Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Математический аппарат решения задач электромагнитного возбуждения излучающих структур 9
1.1 Уравнения Максвелла для решения задач
Решение уравнений Максвелла для плоскослоистой структуры 12
1.3 Разложение функции Грина по волнам типа LE,LM 18
1.4 Задача возбуждения плоского излучателя при наличии слоистого диэлектрика 24
1.5 Полосковые излучатели на подвешенных подложках 29
1.6 Спектральное представление поля излучения 41
Выводы по главе 1 46
Глава 2. Анализ конструктивных вариантов микрополосковых излучателей для систем радиосвязи 48
2.1 Характеристика базовых структур 49
2.2 Одночастотные и двухчастотные излучающие устройства 53
Выводы по главе 2 71
Глава 3. Способы увеличения полосы рабочих частот 74
3.1 Плоский излучающий элемент с пассивными пластинами 74
3.2 Плоские излучатели со щелями сложной формы 82
3.3 Плоские излучатели raec/z-типа 92
3.4 Использование пространственных переходов 101
3.5 Применение излучателей с воздушной подложкой 115
Выводы по главе 3 120
Глава 4. Исследование взаимного влияния элементов антенной решетки 123
4.1 Характеристики антенной решетки с учетом взаимного влияния излучателей 123
4.2 Взаимное влияние в плоской и кольцевой антенных решетках на основе излучателя с U-щелью 128
4.3 Взаимное влияние плоской и кольцевой антенных решеток на основе излучателя с короткозамыкателем 140
Выводы по главе 4 151
Заключение 152
Библиографический список 157
- Решение уравнений Максвелла для плоскослоистой структуры
- Одночастотные и двухчастотные излучающие устройства
- Использование пространственных переходов
- Взаимное влияние в плоской и кольцевой антенных решетках на основе излучателя с U-щелью
Введение к работе
Актуальность темы. Усложнение радиоэлектронной аппаратуры телекоммуникационных систем, включая системы связи специального назначения, требования ее комплексной миниатюризации выдвигают на первый план проблему миниатюризации антенн, поскольку во многих случаях проблема миниатюризации приемо-передающей аппаратуры уже решена.
Наиболее перспективными в этом направлении являются антенны в микрополосковом исполнении, при изготовлении которых используется технология пленочных гибридных интегральных схем СВЧ-диапазона. Так могут быть выполнены практически все элементы антенн, линии передачи и устройства СВЧ.
Таким образом, при проектировании антенн и устройств СВЧ можно говорить о новой элементной базе, для которой разработка методов расчета и проектирования микрополосковых антенн (МПА) является совершенно необходимой.
Задача разработки методов и математических моделей для электродинамического описания малогабаритных излучающих структур, в частности полосковых, микрополосковых, наиболее широко освещена в одной из первых отечественных монографий, в работе Панченко Б.А. и Нефедова Е.И. «Микрополосковые антенны». Большой вклад в развитие теории и техники антенн и антенных решеток, в частности полосковых, внесли чл.-корр. РАН Бахрах Л.Д., проф. Чаплин А.Ф., проф. Сазонов Д.М., проф. Панченко Б.А., проф. Нефедов Е.И, и др.
В настоящее время область применения полосковых излучающих структур заметно расширилась, вместе с тем используется все больше разновидностей практических конструкций малогабаритных антенн. Микрополосковые излучатели как самостоятельные МПА и как элементы фазированных антенных решеток (ФАР) имеют большое разнообразие и отличаются по принципу работы, конструктивной реализации, характеристикам излучения, наличию гибридных соединений с другими устройствами интегральных схем СВЧ-диапазона. Широкий диапазон частот (0,2-18 ГГц), в котором используются МПА, еще больше увеличивает круг задач, возникающих при практическом использовании МПА и ФАР на их основе.
Преимущества МПА и АР из них - малые габаритные размеры, масса и стоимость при высокой точности изготовления и воспроизведения характеристик. Основной недостаток микрополосковых излучателей состоит в том, что они, как правило, узкополосны вследствие резкой частотной зависимости входного сопротивления.
Естественный путь расширения полосы рабочих частот b.fp за счет
использования более толстых подложек (или увеличения числа тонких подложек с разными диэлектрическими проницаемостями є) имеет ограниченные возможности, так как при этом создаются более подходящие условия для возникновения поверхностных волн, резко снижающих эффективность антенны.
К настоящему времени разработано и исследовано теоретически и экспериментально большое количество вариантов МПА. Однако диапазон длин волн, в котором применяются излучатели этого класса, простирается от метров до миллиметров. Для изготовления используются различные материалы, сами излучатели в силу своей конформности размещаются на объектах различной конфигурации.
Поэтому разработка и использование низкопрофильных малогабаритных излучателей, в особенности широкополосных, с улучшенными электродинамическими характеристиками предусматривает трудоемкий цикл расчета конструктивных параметров, разработку топологии устройства, изготовление, а затем длительный этап отработки параметров. Рациональный путь ускорения процесса проектирования - применение метода математического моделирования, который предполагает исследование математических моделей излучателей, адекватных изучаемым устройствам. Математическое моделирование позволяет воспроизводить любые изменения, которые возникают в реальных устройствах, но при экспериментальной отработке трудно реализуемы. Все это требует разработки математических моделей микрополосковых излучателей (с учетом используемых диапазонов длин волн, требований к массо-габаритным характеристикам), анализа на их основе основных электродинамических характеристик, способов расширения рабочей полосы частот; при этом необходимо учитывать специфические особенности размещения МПИ на объектах ограниченных размеров.
Изложенное позволяет утверждать, что диссертационная работа актуальна. Непосредственно объектом исследования в работе являются малогабаритные излучающие структуры и радиотехнические системы с их использованием.
Целью диссертационной работы является разработка, теоретическое и экспериментальное исследование малогабаритных низкопрофильных излучающих структур и радиотехнических устройств на их основе.
Исследования в рамках диссертационной работы предусматривают решение следующих задач:
-
Выбор и обоснование математического аппарата для исследования микрополосковых излучающих структур.
-
Анализ потенциальных возможностей базовых структур МПА в зависимости от технических требований к ним: широкополосное, уровня боковых лепестков, кроссполяризации, массо-габаритных характеристик и т.д.
-
Разработка математических моделей базовых структур и алгоритмов расчета характеристик излучения на основе аппарата тензорных функций Грина.
4. Исследование способов повышения широкополосное МПА.
Научная новизна результатов, полученных в диссертации при решении
перечисленных задач, состоит в следующем:
1. Исследован математический аппарат для адекватного описания
электродинамических характеристик излучения однослойных и многослойных
излучателей.
2. Разработан комплекс математических моделей базовых
микрополосковых излучателей, позволяющий проектировать и исследовать
различные конструкции излучающих структур с учетом диапазона длин волн, рабочей полосы частот, эффективности излучения, места размещения.
3. На основе разработанных математических моделей и процедуры
оптимизации характеристик излучения микрополосковых излучателей
синтезированы излучатели, превосходящие по своим характеристикам известные
аналоги.
4. Предложены и исследованы перспективные конструкции
широкополосных микрополосковых излучателей.
6. Методом имитационного моделирования исследовано взаимное влияние элементов на характеристики широкополосной АР.
Достоверность результатов работы. Достоверность результатов работы подтверждается соответствием теоретических и экспериментальных характеристик исследуемых устройств, а также их соответствием известным аналогам. При проведении исследований использованы известные и проверенные методы - математических и радиофизических измерений.
Практическая значимость работы заключается в разработке инженерных методик для проектирования малогабаритных излучающих структур, предложенных и практически реализованных в схемно-конструктивных решениях для радиотехнических устройств объектов мобильной связи, в полученных расчетных и экспериментальных результатах для разработанных устройств, нашедших применение вНИОКР.
Реализация результатов. Полученные теоретические и экспериментальные результаты использованы в научно-исследовательских и опытно-конструкторских работах ОАО «Концерн «Созвездие», научно-внедренческом предприятии «Протек», ОАО Воронежском НИИ «Вега», а также в учебном процессе Воронежского госуниверситета и Воронежского института МВД России, что подтверждено актами внедрения.
Апробация работы. Основные методические и практические результаты исследований докладывались на следующих конференциях:
Всероссийской научно-практической конференции «Охрана, безопасность, связь», 2007 г., г.Воронеж, Воронежский институт МВД России;
VIII Международной научно-методической конференции «Информатика: проблемы, методология, технологии», 2008 год, г.Воронеж, Воронежский госуниверситет;
14 Международной научно-технической конференции «Радиолокация, навигация, связь», 2008 г., ОАО «Концерн «Созвездие»;
VII Международной научно-технической конференции «Физика и технические приложения волновых процессов», посвященной 150-летию со дня рождения А.С.Попова, 2008 г., г.Самара;
на научных семинарах кафедры телекоммуникационных систем 2007, 2008 гг.
Публикации. По теме диссертации опубликовано 11 печатных работ, в том числе 6 статей, из них 4 - в ведущих изданиях, входящих в перечень рекомендованных Высшей аттестационной комиссией, 5 докладов на международных научно-технических конференциях.
В работах, опубликованных в соавторстве, автором лично выполнено: в работе [1] сформулированы требования к микрополосковым излучателям как к объектам исследования, получены аналитические выражения для частных случаев построения МПИ на основе тензорных функций Грина, в работах [2,9] с помощью пакета электромагнитного моделирования HFSS исследован способ расширения рабочей полосы частот за счет щели сложной геометрии, получены характеристики МПИ с U-щелью, в работах [3,7] разработан алгоритм расчета характеристик излучения МПИ спектральным методом, исследованы МПИ на подвешенных подложках, в работах [4,11] получены характеристики антенных решеток с учетом взаимного влияния элементов, в работах [5,8] проведено моделирование МПИ с согласующим элементом, в работе [6] получены характеристики биконической антенны в зависимости от геометрических размеров подложки на ограниченном экране, в работе [10] исследован КПД щелевой антенны.
Структура и объем работы. Диссертация состоит из введения, четырех глав, заключения и библиографического списка из 121 наименования. Работа изложена на 167 страницах, содержит 38 рисунков и 8 таблиц.
Решение уравнений Максвелла для плоскослоистой структуры
В систематизированном виде изложен математический аппарат решения уравнений Максвелла на основе тензорных функций Грина. Показано, что применение уравнений Максвелла в принципе позволяет исследовать любые электромагнитные процессы в однородных и неоднородных средах.
Использование тензорных функций Грина для описания сложных радиотехнических структур, расположенных вблизи границы раздела сред, позволяет значительно упростить решение задач, связанных с проектированием излучающих систем. На основании использования функций Грина плоскослоистой структуры получены выражения для расчета поля излучения. сопротивления микрополосковых излучателей. Применение представления функции Грина при разложении поля по волнам типа LE, LM позволило разделить вклад поверхностных и пространственных волн, исключить особые точки в подынтегральных выражениях и упростить алгоритмизацию и компьютерные расчеты.
Представление функции Грина для плоскослоистой среды при разложении электромагнитного поля по волнам типа LE, LM модифицировано на случай сред, обладающих магнитными свойствами. Это существенно расширяет круг решаемых задач.
Исследованы микрополосковые излучатели на подвешенных подложках. Входное сопротивление излучателя представлено в виде суммы двух слагаемых, причем первое соответствует поверхностным волнам, а второе -пространственным. Установлено, что диэлектрическая проницаемость материала подложки влияет на резонансную длину излучателя, но практически не сказывается на характере зависимостей активной и реактивной составляющих сопротивления излучателя. Изменение резонансной длины излучателя при изменении величины коэффициента заполнения при постоянной высоте подвеса излучателя существенно при малых величинах к3 0,25 и ослабевает по мере дальнейшего увеличения к3. Таким образом, соответствующий выбор параметров подложки позволяет уменьшить размеры излучателей и устранить недостатки, присущие микрополосковым структурам.
При использовании одномодовой аппроксимации тока на излучателе точность определения входного сопротивления полуволнового излучателя составляет 7-9% в зависимости от параметров применяемой подложки, учет трех пробных функций повышает точность до 4-5%, и точность 1% достигается при учете 7-9 функций.
Показано, что при малой высоте подвеса подложки изменение диэлектрической проницаемости и коэффициента заполнения практически не влияет на диаграмму направленности излучателя по пространственным волнам.
Спектральный метод, основанный на приближении заданного тока, позволяет получить правильную физическую картину механизма излучения микрополоскового излучателя и достаточно просто определить его характеристики, что делает перспективным его использование для расчета микрополосковых антенных решеток. Глава 2 Анализ конструктивных вариантов микрополосковых излучателей для систем радиосвязи
Специфика работы устройств радиосвязи в диапазоне дециметровых волн, особенности условий эксплуатации требуют в качестве излучающей части бортового радиосредства подвижного объекта применять конформную антенную решетку из низкопрофильных излучателей.
В настоящее время существует достаточно большое количество вариантов конструктивного исполнения низкопрофильных излучателей, отличающихся друг от друга своими диапазонными свойствами, линейными (электрическими) размерами, видом формируемой диаграммы направленности и рядом других показателей. Для обеспечения широкоугольного управления местоположением главного максимума ДН АР в азимутальной плоскости требуется слабонаправленньтй, а лучше ненаправленный в этой плоскости излучатель. Однако общеизвестен тот факт, что подобные излучатели (в частности, дисковые) обладают довольно большими линейными размерами. Сконструированные антенные решетки на основе таких излучателей обладают повышенным уровнем боковых лепестков, обусловленным большим межэлементным расстоянием.
В настоящее время снижения линейных размеров добиваются, как правило, путем использования материалов, заполняющих внутренний объем резонаторных структур, с повышенным значением относительной диэлектрической проницаемости. Наряду с этим способом применяют различные модификации секторных резонаторов либо резонаторы лабиринтного типа. Совместное использование различных способов дает значительное (до 1,5-4 раз), уменьшение линейных размеров. Однако при этом в достаточной степени претерпевают изменения как входные характеристики, так и КПД, и характеристики направленности. В любом случае требования к излучателям предъявляются комплексные, и при уменьшении их размеров за счет послаблений требования к другим характеристикам необходимо руководствоваться принципом допустимой целесообразности, при котором не снижается обобщенный показатель качестве изделия.
На рис.2.1,а,б представлена конструкция излучателя. Излучатель содержит токопроводящий диск 1, расположенный над экраном 2 и отделенным от него слоем диэлектрика 3. Центральная часть диска I соединена с экраном 2 коническим короткозамыкателем 4. Возбуждается излучатель сигналом от фидерной линии, подводимым к штыревому зонду 5 через коаксиально-полосковый переход. Зонд 5 устанавливается у внешней кромки токопроводящего диска 1. Широкополосность обеспечивается исполнением радиального резонатора с нарастающей высотой от центра к периферии. Дальнейшее увеличение полосы пропускания обеспечивается при использовании согласующих шлейфов (отрезков коаксиального кабеля), оплетка которых подключается к токопроводящему диску, а центральный проводник - к возбуждающему зонду, изолированному от диска. Увеличение полосы пропускания также может быть достигнуто и при возбуждении резонатора излучателя коническим зондом б (рис.2.1,6) через конструктивную емкость, образованную смежными поверхностями токопроводящего диска I и усеченного конуса 6 зонда 5.
Одночастотные и двухчастотные излучающие устройства
В настоящее время материалы по совмещенным АР встречаются как в отечественной, так и в зарубежной литературе. Такой тип АР представляет для разработчиков вполне объяснимый интерес, так как позволяет наиболее эффективно использовать излучающую поверхность. На рис.2.10,а - 2.10,г представлена простая двухчастотная микрополосковая АР, в основе которой лежит двухчастотныи МПИ (рис.2.10,6). Такая АР обеспечивает одновременную работу на двух разных частотах с ортогональной линейной поляризацией излучаемого поля [40].
На рис.2.10,д - 2.10,ж представлены различные конструкции двухчастотных МПИ с линейной и круговой поляризацией поля, которые успешно могут быть использованы при компоновке АР совмещенного типа [41 -43].
Очевидно, что общим недостатком этих конструкций двухчастотных МПИ является допустимая граница разноса частот, ограничение связано с принципом работы АР, а не с возможностями МПИ. Для устранения этого недостатка может быть использован принцип "решетка в решетке". Этот принцип реализуется в том случае, когда разнос между частотами /{ и /2 достаточно большой. Тогда между ИЭ одного диапазона можно разместить ИЭ другого диапазона. При этом форма (тип) излучателя не только способствует реализации этого принципа, но и определяет электрические характеристики АР.
Конструкция такой АР показана на рис.2.11,а. В основе предлагаемой конструкции лежит крестообразный излучатель с электромагнитным способом возбуждения. Конструкция ИЭ позволяет разместить на одной излучающей апертуре две разнесенные по частоте АР, а комбинированный способ возбуждения - развязать схемы питания.
Проведены испытания МПИ как с линейной, так и с круговой поляризацией излучаемого поля. Основная цель первоначального этапа исследований состояла в определении, во-первых, влияния формы ИЭ на его широкополосные свойства, и, во-вторых, как проявляются изменения диапазонных свойств ИЭ от глубины a) расположения линии питания под ИЭ. Все ИЭ и линии питания были выполнены на диэлектрике с є =2,8 и высотой И= 2 мм. Первый исследуемый элемент имел следующие геометрические размеры: а =2,4 см; 6=0,6 см. На рис.2.11,6 представлены графики полученной характеристики согласования для данного ИЭ. Для значений / от I мм до 12 мм полоса постепенно увеличивается. Для /=1 мм (кривая а) полоса составила 2,5%), а для /= 1,2 см - 12% (кривая Ь). На рис.2.11,в результаты соответствуют /=3 мм (кривая а), полоса составила 17%; для / = 12 мм - 16,5% (кривая Ь).
Полученные результаты позволяют сделать вывод о том, что излучатели сложной формы довольно широкополосны по сравнению с теми, в которых используют только различные способы запитки. При этом наилучшие результаты получаются при глубине расположения питающей линии порядка Я/4, а форма ИЭ особого влияния на широкополосные свойства не оказывает.
Интересный результат получается при исследовании излучателя со смещением питающей линии на величину 2 мм. Полоса частот такой конструкции составила 21%.
Проведены исследования характеристик излучения крестообразных микрополосковых излучателей как с линейной, так и с эллиптической поляризацией. Для МПИ с эллиптической поляризацией излучаемого поля ширина ДН по уровню половинной мощности составляла 60...80, коэффициент эллиптичности в диапазоне частот был не хуже 0,68.
В результате исследований одиночного микрополоскового излучателя получены данные, соответствующие теоретическим расчетам и подтверждающие положение, что электромагнитный способ возбуждения дает увеличение полосы частот по входному сопротивлению; экспериментально определен эффективный и дающий вполне удовлетворительные результаты тип излучающего элемента, его конструктивные размеры и расположение линий питания. На основании полученных результатов изготовлен модуль АР совмещенного типа с общим количеством излучающих элементов 2x2 .
Конструкция модуля показана на рис.11,а. Здесь обозначено: 1 - модуль первого канала, выполненный на МПИ с плоской схемой возбуждения; 2 -модуль второго канала, собранный из крестообразных излучателей с электромагнитным возбуждением, между излучателями которого располагается модуль І. В качестве материала для изготовления МПИ использован фольгированный высокочастотный диэлектрик Флан-г , где є - относительная диэлектрическая проницаемость материала. Геометрические размеры модуля 120x120, h=6.
В ходе экспериментальных исследований получены следующие результаты. Модуль 1-го канала: относительная полоса рабочих частот 8,6% по уровню КСВ = 2, коэффициент эллиптичности больше 0,7. Модуль 2-го канала: относительная полоса рабочих частот 20% по КСВ = 1,8, кэ 0,7. Разнос между средними частотами каналов равен 1,64.
Полученные результаты наглядно демонстрируют практическую возможность разработки синфазных антенных решеток совмещенного типа на МПИ. Такие антенны отличаются простотой изготовления, хорошими массо-габаритными характеристиками, успешно могут быть использованы для маломощных радиостанций СВЧ диапазона. иллюстрирует графики зависимости электрических размеров излучателя от угла раскрыва при вершине р0 для различных мод электромагнитного поля, возбуждаемых в резонаторе излучателя. Из этого рисунка следует, что наименьшей резонансной частотой обладает секторный излучатель 0=360, т.е. по сути дела дисковый излучатель с закорачивающей стенкой, равной радиусу. Соотношение для определения резонансной частоты в этом случае к0/а=1,05. Это обстоятельство позволяет использовать такие излучатели в решетке с межэлементным расстоянием, равным половине длины волны, при использовании диэлектрика є =4.
Совмещение подобных излучателей в одну конструкцию позволяет обеспечить равномерную ДН в горизонтальной плоскости и "глубокий" ноль в зенитном направлении.
В полосковых излучателях возможно управление диаграммой направленности, оно достигается за счет одновременного возбуждения нескольких (например, нулевой и первой) мод электромагнитного поля с регулируемым амлитудно-фазовым соотношением в общей полосе рабочих частот. Примером исполнения может служить дисковый излучатель, диаметральный разрез конструкции которого приведен на рис.2.13,а. Цифрами на рисунке обозначены 1 - излучающий элемент, 2 - экран, 3,4 - металлические диски, 5 - диэлектрик, 6,7 - цилиндрические короткозамыкатели, 8 -возбуждающие зонды, 9 - коаксильно-полосковые переходы.
Электрический радиус излучателя к0/а 2. Вся конструкция представляет собой радиальный резонатор лабиринтного типа. Нулевая мода электромагнитного поля возбуждается центральным зондом и поддерживается во всем внутреннем объеме излучателя, а первая мода - только в верхнем его слое, под излучающим элементом. При этом для выбранных размеров областей существования полей резонансы совпадают.
Использование пространственных переходов
Из таблицы 3.4 видно, что наибольшая полоса рабочих частот (33 %) возможна при hj=hr=3 мм. На рис. 3.20 и рис. 3.21 представлены КСВН и входные сопротивления такого МПИ.
Влияние пространственных волн приводит к тому, что входные сопротивления приобретают резко выраженный емкостной характер (рис. 4.7,в), и резонанс в полосе рабочих частот не наблюдается. В отличие от однослойной структуры поверхностные токи сконцентрированы вне области U-щели (рис.3.7,г).
На рис.3.8,а приведена ДН двухслойного излучателя с U-щелью. А на рис.3.8,6 приведен график зависимости коэффициента усиления данного излучателя от частоты в пределах полосы рабочих частот. КПД данной конструкции равен 95%.
Применение двух способов, увеличивающих полосу рабочих частот, привело к тому, что спроектированный излучатель имеет геометрические размеры в несколько раз больше длины волны. Уменьшить геометрические размеры МПИ можно с помощью короткозамыкающей стенки (рис.3.9,а). В этом случае размеры МПИ можно сократить в два раза: L=35 мм, W=21 мм, экран (40x40) мм, hi=l мм, Єі=2.2, h2=3.5 мм, є2=1.
На рис.3.9,б,в приведены КСВН и входные сопротивления излучателя с короткозамыкающей стенкой. Из рис.3.9,6 видно, что относительная-полоса рабочих незначительно уменьшается по сравнению с Аотн двухслойного излучателя с U-щелью и становится равным 30.3%. На рис.3.9,г приведены ДН в вертикальной и горизонтальной плоскостях. Ширина ДН составляет 60.
Таким образом, исследован способ увеличения полосы рабочих частот, основанный на использовании щелей сложной формы. В качестве щели сложной формы оптимальным для увеличения полосы рабочих частот является использование U-щели. Кроме того, применение способа согласования с линией питания, основанного на использовании нескольких слоев, позволяет дополнительно увеличить относительную полосу рабочих частот до 5-8%. Использование комбинации таких способов позволило получить микрополосковый излучатель с относительной полосой рабочих частот
При этом способе расширения полосы рабочих частот можно выделить некоторый класс МПИ, имеющих сеточную структуру (излучатели mesh-типа). На рис.3.10, представлены классические МПИ, а на рис.3.11,а -соответствующие им излучатели mesh-типа. Такие антенны в общем виде описываются с помощью параметра концентрации металла в направлении длины и ширины излучателя (или радиуса). Концентрация металла описывается с помощью толщины d и зазора с между ячейками МПИ mesh-типа.
Входной импеданс излучателя с сеточной структурой по сравнению с обычным МПИ является более высоким, поэтому точку питания необходимо располагать ближе к геометрическому центру МПИ. Резонансная частота излучателя mesh-типа понижается по мере уменьшения концентрации металла [82].
Такой способ позволяет увеличить полосу рабочих частот классического МПИ на 3-4% и может быть применен в сочетании с другими способами в качестве дополнительного средства увеличения полосы рабочих частот.
Для исследования влияния вырезов на полосу рабочих частот рассмотрим характеристики квадратного антенного элемента с размерами излучателя 35x35 мм и экраном 70x70 мм, высота излучателя над экраном h=3.5 мм (рис.3.10). Характеристики такого излучателя представлены на рис.3.11,6 - 3.11,г. Из рис.3.11,6 видно, что относительная полоса рабочих частот равна 2.88 %.
Анализируя полосу рабочих частот излучателя mesh-типа (таблица 3.5) с различным количеством вырезом в излучателе и экране, видно, что наибольшую полосу рабочих частот имеет МПИ с 16 квадратными вырезами в излучателе (рис.3.12,а) и МПИ с 16 квадратными вырезами как в излучателе, так и в экране (рис.3.13,а).
Опустив промежуточные результататы исследования, приведем характеристики излучателей с наилучшими показателями.
Характеристики излучателя mesh-типа с 16 вырезами в излучателе (рис. 3.12,а) представлены на рис.3.12,6 -3.12,д. Таблица 3. Количество вырезов Абсолютнаяширина частот, Использование такого способа увеличения полосы рабочих частот имеет еще одно немаловажное достоинство - значительно уменьшает массу и парусность излучателя, особенно в случае, когда сетчатая структура присутствует и в излучателе и в экране изделия.
Таким образом, исследован способ увеличения полосы рабочих частот основанный на использовании излучателей mesh-типа. Способ позволяет увеличить относительную полосу рабочих частот на 2-3 %, а также позволяет уменьшить массу всего изделия на 50-70 % и может быть применен в сочетании с другими способами увеличения полосы рабочих частот микрополосковых излучателей.
Взаимное влияние в плоской и кольцевой антенных решетках на основе излучателя с U-щелью
Анализ диаграммы показывает, что полосу рабочих частот в основном сужают элементы 2, 5 и 8.
Диаграмма направленности (ДН) плоской микрополосковой АР определяется выражением [112]: В связи с тем, что ДН девятиэлементной плоской микрополосковой АР (рис.4.1) практически не изменяется в диапазоне рабочих частот, приведем ДН (рис. 4.4,а) на частоте наибольшего согласования элементов - f=2.65 ГГц. Ширина ДН в вертикальной плоскости по уровню 3 дБ при ф=0 равна 48.1, а при ф=90 равна 49.8. График зависимости КУ АР от межэлементного расстояния показан на рис.4.4,6.
На основе широкополосного излучателя (рис. 3.7,а) построена подрешетка кольцевой антенной решетки (КАР) с радиусом 1.5 м (рис.4.5,а).
Диаграмма, представленная на рис.4.5,б, отображает изменение полосы рабочих частот элементов КАР (по уровню КСВН=2) при увеличении межэлементного расстояния.
На рис.4.6,а представлены минимальные значения относительной полосы рабочих частот элементов АР (по уровню КСВН=2) в зависимости от межэлементного расстояния.
Из рис.4.5,6 и рис.4.6,а видно, что наибольшую относительную полосу рабочих частот Дотн=11.2 % имеет подрешетка КАР с межэлементным расстоянием а=Ь=10 мм. Зависимость КСВН от частоты для случая а=Ь=10 мм приведена на рис.4.6,б. Наименьшую полосу рабочих частот имеет элемент 3, а наибольшую элемент 5.
Оценивая влияние элементов на сужение относительной полосы рабочих частот (рис. 4.7,а) видно, что полоса АР в основном сужается из-за элементов 1, 3, 4, 6, 7, 9.
На рис.4.7,6 представлена ДН девятиэлементной подрешетки КАР для случая а=Ь=10 мм на частоте f=2.65 ГГц. Ширина ДН в вертикальной плоскости по уровню 3 дБ при ф=0 равна 55.6, а при ф=90 равна 53.6. График зависимости КУ АР от межэлементного расстояния показан на рис.4.8.
Применение различных способов увеличения полосы рабочих частот (рис. 3.7,а) приводит к значительному увеличению электрических размеров излучателя.
Таким образом, исследовано взаимное влияние элементов плоской и кольцевой антенных решеток, построенных на основе излучателя с U-щелью. Из-за взаимного влияния относительная полоса рабочих частот плоской антенной решетки уменьшается до величины 17.51 %, для кольцевой АР -11.2%.
Взаимное влияние плоской и кольцевой антенных решеток на основе излучателя с короткозамыкателем
Для уменьшения размеров излучателя был применен способ, основанный на использовании короткозамыкающей стенки (рис.4.9,а). Это позволило уменьшить геометрические размеры излучателя в 2 раза и получить оптимальный элемент АР со следующими размерами: L=35 мм, W=21 мм, экран N=40 мм, hi=l мм, Єі=2.2, h2=3.5 мм, S2=l с относительной полосой рабочих частот Аотн=23.3 % (рис.4.9,6).
Диаграмма направленности и коэффициент усиления такого излучателя представлены на рис. 4.10,а,б соответственно. Ширина ДН в вертикальной плоскости по уровню 3 дБ при ф=0 равна 180, а при (р=90 равна 59.7.
На основе излучателя с короткозамыкающей стенкой построена плоская микрополосковая антенная решетка из 9 элементов (рис.4.11,а).
На рис.4.11,6 представлена диаграмма, отображающая изменения относительной полосы рабочих частот излучателей с короткозамыкающей стенкой (по уровню КСВН=2) в зависимости от межэлементного расстояния.
На рис.4.12,а представлены минимальные значения относительной полосы рабочих частот элементов АР. Из представленной диаграммы видно, что как и в предыдущем случае плоской АР, оптимальным является случай а=Ь=10 мм.
В связи с тем, что по сравнению с рассмотренной выше плоской АР не изменилось оптимальное межэлементной расстояние, фактически не изменяется закономерность влияния элементов на сужение полосы рабочих частот АР. Основными элементами, сужающими полосу АР, по-прежнему остаются элементы 2, 5 и 8. Представленные рис.4.11,6 и рис.4.12,а диаграммы явно показывают, что наибольшую относительную полосу рабочих частот Аотн=12.912 % имеет АР с межэлементным расстоянием а=Ь=10 мм. Зависимость КСВН от частоты для данного случая приведена на рис. 4.12,6.
На рис.4.13,а представлена ДН плоской АР для случая а=Ь=10 мм на частоте f=3 ГГц. Ширина ДН в вертикальной плоскости по уровню 3 дБ при Ф=0 равна 76.9, а при ф=90 равна 93.4. Ширина ДН в горизонтальной плоскости составляет 79.7. График зависимости КУ АР от межэлементного расстояния показан на рис.4.13,6.
На основе излучателя с коротокзамыкающей стенкой (рис. 3.9,а) построена подрешетка КАР с радиусом 1.5 м (рис.4.14,а).
Представленная на рис.4.14,6 диаграмма отображает изменение полосы рабочих частот элементов подрешетки КАР (по уровню КСВН=2) при увеличении межэлементного расстояния.
На рис.4.15,а представлены минимальные значения относительной полосы рабочих частот элементов подрешетки КАР. Из этой диаграммы следует, что при некоторых межэлементных расстояниях АР имеет практически равные максимальные значения относительной полосы частот (межэлементные расстояния 20x20 мм и 30x30 мм), а при других межэлементных расстояниях вообще не имеет полосы по уровню КСВН=2 (межэлементные расстояния 40x40 мм-70х70 мм, 90x90 мм и 100x100 мм).
Последующий анализ показал, что с учетом взаимного влияния элементов подрешетка КАР с межэлементным расстоянием 20x20 мм в некотором частотном интервале имеет КУ (рис.4.16,в) примерно на 2 дБ больше, чем подрешетка КАР с межэлементным расстоянием 30x30 мм. Кроме того, выбор такого межэлементного расстояния позволяет уменьшить общие габаритные размеры АР, что также является немаловажным с точки зрения существующей тенденции минимизации массогабаритных характеристик радиотехнических систем.
