предметом исследования, предпринятого в данной работе.
Степень разработанности темы
Впервые АРР по питающему напряжению была предложена, применительно к однополосным передатчикам, советскими специалистами Б.М. Рассадиным и К.С. Полянским-Майковым в 1953 г. Дальнейшее развитие этот метод получил в работах В.М. Розова и В.Ф. Кузьмина (1969 г.), которыми было показано как полное плавное регулирование питающего напряжения, так и неполное регулирование с начальным порогом, а также дискретное (ступенчатое) регулирование питающего напряжения.
Большой вклад в развитие данного метода в 70-е - 80-е г.г 20 века. внесла группа разработчиков под руководством А.Д. Артыма в составе М.В. Кондратьева, А.Е. Антонова, А.В. Тюрина. В частности этим коллективом была исследована энергетическая эффективность АРР, а также нелинейные искажения, возникающие при использовании АРР в усилителе однополосного сигнала.
Сегодня к АРР проявляют интерес и зарубежные специалисты. Так, применению АРР (англ. Envelope Tracking) в УМ OFDM сигналов (применительно к технологиям WLAN и WCDMA), посвящен целый ряд работ коллектива из США под руководством Питера Асбека (Peter Asbeck), Дональда Кимбала (Donald Kimball) и Лоуренса Ларсена (Lawrence Larson). Также передатчики цифрового телевидения DVB-T с УМ, построенными по методу АРР, разрабатывает французская компания Thomson.
Объектом исследования является УМ передатчика сигналов цифрового радиовещания диапазона ОВЧ, построенный на основе метода АРР по питающему напряжению.
Предмет исследования - энергетическая эффективность и показатели качества УМ передатчика цифрового радиовещания диапазона ОВЧ, построенного по методу АРР.
Цель исследования - определение возможности и целесообразности применения метода АРР по питающему напряжению для повышения энергетической эффективности УМ передатчика цифрового радиовещания диапазона ОВЧ.
Задачи исследования:
а) сравнительный обзор методов повышения энергетической эффективности и линеаризации УМ сигналов с непостоянной огибающей;
б) компьютерное моделирование и сравнительный анализ энергетической эффективности усилителя мощности с линейной и нелинейной АРР;
в) анализ влияния АРР на линейность характеристики Рвых=/(Рвх) и равномерность характеристики Аф=/(Рвых) усилителя мощности;
г) оценка энергетического выигрыша от использования АРР с учетом статистических характеристик сигнала цифрового радиовещания;
д) оценка величины необходимого «запаса» регулирования питающего напряжения для обеспечения требуемых показателей качества;
е) исследование влияния АРР на выходной сигнал усилителя мощности;
ж) анализ требуемых характеристик корректирующего элемента для линеаризации усилителя мощности;
з) аналитическое определение энергетических характеристик тракта огибающей усилителя мощности, построенного по методу АРР;
и) моделирование тракта огибающей усилителя мощности, построенного по методу АРР. Исследование его энергетических характеристик на модели;
к) экспериментальное исследование энергетических характеристик усилителя мощности с АРР на основе натурного макета тракта огибающей.
Методы исследования
Решение представленных выше задач было выполнено с использованием: компьютерного моделирования, методов теории вероятностей и математической статистики, математического анализа, теории цепей, спектрального анализа, численных методов, гармонического анализа, а также натурного макетирования.
Обоснованность научных результатов определяется:
а) применением апробированных методик расчета и моделирования;
б) применением специализированных систем автоматизированного проектирования (САПР), с мощным математическим аппаратом, достоверность результатов которых подтверждена на практике;
в) использованием компьютерных моделей элементов, разработанных самими производителями элементов, которые максимально полно отражают свойства и характеристики реальных элементов;
г) частичным совпадением полученных результатов с известными результатами, опубликованными в открытой печати и литературе.
Достоверность результатов работы подтверждена результатами сравнения данных теории, компьютерного моделирования и натурного макетирования.
Научная новизна диссертации состоит в следующем:
а) исследована реализация метода АРР по питанию применительно к УМ передатчика цифрового ОВЧ радиовещания, построенному на современном полевом транзисторе;
б) предложена нелинейная функция плавного регулирования питающего напряжения для УМ передатчика цифрового ОВЧ радиовещания, построенного по методу АРР, применение которой позволяет существенно повысить энергетическую эффективность усилителя. Показаны основные преимущества плавного нелинейного регулирования питающего напряжения перед линейным;
в) исследовано влияние линейной и нелинейной АРР на выходной сигнал усилителя мощности передатчика цифрового ОВЧ радиовещания, а также предложена функция линеаризующей коррекции характеристик Рвых=/(Рвх,), Аф=ДРвых) такого усилителя.
Практическая ценность результатов, полученных в диссертации состоит в следующем:
а) сформулированы рекомендации по определению необходимой величины «запаса» по питающему напряжению в УМ с линейной и нелинейной АРР для обеспечения допустимого уровня искажений выходного сигнала УМ цифрового ОВЧ радиовещания;
б) разработано программное обеспечение, позволяющее оценить энергетические характеристики ШИМ-регулятора тракта АРР с учетом паразитных параметров электронных компонентов;
в) показана необходимость использования предварительной коррекции характеристик Рвых=/(Рвх), Аф=/(Рвых) УМ при введении линейной и нелинейной АРР по питанию;
г) получен закон распределения амплитуд сигнала цифрового ОВЧ радиовещания для случаев отсутствия и наличия предварительной коррекции;
д) даны практические рекомендации относительно выбора тактовой частоты ШИМ тракта огибающей, а также относительно построения выходного ФНЧ ШИМ-регулятора тракта огибающей усилителя мощности, построенного по методу АРР.
Основные положения, выносимые на защиту:
а) метод АРР по питающему напряжению является наиболее перспективным методом повышения энергетической эффективности УМ передатчика цифрового ОВЧ радиовещания;
б) с точки зрения энергетической эффективности, АРР с нелинейной функцией плавного регулирования питающего напряжения, значительно превосходит АРР с линейной функцией регулирования;
в) при использовании АРР как с линейной, так и с нелинейной функцией регулирования необходима коррекция характеристик Рвых=/(Рвх), Аф=/(Рвых) УМ, в противном случае выходной сигнал не соответствует требованиям к внеполосным излучениям;
г) в тракт АРР целесообразно пропускать сигнал огибающей, полоса которого, ограничена до величины равной ширине полосы частот передаваемого сигнала цифрового ОВЧ радиовещания.
Методы повышения энергетической эффективности тракта усиления мощности, перспективные для ОВЧ передатчика ЦРВ
При внедрении в диапазоне ОВЧ цифрового радиовещания возникает целый ряд специфических проблем касательно построения радиопередатчиков [20]. Ныне существующие радиовещательные передатчики диапазона ОВЧ работают с частотной модуляцией (с коррекцией АЧХ 6 дБ/октава) [21, 22], что позволяет строить нелинейный тракт усиления мощности, используя высокоэффективные режимы работы усилительных приборов. Это обеспечивает, как достаточно высокий промышленный КПД, так и относительно простую реализацию систем охлаждения мощных каскадов усиления. Кроме того, не нужны специальные дорогостоящие усилительные приборы, предназначенные для линейного усиления, а также не требуется принятие мер по линеаризации усилителя мощности.
Переход на цифровое вещание с OFDM-сигналом, т.е., по сути, к многоканальной передачи с частотным разделением, потребует построения радиовещательных передатчиков с высоколинейным трактом усиления мощности, поскольку OFDM-сигналы характеризуются переменной огибающей и значительным пик-фактором [23], что приведет сразу к нескольким проблемам: а) к необходимости использования специальных высоколинейных усилительных приборов (транзисторов, ламп), стоимость которых (при равной мощности) существенно выше, чем приборов, не предназначенных для высоколинейного усиления; б) к необходимости применения энергетически неэффективных режимов работы мощных каскадов усиления и к существенному недоиспользованию усилительного элемента по мощности, а, следовательно, - к существенному уменьшению коэффициента полезного действия тракта усиления мощности. Кроме того, необходимо применение специальных методов линеаризации усилителей. Это, в свою очередь, приводит к следующим проблемам: а) существенное увеличение энергопотребления передатчика при той же полезной мощности; б) значительное усложнение и удорожание систем охлаждения мощных каскадов передатчика, а также увеличение его массогабаритных показателей; в) удорожание и усложнение передатчика, т.к. при использовании методов линеаризации потребуется введение дополнительных элементов, а также средств цифровой обработки сигнала. Учитывая вышеназванные проблемы, целесообразно исследовать возможность применения методов повышения КПД усилителей сигналов с меняющейся амплитудой в сочетании с методами линеаризации применительно к построению усилителей мощности передатчиков цифрового ОВЧ радиовещания.
При разработке радиопередающей аппаратуры очень важную роль играет вопрос критериев качества выходного сигнала. Для оценки выходного сигнала усилителя радиосигналов с цифровыми видами модуляции в качестве критериев используются следующие основные характеристики: а) спектральная маска; б) коэффициент модуляционных ошибок MER; в) точечная (констелляционная) диаграмма (сигнальное созвездие). Данные характеристики оцениваются с помощью специальных тестовых приемников, которые подключаются напрямую к радиопередатчику. Тестовые приемники имеют очень низкий уровень собственных искажений, что позволяет максимально точно оценить характеристики тракта усиления мощности передатчика.
Спектральная маска - условная кривая [24], ограничивающая уровень внеполосных излучений. Спектральная маска задается таблично и сопровождается графическим изображением.
В таблице 1.2 приведены маски для сигнала передатчиков, задаваемые отечественными Нормами на ширину полосы радиочастот и внеполосные излучения, и стандартом DRM+, приведенные в [25] и [26], соответственно, на рисунке 1.2 показано их графическое отображение.
Качество передаваемого сигнала оценивается с помощью характеристики MER (Modulation Error Ratio) — среднеквадратичного значения коэффициента ошибок модуляции несущей радиосигнала [26, 27]. Из-за искажений в передатчике точки сигнального созвездия (символы) передаваемого сигнала отклоняются от своего идеального положения. В результате этого могут иметь место ошибки в демодуляторе при приеме сигнала, т.е. демодулятор не сможет правильно определить место точки в сигнальном созвездии. Задача особенно усложняется из-за наличия помех в канале.
При измерении MER для каждого принятого тестовым приемником символа вычисляется вектор ошибки, модуль которого равен расстоянию между положением символа (в сигнальном созвездии) в идеальном случае и его реальным положением. Этот вектор может быть представлен как: (Я -,SQ). Вектор ошибки наглядно показан на рисунке 1.3. ncmxewje
В некоторых случаях для оценки качества сигнала вместо MER используют амплитуду вектора ошибки (см. рисунок 1.3) - EVM (Error Vector Magnitude) [27]. По сути, MER и EVM служат для оценки одного и того же, а именно - степени отклонения точки сигнального созвездия от идеального положения.
Констелляционная (от англ. Constellation - созвездие) диаграмма [27] показывает расположение символов на сигнальном созвездии, накопленное за определенное время. Диаграмма позволяет выполнить качественную оценку искажений цифрового радиосигнала - чем более «размытой» выглядит диаграмма, тем больше степень искажения сигнала. Констелляционная диаграмма измеряется с помощью специального тестового приемника. Пример диаграмм для сигнала QAM-16 показан на рисунке 1.4.
На приведенном выше рисунке слева изображена диаграмма для случая слабо искаженного сигнала, справа изображена диаграмма сигнала подвергшегося искажениям. На правой диаграмме хорошо видно, что некоторые символы очень сильно смещены относительно своего идеального положения, что является одной из главных причин возникновения ошибок при декодировании сигнала цифрового радиовещания на приемной стороне, когда приемник некорректно идентифицирует положение символа.
Метод был предложен в середине XX века. В англоязычной литературе этот метод называется Envelope Elimination and Restoration (EER) [29, 31] -уничтожение и восстановление огибающей. Также данный метод часто называют «полярной архитектурой» или полярным модулятором [30]. В его основе лежит тот факт, что амплитудно-фазо-модулированный сигнал (АФМ сигнал) может быть представлен в виде произведения огибающей и радиочастотного сигнала с переменной фазой. S(t) = A(t)cos(coQt + Q(t)), (1.2) где A(t) — огибающая, (t) - начальная фаза сигнала S(t), изменяющаяся во времени. Радиочастотный сигнал является ФМ сигналом, несущем информацию о мгновенной фазе исходного передаваемого сигнала. Огибающая представляет собой мгновенную амплитуду модулирующего сигнала.
В настоящее время применяется схема реализации метода Кана с использованием цифровых методов обработки сигнала [35]. Структурная схема современного усилителя мощности, построенного по схеме Л. Кана, представлена на рисунке 1.5.
Моделирование работы усилителя мощности с сигналом цифрового радиовещания
Созданная модель является универсальной и позволяет, варьируя указанные выше параметры, формировать сигнал других стандартов цифрового ОВЧ радиовещания [66].
На выходе модулятора установлен фильтр, необходимый для ограничения уровня внеполосных составляющих сигнала. Требования к уровню внеполосных составляющих (спектральная маска) заданы в [17].
Усилитель мощности моделируется при помощи заданных табличным способом характеристик Peblx=f(Pex) и А(р=ДРвых), полученных на предыдущем этапе исследований (см. п.п. 2.2, 2.3). Характеристики строятся по 56 точкам, при этом берется значение входной мощности через 1 дБм - от -20 до 35 дБм.
При выполнении моделирования уровень входной мощности был задан равным 19,5 дБм (при этом значении входной мощности выходная мощность усилителя равна 46,4 дБм, т.е. среднему значению (см. п. 2.2).
На рисунке 2.9 представлены нормированные спектры сигнала на входе и на выходе усилителя, а также спектральная маска для стандарта DRM+. Р.дБм
Тракт огибающей усилителя мощности с АРР (см. рисунок 1.14) предназначен для выделения огибающей входного сигнала усилителя мощности, преобразования ее в ШИМ-последовательность управляющую ШИМ-регулятором, выходное напряжение которого используется в качестве напряжения питания усилителя.
С помощью тракта огибающей, собственно, реализуется АРР, принцип работы которой был описан ранее в главе 1 (см п. 1.4.4). 2.6.2 Линейная АРР
Оценка влияния АРР на КПД усилителя [67, 68] выполняется на разработанной ранее (см. п. 2.2) модели усилителя мощности. Исследование проводится с учетом того, что зависимость изменяемого АРР напряжения питания от уровня входного напряжения линейная (см. [10]), вида: пит= вх (2-9)
Уровню максимальной выходной мощности 56,4 дБм соответствует входная мощность 30,2 дБм (см. рисунок 2.2). При данной входной мощности, согласно результатам, полученным на модели, амплитуда входного напряжения равна /и= 19,6В. Напряжение питания транзистора [58] равно 50В, соответственно, из (2.7):
Моделирование выполняется в статике, т.е. на входе усилителя гармоническое напряжение, амплитуда которого выставляется поочередно для нескольких дискретных значений. Напряжение питания при этом выставляется отдельно для каждого значения амплитуды входного напряжения, и определяется выражением (2.9). При этом при каждом значении входного сигнала и соответствующем ему напряжении питания фиксируются значения КПД и выходной мощности, а также значения сопротивления стока (для учета, при выполнении дальнейших исследований, динамического изменения сопротивления).
По результатам машинного эксперимента были получены зависимости rj=f(Peblx), Епит=/(Рвых) без использования АРР и с использованием АРР, которые представлены в таблице 2.1 и на рисунке 2.10. Таблица 2.1 - значения КПД, напряжения питания и выходной мощности усилителя
Результаты машинного эксперимента наглядно показывают значительное повышение КПД усилителя мощности при использовании АРР по сравнению с КПД усилителя мощности без АРР [69]. При этом сохраняется нарастающий характер зависимости г(РВЬ1Х) при изменении выходной мощности от 0 до максимального значения. По графику на рисунке 2.10 видно, что КПД усилителя без АРР при средней выходной мощности 47,3 Вт (см. п. 2.2) равен 0,2, в то время как у усилителя с линейной АРР, КПД составляет величину порядка 0,45, т.е. КПД на средней выходной мощности повышается более чем в 2 раза.
Применение линейной АРР не позволяет получить наилучшее значение КПД по причине того, что из-за не идеальности характеристик транзистора (в первую очередь в области граничной линии) при изменении напряжения питания не всегда выдерживается режим близкий к граничному. Исходя из этого, целесообразно исследовать АРР с нелинейной зависимостью напряжения питания усилителя от входного напряжения (см. ниже п.2.6.2), при которой напряжение питания меняется не пропорционально изменению амплитуды входного сигнала, а исходя из того, что при каждом значении амплитуды входного сигнала должен поддерживаться режим, близкий к граничному. Т. е. напряжение питания должно быть таким, чтоб всегда, при любых значениях амплитуды входного сигнала поддерживался режим, близкий к граничному.
Для дальнейшей оценки того, как влияет КПД ШИМ-регулятора на общий КПД усилителя с АРР (см. п.п. 3.8) необходимо получить зависимость напряжения питания от выходной мощности при использовании АРР. Данная зависимость (рисунок 2.12) была получена при моделировании усилителя мощности с АРР, (см. таблицу 2.1) когда для каждого значения напряжения питания фиксировалась выходная мощность. С помощью метода наименьших квадратов (МНК) [70], зависимость изображенная на рисунке 2.11, была проинтерполирована.
Для оценки влияния АРР с линейной функцией регулирования питающего напряжения на линейность амплитудной характеристики усилителя необходимо, используя модель усилителя, созданную на ПК (см. п.2.2), исследовать характеристику Рвых=/(Рв усилителя мощности. Для этого, для каждого значения входной мощности фиксируется выходная мощность. При этом набор значений мощности охватывает весь динамический диапазон усилителя.
Характеристика Рвых=/(Рвх) усилителя мощности с АРР с линейной функцией регулирования показана на рисунке 2.12, для сравнения на данном графике также показана зависимость Рвых=/(Рвх) Для усилителя без АРР, полученная выше (см. п. 2.2).
Анализируя полученную зависимость, можно сделать следующий вывод: применение АРР с линейной функцией регулирования увеличивает степень нелинейности Рвых=/(Рвх)- Причина этого заключается в том, что при АРР изменяется напряжение питания транзистора усилителя мощности, а изменение напряжения питания транзистора влечет за собой изменение коэффициента усиления, что, в свою очередь, отражается на характеристике Рвых=/(Рвх) Однако, поскольку характер нелинейности таков, что он не приводит к потерям информации, ее можно скорректировать, применяя метод предыскажения или адаптивной коррекции (см. гл.1, п.1.5.3, 1.5.4, гл. 3, п. 3.1.3).
Зависимость Рвых=/(Рвх) для случая линейной АРР, изображенная на рисунке 2.12, была проинтерполирована с помощью МНК (см. рисунок 2.13 и рисунок 2.14 - укрупненный масштаб).
Как было отмечено выше (см. п. 2.6.2), из-за неидеальности характеристик транзистора, при линейном изменении напряжения питания при изменениях UBX не всегда выдерживается режим, близкий к граничному. Исходя из этого, целесообразно исследовать АРР, в которой применяется нелинейная зависимость напряжения питания усилителя от амплитуды входного сигнала. Идея плавного нелинейного регулирования питающего напряжения [67] состоит в том, что для каждого значения входного напряжения подбирается напряжение питания таким образом, чтобы усилитель всегда оставался в режиме близком к граничному.
Моделирование работы АРР с нелинейной функцией плавного регулирования питающего напряжения, аналогично случаю линейной АРР (см. п. 2.6.2), выполняется в статическом режиме, когда на вход усилителя подается гармоническое напряжение, амплитуда которого выставляется поочередно для нескольких дискретных значений. При каждом значении амплитуды входного сигнала напряжение питания усилителя подстраивается таким образом, чтобы его режим соответствовал точке, близкой к точке перегиба амплитудной характеристики (немного не доходя ее) при любом уровне входного напряжения. Контроль правильности установки напряжения питания выполняется по характеристике PebV(=f(Pex)- Также в процессе моделирования фиксируются значения напряжения питания усилителя мощности.
Моделирование усилителя мощности с АРР при работе с сигналом ЦРВ
Из представленных выше спектров видно, что основная энергия сигнала сосредоточена в полосе от 0 до 100 кГц (т.е. до частоты, равной ширине полосы канала В). Также можно отметить, что вид спектра сигнала после коррекции как для случая линейной, так и нелинейной АРР (для каждого вида АРР применяется своя коррекция - см. п. 3.2) практически совпадает, это объясняет то, что величины запаса по питанию для обоих видов АРР также очень близки.
Анализируя зависимость, показанную на рисунке 3.15, данные таблицы 3.1, а также вид спектра (рисунки 3.16, 3.17), можно сделать вывод о целесообразности выбора в качестве частоты среза ФНЧ АРР частоты равной ширине полосы сигнала ЦРВ (100 кГц для DRM+, 100, 200 или 250 кГц для РАВИС), как при линейной, так и при нелинейной АРР регулирования, руководствуясь следующим: а) основная часть энергии огибающей сигнала лежит в области частот от 0 до частоты равной ширине полосы канала В; б) на частотах среза ниже частоты равной В резко возрастает величина «запаса» по питающему напряжению, что ведет к ухудшению КПД тракта АРР и усилителя в целом. Так, для случая линейной АРР нормированная величина «запаса» при частоте среза равной В составляет 0,075, а при частоте среза 0,8 В 106 эта величина составляет 0,113. Для нелинейной АРР величины «запаса» составляют 0,068 и 0,139 для частот среза В и 0,8В соответственно; в) на частотах среза от В и выше величина «запаса» уменьшается медленно и на небольшую величину. Так, для случая линейной АРР на частоте среза В «запас» равен 0,075, на частоте среза ЗВ «запас» равен 0,036. В случае нелинейной АРР на частоте среза В «запас» равен 0,068, на частоте среза ЗВ «запас» равен 0,041. Таким образом, можно сказать, что использование частоты среза выше В является неоправданным, поскольку КПД самого усилителя повысится незначительно, по причине незначительной разницы в величинах «запаса», в то время как КПД ШИМ-регулятора может ощутимо понизиться из-за значительного увеличения требуемой тактовой частоты, соответствующей более широкой полосе тракта огибающей
Введение «запаса» по питающему напряжению означает изменение характера функции регулирования питающего напряжения. В свою очередь это ведет к тому, что изменяются характеристики усилителя, а также изменяется его энергетическая эффективность.
Для оценки влияния введения «запаса» по питающему напряжению на энергетическую эффективность усилителя на модели усилителя была исследована зависимость КПД от выходной мощности для случаев линейной и нелинейной АРР с учетом «запаса» по питающему напряжению. Запас брался согласно данным таблицы 3.1 в соответствии с частотой среза фильтра равной ширине полосы канала В. Для случая линейной АРР он составляет величину 0,075 от максимального напряжения питания, для случая нелинейной АРР, величина запаса составляет 0,068 от максимального напряжения питания. Оценка КПД на модели выполнялась аналогично тому, как это показано в п 2.2, с тем отличием, что каждое значение напряжения питания, определяемое в соответствии с функцией регулирования, увеличивалось на значение величины «запаса». Результаты моделирования представлены на рисунке 3.18 (для линейной АРР) и 3.19 (для нелинейной АРР).
Анализируя данные зависимости можно сказать, что при введении «запаса» по питанию, КПД незначительно снижается. Величины КПД на средней выходной мощности 43,7 Вт для различных вариантов построения усилителя с АРР сведены в таблицу 3.2. Полученные значения КПД значительно превосходят значение КПД усилителя без АРР на средней мощности 43,7 Вт которая, как было показано в п.п. 2.6.2, составляет величину 20%.
При введении «запаса» по питающему напряжению изменяется функция регулирования питающего напряжения, что ведет к изменению характеристик Рвых =f(Pex) Л р=/(Рвых) по сравнению со случаем, когда «запас» не применяется. Поскольку данные характеристики определяют качество выходного сигнала в части соответствия требованиям спектральной маски, этот вопрос требует отдельного анализа. При проведении анализа моделирование выполнялось аналогично тому, как это показано в п. 2.6, 2.8. Разница заключается в том, что в данном случае к каждому значению напряжения питания, определенному в соответствии с функцией регулирования, добавлялось значение величины «запаса». Полученные зависимости были проинтерполированы.
Характеристика Рвых =f(Pex) усилителя мощности с линейной АРР с «запасом» регулирования показана на рисунке 3.20, для сравнения на одной координатной плоскости показана характеристика усилителя без «запаса» по питанию. »- 40- /7
Характеристика Л(р=/(Рвых) усилителя мощности с линейной АРР с «запасом» по питающему напряжению изображена на рис. 3.22, для сравнения на одной координатной плоскости показана зависимость Л(р=/(Рвых) усилителя без «запаса» по питанию.
Характеристика Peblx=f(Pex) усилителя мощности с нелинейной АРР с «запасом» регулирования показана на рисунке 3.25, для сравнения на одной координатной плоскости показана данная характеристика для УМ с нелинейной АРР без «запаса» по питанию и УМ с линейной АРР с «запасом» по питанию.
Анализ зависимостей, представленных на рисунке 3.25 показывает, что при использовании «запаса» по питающему напряжению характеристики РвыХ /(Рвх) усилителя мощности, как с линейной, так и с нелинейной АРР становятся очень близки друг к другу. Кроме того, видно, что данная характеристика усилителя мощности при использовании «запаса» становится более линейной, чем для случая без «запаса».
Полученная характеристика была проинтерполирована с использованием МНК (рисунок 3.26), в результате интерполяции был получен многочлен 5-й степени (3.9).
Характеристика A(p=f(Peblx) усилителя мощности с нелинейной АРР с «запасом» регулирования показана на рисунке 3.27, для сравнения на одной координатной плоскости показана характеристика А(р=/(Рвых) для случаев УМ без «запаса» по питанию и УМ с линейной АРР с «запасом».
Анализ зависимостей, представленных на рисунке 3.27 показывает, что, также как и в случае характеристики Р вых ЯР ) ПРИ использовании «запаса» по питающему характеристики А(р=/(Рвых) усилителя мощности, как с линейной, так и с нелинейной АРР становятся очень близки друг к другу. Кроме того, видно, что характеристика Acp=f(Peblx) усилителя мощности при использовании «запаса» становится более равномерной, чем эта же характеристика для случая без «запаса».
Выше, в п. 3.4.3, было показано, что введение «запаса» по питанию, величина которого рассчитывалась с учетом коррекции сигнала (см. п. 3.4.1), приводит к изменению вида характеристик Рвых=/(Рвх) и Д(р=/(Рвых) усилителя, при этом спектр выходного сигнала усилителя с АРР и «запасом» по питанию по прежнему не укладывается в требования спектральной маски. В соответствии с изменением характеристик РвЫх=/(Рвх) и Л Р=/(Рвых) усилителя, необходимо изменить характеристики Рвых=/(Рвя) и А(р=/(Рвш) корректирующего элемента, которые были получены в п. 3.3. Алгоритм расчета данных характеристик аналогичен алгоритму, приведенному в п. 3.3.
Уменьшение порядка выходного фильтра
Общий КПД усилителя мощности с АРР вычисляется по формуле 4.1. В главе 2 (п.п. 2.6.2, 2.6.3), была установлена зависимость напряжения питания усилителя с АРР от выходной мощности, как при линейной функции регулирования питающего напряжения (рисунок 2.11), так и при нелинейной (рисунок 2.17). Из теоретических данных (см. п.4.6) известна зависимость КПД ШИМ-регулятора от напряжения питания усилителя при различных тактовых частотах. Зависимость выходной мощности усилителя с АРР от КПД без учета КПД тракта АРР изображены в п.п. 2.6.2 на рисунке 2.10 (для линейной АРР) и в п.п. 2.6.3 на рисунке 2.15 (для нелинейной АРР). Используя данные зависимости можно получить зависимость г;рег =/СРвых(уМ)) (Епит_уМ и Ес- это обозначения одной и той же величины: напряжения питания усилителя (или, что то же самое, напряжения стока). Далее, пользуясь формулой (4.1), можно построить зависимость общего КПД усилителя с АРР от выходной мощности.
На рисунке 4.14 показана зависимость КПД усилителя с учетом и без учета КПД ШИМ-регулятора от выходной мощности в случае линейной АРР. 0,60- П 0,50 - / _. / s
Анализируя полученные зависимости (рисунки 4.14, 4.15), можно отметить что применение ШИМ-регулятора с увеличенной тактовой частотой позволяет добиться несколько более высоких значений КПД: в случае ШИМ-регулятора с нелинейной АРР, работающего на тактовой частоте 600 кГц, КПД при средней мощности равен 55%, в то время как в случае ШИМ-регулятора с тактовой частотой 2 МГц КПД при средней мощности равен 56%.
Используя полученные ранее статистические данные, был рассчитан среднестатистический КПД усилителя мощности с учетом КПД тракта АРР. Расчет выполнялся для случая АРР с «запасом» по питанию, согласно алгоритму, описанному в п. 2.10, с тем отличием, что для каждого значения элемента выборки по известному значению Рвых по найденным зависимостям Епит=/(Рвых) (см. рисунки 2.11, 2.17) определялось значение E . Далее, по зависимостям, показанным на рисунке 4.8, для Епит определялось соответствующее значение КПД ШИМ-регулятора. Следует отметить, что разработанное для оценки энергетики ШИМ-регулятора программное обеспечение, позволяет выводить результаты моделирование не только в графическом, но и в табличном виде, что значительно упрощает задачу анализа. Затем КПД усилителя и КПД ШИМ-регулятора, для каждого элемента выборки, перемножались. Результаты расчета среднестатистического КПД сведены в таблицу 4.4.
В - ширина полосы частот сигнала 150 Анализируя данные таблицы можно сделать вывод о том, что по среднестатистическому КПД усилитель мощности с нелинейной АРР превосходит усилитель с линейной АРР. Кроме того, видно, что применение более высокой тактовой частоты ШИМ-регулятора не дает ощутимого выигрыша в КПД, который составляет 1 %.
В целом по результатам проведенных в настоящей главе исследований можно сделать следующие выводы: а) для использования в ШИМ-регуляторе передатчика ЦРВ, построенного по методу АРР целесообразно применять тактовую частоту в 6 раз превышающую ширину полосы частот канала; б) повышение тактовой частоты ШИМ-регулятора ведет к уменьшению порядка выходного фильтра и незначительному повышению среднестатистического КПД на величину около 1% в случае нелинейой АРР, а в случае линейной АРР повышение КПД не наблюдается; в) при построении ШИМ-регулятора серьезное внимание следует уделять подбору катушек индуктивности выходного фильтра с возможно меньшим значением омического сопротивления (DCR). Поскольку, как показали исследования, этот параметр оказывает наиболее значительное влияние на КПД ШИМ-регулятора; г) оценка КПД усилителя мощности с учетом КПД тракта огибающей АРР показала, что применение АРР позволяет повысить среднестатистический КПД усилителя с 15% до 35% в случае линейной АРР, и до 45% в случае нелинейной АРР.
В главе 4 была проведена разработка тракта огибающей. Также, теоретически, с помощью специально разработанного ПО, были получены и проанализированы энергетические характеристики тракта огибающей. Результаты аналитического расчета позволили сделать вывод относительно общей энергетической эффективности усилителя мощности с АРР.
Более точные оценки энергетики ШИМ-регулятора могут быть получены с помощью компьютерного моделирования и натурного макетирования. При компьютерном моделировании тракта огибающей АРР используются математические модели входящих в схему элементов, благодаря чему, максимально полно имитируется работа реального прибора.
При компьютерном моделировании ШИМ-регулятора применяются модели реальных элементов, которые были выбраны при его разработке (см. п.п. 4.2, 4.3). В качестве входного сигнала, поступающего на затвор транзистора, с целью упрощения эксперимента, используется не ШИМ-последовательность, а последовательность прямоугольных импульсов с постоянным периодом и изменяемой скважностью. Период следования импульсов выбирается исходя из значений требуемой тактовой частоты ШИМ.
Для получения более достоверных результатов при моделировании учитывается изменение сопротивления нагрузки ШИМ-регулятора в зависимости от значения выходного напряжения.
Моделирование выполняется для ШИМ-регулятора, работающего на тактовых частотах 600 кГц и 2 МГц. Схемы ШИМ-регуляторов, работающих на данных тактовых частотах были разработаны в главе 4 (см. рисунки 4.3, 4.5). Схемы компьютерных моделей ШИМ-регуляторов для тактовых частот 600 кГц и 2 МГц показаны на рисунках 5.1 и 5.2 соответственно.
