Содержание к диссертации
Введение
1. Общие вопросы построения устройств формирования сигналов с угловой модуляцией и компенсацией помех 13
1.1. Причины возникновения помех в трактах формирования сигналов с угловой модуляцией 13
1.2. Разработка структурных схем квадратурных компенсаторов, инвариантных к паразитным фазовым приращениям 22
1.3. Использование квадратурных компенсаторов для ослабления помех частотно-модулированных цифровых синтезаторов частот 34
1.4. Постановка задач исследования компенсаторов 41
2. Исследование нелинейных безинерционных моделей компенсаторов помех с регулировкой по возмущению 43
2.1. Анализ компенсационных характеристик , 43
2.2. Анализ параметрической чувствительности
2.2.1. Вводные замечания 59
2.2.2. Влияние фазового сдвига фазовращателя на компенсационные свойства схем 60
2.2.3. Влияние асимметрии квадратурных ветвей на компенсационные свойства схем
2.3. Спектральный анализ компенсаторов 90
2.4. Выводы 101
3. Исследование линеаризованной инерционной модели автоматического компенсатора помех с комбинированной регулировкой 103
3.1. Общее дифференциальное уравнение автокомпенсатора 103
3.2. Эквивалентные схемы узлов линеаризованной модели автокомпенсатора 107
3.3. Передаточные функции автокомпенсатора и условия устойчивости 117
3.4. Анализ частотных компенсационных характеристик 128
3.5. Анализ переходной характеристики 132
3.6. Выводы 136
4. Экспериментальное исследование компенсаторов помех 137
4.1. Методика проведения эксперимента 137
4.2. Исследование частотных компенсационных характеристик при работе компенсатора в линейном режиме 144
4.3. Исследование нелинейного режима работы компенсатора 146
4.4. Выводы 153
Заключение 156
Литература
- Разработка структурных схем квадратурных компенсаторов, инвариантных к паразитным фазовым приращениям
- Анализ параметрической чувствительности
- Эквивалентные схемы узлов линеаризованной модели автокомпенсатора
- Исследование частотных компенсационных характеристик при работе компенсатора в линейном режиме
Введение к работе
Актуальность темы. Активное развитие радиотехнических информационных систем, в том числе систем радиосвязи, использующих угловую модуляцию, увеличивает загрузку радиодиапазонов и, как следствие, обостряет проблему электромагнитной совместимости радпосредств и помехоустойчивости радиосистем, так как з процессе формирования радиосигналов с угловой модуляцией возникают помехи, проявляющиеся в виде паразитной фазовой модуляции (ПФМ) высокочастотного сигнала, причем частоты паразитного модулирующего сигнала могут находиться как вне полосы частот полезного сигнала, так и совпадать с частотами полезного модулирующего сигнала. В первом случае возннхшая ПФМ ухудшает электромагнитную обстановку, во втором - помехоустойчивость радиосистемы, следовательно возникает актуальная проблема борьбы с ней.
В общей проблеме борьбы с ПФМ можно выделить две основные задачи. Первая заключается в том, как наилучшим образом произвести формироаглг---? радиосигнала с точки зреїшя получения заданных спектрально-временных характеристик с минимальным уровнем ПФМ. Вторая состоит в ослаблении ПФМ, являющейся следствием самих принципов формирования и усиления радиосигналов.
Основным и хорошо изученным методом решения обеих задач является метод фильтрации, основанный на использовании линейных перестраиваемы-, избирательных систем. Основным недостатком такого метода является трудность осуществления узкополосной фильтрации в широком диапазоне изменения несущей частоты.
Этого недостатка в определенном смысле лишены системы фильтрации с возвратным гетеродинированием, системы фазовой синхронизации, работающие либо в режиме внутренней синхронизации генератора, либо в ре.кнме фазовой автоподстройки частоты, причем с помощью таких систем тгмеггея возможность осуществить узкополосную фильтрацию в широком диапазоне изменения несущей частоты. Основным недостатком перечисленных методов фильтрации является принцишіатьная невозможность ослабления ПФМ с час-тотадш, совпадающими с частотами полезного сигнала.
Как показали исследования, подобного недостатка лишены компенсационные методы ее ослабления либо с помощью управляемых фазовращателей, либо с помощью амплитудных или балансных модуляторов и квадратурного сложения высокочастотных сигналов, т.е. с использованием квадратурных компенсаторов помех.
В связи с этим разработка новых схемотехнических решений, реализующих компенсационные методы ослабления ПФМ, а также исследование свойств этих схемотехнических решений является актуальной научно-технической задачей улучшения качественных показателей радиотехнических систем.
Цель работы к задачи исследования. Целью работы является разработка компенсаторов ПФМ трактов формирования сигналов с угловой модуляцией
с использованием метода амплитудной регулировки и квадратурного сложения сигналов, а также исследование компенсационных свойств разработанных схемотехнических решений для выработки рекомендаций по их использованию. Достижение указанной цели предполагает решение следующих задач:
-
Разработка структурных схем компенсаторов ПФМ с использованием регулируемых усилителей и перемножителей сигналов в квадратурных ветвях с регулировкой но возмущению, инвариантных к паразитным фазовым приращениям входного радиосигнала.
-
Разработка частотно-модулированных цифровых синтезаторов частот с использованием разработанных компенсаторов ПФМ на базе регулируемых усилителей и перемножителей сигналов в квадратурных ветвях с регулировкой по возмущению, отклонению и комбинированной регулировкой
-
Изучение компенсационных свойств компенсаторов ПФМ на базе регулируемых усилителей и перемножнтелей сигналов в квадратурных ветвях, а также параметрической чувствительности компенсаторов.
-
Экспериментальная проверка полученных теоретических результатов.
Методы исследования. Решение поставленных задач базируется на методах теории трансцендентных функций, спектрального анализа, теории автоматического управления, в том числе операторном методе на основе преобразований Лапласа, теории устойчивости, а также компьютерных методах расчета с использованием программы Mathcad 7.0 для Windows 95. Основные теорепгче-скис результаты проверены путем макетирования и натурного эксперимента.
Научная новизна. В работе получены следующие результаты , характеризующиеся научной новизной и выносимые на защиту:
-
Структурные схемы квадратурных компенсаторов ПФМ с регулировкой по возмущению, инвариантных к паразитным фазовым приращениям входного радиосигнала с регулируемыми усилителями или перемножителями сигналов в квадратурных ветвях, отличающиеся использованием в них фазовых детекторов с синусной и косинусной детекторными характеристиками в трактач регулировки.
-
Варианты структурных схем частотно-модулированных цифровых синтезаторов частот, отличающихся использованием в них в качестве буферных усилителей квадратурных компенсаторов ПФМ для одновременного ослабления ПФМ и увеличения быстродействия синтезаторов.
-
Компенсационные и спектральные характеристики, а также характеристики параметрической чувствительности безинерционных нелинейных моделей предложенных квадратурных компенсаторов ПФМ с регулируемым» усилителями и перемножителями сигналов в квадратурных ветвях и синтезированными трактами регулировки по возмущению.
-
Передаточные функции, частотные и переходные характеристики линеаризованной инерционной модели предложенного квадратурного компенсатора ПФМ с регулируемыми усішителями в квадратурных ветвях и комбинированной регулировкой по возмущению и отклонению.
5. Результаты экспериментального исследования компенсационных свойств предложенных квадратурных компенсаторов ПФМ, подтверждающие теоретические выводы.
Практическая ценность работы:
-
Теоретические и экспериментальные исследования, проведенные в работе, могут быть использованы разработчиками аппаратуры систем радиосвязи для реализации новых эффективных схемотехнических решений повышения качества и надежности аппаратуры при проектировании частотно-модулированных цифровых синтезаторов частот с улучшенными спектральными, динамическими и модуляционными характеристиками. Кроме того, результаты работы позволяют улучшать спектральные характеристики усилителей радиосигналов, использовав их в режиме компенсации ПФМ.
-
Разработаны практические схемы компенсаторов ПФМ в виде макетов с характеристиками, достаточно хорошо совпадающими с теоретическими.
-
Устройства для подавления ПФМ защищены тремя свидетельствами на полезные модели Российской Федерации.
-
Частотно-модулированные цифровые синтезаторы частот, в которых используются разработанные и исследованные компенсаторы ПФМ, защищены тремя свидетельствами на полезные модели Российской Федерации.
-
Алгоритмы работы компенсаторов, а также результаты анализа частотных компенсационных характеристик компенсатора помех использованы я ОКР Муромского завода радиоизмерительиых приборов (акт внедрения от 27.10.99г.).
-
Частотно-модулированный цифровой синтезатор частот с использованием автоматического компенсатора ПФМ разработан совместно с Воронежским НИИ связи и защищен этой организацией свидетельством на полезную модель Российской Федерации (акт внедрения от 16.11.99г.).
Апробации работы. Основные положения диссертации докладывались и обсуждались на Всероссийской научно-практической конференции «Охрана -97» (г. Воронеж, 1997г.), Третьей Международной электронной научной конференции "Современные проблемы информатизации" (г. Воронеж, 1997г.), Межвузовской научно-практической конференции (г. Воронеж, 1998г.), научно-практических конференциях Воронежского института МВД России (г. Воронеж, 1997г., 1998г., 1999г.), на научных-семинарах кафедры радиотехішки Воронежского института МВД России (г. Воронеж, 1997г., 1998г., 1999г.
Публикации по теме диссертации. По теме диссертационной работы опубликованы 2 главы монографии (Под ред. П.А. Попова), 7 статей, 6 тезисов докладов, получено 7 свидетельств на полезные модели.
Структура работы. Диссертация состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературы из 86 наименований и приложения, изложена на 170 страницах машинописного текста, в котором приведено 63 рисунка и 3 таблицы.
Разработка структурных схем квадратурных компенсаторов, инвариантных к паразитным фазовым приращениям
Процесс частотной модуляции УГ представляет собой внутреннее возмущение для контура регулирования, поэтому система ИФАПЧ минимизирует это возмущение в зависимости от диапазона модулирующих частот FM- При низких модулирующих частотах воздействие uM(t) почти полностью компенсируется. С ростом частоты модуляции фильтр нижних частот, содержащийся в контуре регулирования, вносит все больший фазовый сдвиг, что приводит к ослаблению эффекта демодуляции. Для достаточно высоких модулирующих частот цепь регулирования можно считать разомкнутой, поэтому высокочастотные составляющие спектра модулирующего сигнала не претерпевают демодуляции, то есть имеет место практически неискаженная частотная модуляция. Таким образом, система ИФАПЧ при методе ЧМ1 является эквивалентным фильтром верхних частот, причем для ослабления искажений низкочастотных составляющих модулирующего сигнала приходится сужать полосу пропускания системы ФАПЧ, т.е. ФНЧ, что ограничивает быстродействие синтезатора.
«Одноточечный» косвенный метод ЧМ2 основан на модуляции по фазе импульсов импульспо - фазовым модулятором (ИФМ) с выхода делителя частоты опорного генератора, используемых как опорные на синхронизирующем входе ИФД. Структурная схема синтезатора с использованием этого метода модуляции приведена на рис. 1.2.
Структурная схема синтезатора частот с использованием метода модуляции ЧМ2 Возможны и другие способы осуществления модуляции по методу ЧМ2, например в качестве опорного используется управляемый кварцевый генератор, на реактивный элемент которого подается модулирующее воздействие uM(t). Однако во всех случаях общим результатом является изменение сигнала ошибки на выходе ИФД, вызывающее отклонение частоты выходного сигнала УГ в соответствии с законом модуляции. При методе ЧМ2 сигнал uM(t) является внешним возмущением для системы ИФАПЧ. В ФНЧ происходит сглаживание сигнала ошибки, при этом значительно ослабляются высокочастотные составляющие спектра им(0- Система ИФАПЧ при методе ЧМ2 ведет себя как эквивалентный фильтр нижних частот относительно модулирующего воздействия.
Практически неискаженная ЧМ при методе ЧМ2 имеет место только на низких частотах. Следовательно, для уменьшения искажений необходимо расширять полосу пропускания кольца ИФАПЧ, т.е. ФНЧ в цепи управления, так как при методе ЧМ2 отсутствует противоречие, свойственное методу ЧМ1, между быстродействием синтезатора и уменьшением искажений модулирующего сигнала. С другой стороны, увеличение частоты среза ФНЧ Fc связано с ухудшением фильтрующей способности кольца ИФАПЧ по отношению к составляющим помех с частотами, кратными частоте сравнения ИФД.
При методе ЧМЗ используется фазовая модуляция импульсов ДПКД импульсно-фазовым модулятором, включенным между ДПКД и ИФД. Схема синтезатора с использованием метода модуляции ЧМЗ приведена на рис. 1.3.
Возможно еще получение фазовой модуляции соответствующим изменением коэффициента деления ДПКД по закону модулирующего сигнала. В обоих случаях модулированная последовательность импульсов поступает на синхронизируемый вход ИФД. В первом случае uM(t) подвергается предварительному интегрированию, а во втором ФНч 1 I 1 ИФД ИФМ дпкд - УГ
Структурная схема синтезатора частот с использованием метода модуляции ЧМ4 преобразованию из аналоговой формы в цифровую. Методу ЧМЗ свойственны в целом те же качества, что и ЧМ2. Различие этих методов состоит в том, что в данном случае модулирующий сигнал воздействует на цепь обратной связи и поэтому частотное отклонение отличается от отклонения при методе ЧМ2 только знаком.
При методе ЧМ4 (РИС. 1.4) модулирующий сигнал им(1) подается в точку между выходом ИФД и входом ФНЧ - сумматор (С). Если не учитывать дискретности работы ИФД, то легко показать, что методы ЧМ1 и ЧМ4 в первом приближении идентичны.
Из изложенного следует, что применение любого варианта «одноточечной» частотной модуляции в ЧМ синтезаторе характеризуется неразрешимым противоречием по одновременному достижению хороших спектральных, динамических и модуляционных характеристик.
«Двухточечные» методы ЧМ, представляющие комбинацию прямого и косвенного «одноточечных» методов, позволяют преодолеть некоторые недостатки, присущие «одноточечным» методам. Наиболее распространена схема двухточечной модуляции ЧМ12, основанная на совместном использовании методов ЧМ1 и ЧМ2. Структурная схема синтезатора частот с использованием «двухточечной» модуляции по методу ЧМ12 приведена на рис. 1.5.
Структурная схема синтезатора частот с использованием метода ЧМ12 Существуют и другие разновидности методов двухточечной модуляции, при которых появляется возможность реализации достаточно равномерной амплитудно-частотной модуляционной характеристики в широком диапазоне модулирующих частот, а также возможность расширения полосы пропускания кольца ИФАПЧ для повышения быстродействия синтезатора без ухудшения качественных характеристик процесса частотной модуляции.
Однако и при одноточечной, и при двухточечной модуляции остается неразрешимым противоречие между чистотой спектра и быстродействием, так как инерционность ФНЧ в ЧМЦСЧ, в основном определяется необходимостью подавления до заданного уровня помех в цепи управления управляемого генератора с частотами, кратными частоте сравнения [38-43]. При существующей тенденции к уменьшению шага сетки частот и ужесточению норм по подавлению паразитной угловой модуляции (частотной, фазовой) в кольце ИФАПЧ частота среза ФНЧ в цепи FQ управления должна быть много меньше частоты сравнения, что резко снижает быстродействие ЦСЧ.
Кроме того, ПУМ в ЧМЦСЧ увеличивается тогда, когда модулирующие частоты близки к частоте сравнения. В этом случае на выходе ИФД возникают комбинационные частоты, причем суммарные комбинационные составляющие не проходят через ФНЧ, а разностные могут пройти и промодулировать частоту УГ.
Таким образом, для повышения подавления паразитной угловой модуляции от воздействий помеховых компонент необходимо увеличивать инерционность ФНЧ, что приводит к снижению быстродействия синтезатора, т.е. в самом ЧМЦСЧ разрешить противоречие между уровнем паразитной угловой модуляции и быстродействием синтезатора не представляется возможным.
Анализ параметрической чувствительности
Кроме угловой модуляции результирующий сигнал на выходе С5 имеет остаточную паразитную амплитудную модуляцию.
Этот сигнал с амплитудной модуляцией поступает на вход амплитудного детектора АД, па выходе которого формируется напряжение, изменяющееся в соответствии с паразитной амплитудной модуляцией выходного сигнала С5. Пройдя через ФНЧЗ, УПТЗ и ИНВ2 это напряжение в противофазе поступает через СЗ и С4 на регулирующие входы РУІ и РУ2 соответственно и компенсирует паразитную амплитудную модуляцию.
Кроме того, в результате перемножения выходных сигналов С5 и УГ в ФД формируется напряжение ошибки, которое, пройдя через ФВЧ2, линейно суммируется с выходным сигналом аттенюатора - усилителя АУ, при этом на выходе С2 формируется сигнал, изменяющийся только по закону ф2. Этот сигнал, пройдя через ФНЧ2 и УПТ2, суммируется с сигналом с выхода ФВЧІ в сумматоре Сі. В результате формируется напряжение, изменяющееся по закону ф2 + фі, которое поступает через С4 на регулирующий вход РУ2 и модулирует его входной сигнал по амплитуде.
Одновременно с выхода С І сигнал, пропорциональный закону ф2 + фь пройдя через инвертор ИНВІ и сумматор СЗ поступает в противофазе на регулирующий вход РУІ и модулирует его входной сигнал по амплитуде по закону -(ф2 +Фі).
В результате после суммирования выходных сигналов РУ1 и РУ2, на выходе С5 формируется сигнал с практически подавленной паразитной угловой и остаточной амплитудной модуляцией.
В таком ЦСЧ за счет перераспределения подавлениям ПЧМ между ФНЧІ и вновь введенными узлами квадратурного преобразования сигнала УГ увеличивается общее подавление ПЧМ в выходном сигна 4і - #сеийскм&_ ле синтезатора и одновременно повышается быстродействие fRrfi(L r за счет уменьшения инерционности ФНЧ1 с сохранением широкой полосы модулирующих частот информационным сигналом. Кроме того, эта схема позволяет увеличить отношение сигнал/шум на выходе передатчика за счет компенсации фазовых шумов буферного усилителя, функцию которого в данном случае выполняет регулируемый квадратурный усилитель. В этом устройстве сохраняются только шумы УГ, в то же время уровень выходного сигнала можно усилить до заданного уровня.
Разработанные алгоритмы работы и структурные схемы компенсаторов паразитной угловой модуляции, в том числе в составе устройств формирования сигналов с угловой модуляцией, таких, как усилителей радиосигналов, а также частотно-модулированных цифровых синтезаторов частот предполагает исследование их компенсационных свойств. Основными задачами исследования являются:
1. Изучение компенсационных свойств безинерционных нелинейных моделей компенсаторов паразитной угловой модуляции в соответствии со схемами, изображенными на рис. 1.10 и рис. 1.11, использующими регулируемые усилители и перемножитсли сигналов в квадратурных ветвях, а также регулировку по возмущению. При этом изучение компенсационных свойств таких компенсаторов предполагается провести с синтезированными сигналами в трактах регулировки, в той или иной степени соответствующими сигналам регулировки при полной компенсации паразитной угловой модуляции. Важными задачами исследований безинерционных нелинейных моделей компенсаторов является анализ коэффициентов компенсации при различных статических паразитных приращениях фазы входного сигнала, анализ влияния дестабилизирующих факторов узлов компенсаторов на степень компенсации, а также спектральный анализ компенсаторов при гармонической паразитной угловой модуляции.
2. Изучение компенсационных свойств линеаризованной динамической модели автоматического компенсатора паразитной частотной модуляции ЧМЦСЧ в соответствии со схемой, изображенной на рис.1.12, в том числе анализ частотных компенсационных характеристик автокомпенсатора, а также анализ переходных характеристик.
3. Экспериментальное исследование компенсаторов с целью подтверждения результатов их теоретического анализа и выработки рекомендаций по их использованию.
Эквивалентные схемы узлов линеаризованной модели автокомпенсатора
На рис.2.8а,б представлены рассчитанные с учетом (2.35) и (2.36), соответственно, зависимости Лф и Аи, определяемые выражениями (2.31) и (2.32), от статических приращений паразитной фазы входного сигнала Аф] при различных значениях є. Из графиков изображенных на этом рисунке, следует, что компенсационные свойства схемы ухудшаются в том смысле, что при є, отличном от {-nil), полной компенсации паразитной угловой модуляции входного сигнала не происходит. В то же время коэффициент компенсации Av при изменении Аф! от 0 до 0,5рад остается большим и при любых Афі превышает бОдБ. Что касается коэффициента преобразования паразитной угловой модуляции входного сигнала в паразитную амплитудную модуляцию выходного сигнала, то, во-первых, он не превышает (-5 5дБ) при є, отличающемся от (-я/2) на ±0,1%, во-вторых - не зависит от Афь
Сравнение рис.2.7 с рис.2.8 показывает, что отклонение фазы от (-л/2) по разному влияет на компенсационные свойства схем с регулируемыми усилителями и перемножителями сигналов. График зависимости лф от Афі для схемы с регулируемыми усилителями является зеркальным отображением графика зависимости Аи от Афі для схемы с перемножителями сигналов, а график зависимости А^ от Афі для схемы с перемножителями сигналов является зеркальным отображением графика зависимости Аи от Афі для схемы с регулируемыми усилителями. Если сравнивать эти схемы по чувствительности к нестабильности фазового набега фазовращателя, то можно констатировать, что с точки зрения компенсационных свойств схема с перемножителями менее чувствительна к уходу фазы от (-я/2), а с точки зрения степени преобразования паразитной угловой модуляции входного сигнала в паразитную амплитудную модуляцию выходного сигнала менее чувствительна к уходу фазы от (-я/2) схема с регулируемыми усилителями.
В общем, анализ чувствительности схем компенсаторов, инвариантных к паразитным приращениям фазы входного сигнала при стабильных параметрах, к нестабильности фазового сдвига, показывает, что компенсационные свойства этих схем остаются достаточно хорошими при реальных уходах фазы от (-л/2).
Проведем анализ влияния неточности установки фазового сдвига фазовращателем (-л/2) на свойства компенсаторов с регулируемыми усилителями в квадратурных ветвях, изображенных на рис.2.1 и рис.2.2, в которых регулирующие сигналы формируются с учетом, соответственно, первых членов разложения функций cosq)i и sincpi в ряд Тейлора (линейный тракт регулировки), а также квадратичного члена разложения функции coscpi в ряд Тейлора (нелинейный тракт регулировки).
На рис.2.9а,б приведены рассчитанные с учетом (2.37) и (2.38) зависимости Лф и А„ от Дфі при различных є для схемы с линейным трактом регулировки (рис.2.1), а на рис.2.10а,б - рассчитанные с учетом (2.39) и (2.40) зависимости А^ и Аи от Лфі при различных є для схемы с нелинейным трактом регулировки.
На этих и последующих рисунках сплошными линиями обозначены характеристики компенсаторов при фазовом сдвиге, равном (-ті/2), точечными линиями - характеристики при фазовом сдвиге, большем по абсолютной величине, чем (-л/2) на 0,1%, пунктирными - меньшем по абсолютной величине, чем (-тс/2) на 0,1%.
Проведем анализ характерных особенностей реакции компенсаторов на нестабильность фазового сдвига.
Из рис.2.96 следует, что коэффициент преобразования паразитной угловой модуляции входного сигнала в паразитную амплитудную модуляцию выходного сигнала компенсатора с линейным трактом регулировки при изменении фазового сдвига на ±0,1% от (-я/2) не изменяется.
Нестабильность фазового сдвига, в основном ухудшает компенсационные свойства схем при малых значениях Афь При увеличении Афі компенсационные свойства схем практически не изменяются по сравнению со схемами, в которых фазовый сдвиг равен (-71/2). Это следует из рис.2.9а и 2.10а.
В обеих схемах имеются сдвиги фаз, при которых наблюдается эффект полного ослабления паразитной угловой модуляции входного сигнала при определенном значении Афь Исходя из рис.2.9а для схемы с линейным трактом регулировки при уменьшении сдвига фаз на 0,1%
Исследование частотных компенсационных характеристик при работе компенсатора в линейном режиме
К высокочастотному входу имитатора ПФМ подключен генератор высокой частоты (ГВЧ), в качестве которого используется измерительный генератор ГЧ-107. К управляющему входу имитатора ПФМ может быть подключен любой источник модулирующих сигналов. В соответствии с выше поставленными задачами в качестве такого источника на рис 4.3 используются генератор качающейся частоты (ГКЧ)типаХІ-Зб. Фазомодулированный сигнал с выхода имитатора ПФМ поступает на вход компенсатора. Кроме того, на компенсатор подается также опорный сигнал от ГВЧ для обеспечения работы фазовых детекторов компенсатора. В процессе измерений предусматривается использование различных типов фильтров в трактах регулировки, а также регулировка коэффициентов усиления УПТ в этих трактах.
Линейный режим работы компенсатора достигается выбором индекса ПФМ, меньшим 0,2 радиана. Такой выбор индекса ПФМ объясняется тем, что он соответствует значению индекса ПФМ с частотой сравнения Fcp=25 кГц при девиации частоты AFcp=5 кГц и безинерци-онном тракте управления ГУНа. Простой расчет дает /иф=5-103/25-103=0,2 радиана.
В методе эксперимента предполагается, что при таком индексе ПФМ фазовые характеристики ФД и регулировочные характеристики усилителей являются линейными.
Исследование частотных компенсационных характеристик при работе компенсатора в линейном режиме Исследование ЧКХ компенсатора проводилось в диапазоне качания частоты от 0 до 50 кГц.
Полученные в результате эксперимента спектрограммы, огибающие которых соответствуют ЧКХ компенсатора, приведены на рис.4.5, а-е, причем масштаб по вертикали на всех характеристиках логарифмический, что объясняется особенностями анализатора спектра.
На рис.4.5,а приведена спектрограмма входного сигнала, из которой следует, что уровень боковых спектральных составляющих составляет (-20дБ) относительно несущего колебания, что соответствует индексу ПФМ 0,2 радиана.
Компенсационные свойства исследуемой схемы иллюстрируют спектрограммы на рис.4,5,6-е. На рис.4.5,б приведена спектрограмма выходного сигнала компенсатора в случае полосового фильтра в тракте регулировки по возмущению, причем, как следует из спектрограммы, ослабление ПФМ с частотой F=25KFH, что соответствует частоте сравнения системы ИФАПЧ, используемой в качестве возбудителя передатчика, составляет 40дБ, что соответствует теоретическим результатам.
Спектрограмма выходного сигнала, представленная на рис.4.5,в, иллюстрирует ЧКХ компенсатора с фильтром верхних частот первого порядка в тракте регулировки по возмущению и достаточно хорошо согласуется с теоретической ЧКХ.
Спектрограммы на рис.4.5,г,д характеризуют ЧКХ компенсатора с фильтром нижних частот первого порядка в трактах регулировки по возмущению с коэффициентом передачи Ni=l и регулировки пе отклонению с коэффициентом передачи iV2=10, соответственно. Из этих спектрограмм следует, что при использовании регулировки по возмущению наблюдается более избирательное ослабление ПФМ, чем в случае регулировки по отклонению, что согласуется с теорией и объясняется большей инерционностью процесса компенсации в системе с обратной связью по сравнению с системой без обратной связи. При использовании фильтра нижних частот второго порядка в тракте регулировки по возмущению наблюдается несколько большее подавление ПФМ на нижних частотах, однако имеет место подъем ЧКХ, что согласуется с теорией, так как имеет место колебательный процесс. Это хорошо видно из рис.4.5,е.
Приведенные выше результаты эксперимента относились к компенсатору, работающему в линейном режиме, т.е. при малых индексах ПФМ.
Исследованию компенсатора в нелинейном режиме, т.е. при больших индексах ПФМ, подвергался макет, в котором регулирующие напряжения синтезировались с учетом как первого, так и второго члена представления косинусоидальной функции формулой Тейлора (рис.4.6).
В соответствии с этим рисунком при разомкнутом ключе К напряжения на регулирующие входы усилителей подаются непосредственно с выхода фазового детектора ФД через сумматоры С2 и СЗ. В этом случае используется линейный тракт регулирования.
При замыкании ключа К напряжение представляет алгебраическую сумму первой и второй гармоник ПФМ, получаемой на выходе аналогового перемножителя сигналов АП с соответствующими фазами и весовыми коэффициентами, задаваемыми делителем напряжения ДН и инверторами И, при этом регулирующие напряжения
