Содержание к диссертации
Введение
1. Модель канала передачи данных, сигналы МНФ 11
1.1. Модель канала передачи данных 11
1.2. Общее описание сигналов МНФ и их классификация 12
1.3. Сигналы МНФ с изменяющимся индексом модуляции 17
1.3.1. Сигналы ЦИИМ 18
1.3.2. Сигналы АЦИИМ 19
2. Энергетическая эффективность сигналов АЦИИМ 23
2.1. Методика оценки энергетической эффективности сигналов МНФ 23
2.2. Методика оценіси энергетической эффективности сигналов АЦИИМ при наличии в канале связи флуктуационной помехи 29
2.3. Исследование плотности верхней границы вероятности ошибочного приема 31
2.4. Методика оценки энергетической эффективности сигналов АЦИИМ при наличии в канале связи нефлуктуационной помехи 34
2.4.1. Гармоническая помеха 35
2.4.2. Помеха ПСП-ФМ 36
2.4.3. Ретранслированная помеха ...37
2.5. Оптимизация сигнальных форматов АЦИИМ 38
2.6. Выводы 46
3. Спектральные свойства сигналов АЦИИМ 51
3.1. Методика исследования спектральных свойств сигналов АЦИИМ 51
3.2. Параметры используемой методики 53
3.3. Численная оценка спектральных свойств сигналов АЦИИМ , 56
3.4. Спектральные свойства сигналов АЦИИМ 59
3.5. Выводы 66
4. Алгоритмы приема сигналов АЦИИМ 67
4.1. Алгоритм когерентного приема 67
4.2. Квазикогерентный алгоритм 78
4.2.1. Алгоритм оценки дискретного символа 79
4.2.2. Алгоритм оценки начальной фазы сигнала 81
4.3. Выводы .88
5. Моделирование алгоритмов приема 90
5.1. Оценка необходимой длительности тестовой последовательности информационных символов... 90
5.2. Алгоритм когерентного приема 94
5.3. Квазикогерентяый алгоритм...- : 99
5.4. Выводы 110
Заключение 112
Список литературы 115
- Общее описание сигналов МНФ и их классификация
- Исследование плотности верхней границы вероятности ошибочного приема
- Численная оценка спектральных свойств сигналов АЦИИМ
- Алгоритм оценки начальной фазы сигнала
Введение к работе
Актуальность диссертационной работы. Динамичное развитие современной техники предъявляет весьма жесткие требования к системам передачи дискретной информации (СПДИ). Внедрение энергосберегающих технологий, стремление к экономичности и миниатюризации аппаратуры, а также территориальное расширение зон ее функционирования вызывают необходимость построения систем с максимальной энергетической эффективностью. Высокая плотность заполнения рабочего диапазона частот радиоэфира вынуждает при разработке радиосистем уделять особое внимание их спектральной эффективности, в первую очередь, узкополосности. Возможность успешного решения названных задач определяется выбором вида сигналов, используемых для передачи данных. При конструировании современных СПДИ все чаще возникает необходимость получения технических характеристик, которые не могут быть достигнуты с использованием широко применяемых ныне радиосигналов с амплитудной, частотной, фазовой и амплитудно-фазовой манипуляцией, в связи с чем в настоящее время активно ведется поиск и исследование новых сигналов, обладающих лучшими характеристиками. Весьма перспективными являются модулированные сигналы с непрерывной фазой (МНФ), которые привлекли внимание исследователей относительно недавно (первые упоминания появились в печати в середине 70-х годов) Однако уже сейчас относительно несложные разновидности этих сигналов нашли свое применение в ряде приложений (например, включены в стандарт сотовой связи).
К настоящему времени опубликован ряд работ, посвященных сигналам МНФ (наиболее фундаментальные из них принадлежат Anderson J.B., Aulin Т., Bhargava V.K., De Buda R., Fonseka J P., Fuqin Xiong, Sundberg C.E.), в которых нашли решение многие вопросы, связанные с исследованием сигналов МНФ и методов их приема Однако в связи с тем, что формат МНФ достаточно сложен и имеет значительное количество степеней свободы, существуют малоисследованные или совсем неисследованные разновидности сигналов МНФ.
Актуальность диссертационной работы определяется тем, что она направлена на решение проблемы повышения энергетической и спектральной эффективности СПДИ, работающих в различной помеховой обстановке, в первую очередь, сотовых и спутниковых систем подвижной связи. Такие системы, в числе прочих применений, имеют исключительное значение для регионов, обладающих значительными географическими масштабами при низкой плотности населения и большом количеством малых населенных пунктов, а также для труднодоступных районов, что характерно для нашей страны. Учитывая, что количество используемых СПДИ и масштабы их применения неуклонно возрастают, улучшение их характеристик является крайне важным для современной техники связи и определяет направление ее дальнейшего развития и совершенствования.
Целью работы является исследование перспективной разновидности сигналов МНФ - сигналов с асимметричными циклически изменяющимися индексами модуляции (АЦИИМ), разработка методов их приема и исследование эффективности этих методов в различной помеховой обстановке.
Основные научные положения, выносимые на защиту:
»11 ни I ы\л
РОС. НАЦИОНАЛЬНАЯ БИБЛИОТЕКА Cfii 09
сигналы АЦИИМ обладают более высокой энергетической эффективностью, чем сигналы с традиционными видами модуляции. Энергетический выигрыш по сравнению с сигналами ФМ-2 при использовании двоичных сигналов АЦИИМ приближается к 3 дБ (при глубине анализа 7 тактовых интервалов), а при использовании четырехпозиционных сигналов АЦИИМ превышает 4 дБ (при глубине анализа 5 тактовых интервалов);
использование сигналов АЦИИМ в каналах связи со структурными помехами позволяет повысить помехоустойчивость передачи информации по сравнению с сигналами с традиционными видами модуляции;
имеются оптимальные сочетания индексов модуляции, позволяющие одновременно добиться высокой энергетической и спектральной эффективности сигналов АЦИИМ;
спектр сигнала АЦИИМ близок к спектру сигнала МНФ с постоянным индексом модуляции, равным усредненному значению, полученному от значений индексов, формирующих данный формат АЦИИМ;
сигналы АЦИИМ с фазовыми импульсами (ФИ) более сложной формы по сравнению с сигналами с ФИ линейной формы имеют более быстро и плавно убывающий спектр и их демодуляторы менее чувствительны к флуктуа-циям начальной фазы сигнала.
Научная новизна работы заключается в следующем:
впервые для сигналов АЦИИМ проанализирована возможность применения приблизительных методов определения потенциальной помехоустойчивости приема в условиях как только белого шума, так и при дополнительном наличии в канале связи структурной помехи В соответствии с результатом анализа, данные методы позволяют обеспечить высокую степень приближения при существенном снижении необходимых вычислительных затрат,
создана новая методика многопараметрической оптимизация сигнальных форматов АЦИИМ по энергетическим и спектральным характеристикам, которая легла в основу разработанного при подготовке диссертации программного обеспечения. С ее использованием впервые проведена оптимизация сигналов АЦИИМ, по результатам которой определено значительное количество новых двух- и четырехпозиционных сигнальных форматов, перспективных для применения в аппаратуре цифровой радиосвязи;
впервые исследована помехоустойчивость приема сигналов АЦИИМ при наличии в канале связи структурных помех основных типов (гармонической, ретранслированной и фазоманипулированной помехи). По результатам анализа определена помеха (ретранслированная), оказывающая наиболее негативное влияние на качество приема сигналов АЦИИМ;
методами статистической радиотехники и оптимальной нелинейной фильтрации впервые в общем виде получены алгоритмы оптимального когерентного и квазикогерентного приема сигналов АЦИИМ на фоне шумовой помехи и синтезированы частные структуры приемников при произвольных сочетаниях индексов модуляции и глубине анализа 3 тактовых интервала;
на основе проведенного на ЭВМ математического моделирования работы синтезированных алгоритмов приема сигналов АЦИИМ показана их эф-
фективность и устойчивость в широком диапазоне изменения отношения сигнал/шум и интенсивности флуктуации начальной фазы.
Практическая ценность работы состоит в следующем:
определено значительное количество оптимальных сигнальных форматы АЦИИМ, обладающих рядом преимуществ по сравнению с сигналами с традиционными видами модуляции, применение которых в радиосистемах позволяет повысить помехоустойчивость передачи информации;
даны практические рекомендации по выбору конкретных сигнальных форматов АЦИИМ для использования в разрабатываемой радиоаппаратуре в зависимости от требований к проектируемым СПДИ и особенностей их применения. Рассмотрены правила выбора сигналов с учетом энергетических и спектральных критериев, а также по простоте формирования формата АЦИИМ;
разработаны методы приема и обработки сигналов АЦИИМ, предложены структурные схемы приемников, реализующих полученные оптимальные алгоритмы, и даны рекомендации по построению таких схем;
разработана методика компьютерного моделирования работы алгоритмов оптимального приема сигналов АЦИИМ, в том числе, алгоритма, осуществляющего слежение за случайной начальной фазой колебания. С использованием данной методики проведено моделирование приема сигналов АЦИИМ в различной помеховой обстановке.
Апробация. Основные положения диссертации с 1997 по 2004 гг. докладывались на десяти Межвузовских, Всероссийских и Международных научно-технических конференциях и сессиях:
-
50-я, 51-я и 52-я Научно-технические конференции МИРЭА (Москва, 2001-2002 и 2003 гг.);
-
1-я Межвузовская научно-техническая конференция «Микроэлектроника и информатика - 97» (Москва, 1997 г.),
-
3-я Всероссийская научно-практическая конференция (Ульяновск, 2001 г.);
-
LVII научная сессия, посвященная Дню радио (Москва, 2002 г.);
-
7-я научно-техническая конференция по электромагнитной совместимости ЭМС-2002 (Санкт-Петербург, 2002 г.);
-
9-я Международная научно-техническая конференция «Радиолокация, навигация, связь» (Воронеж, 2003 г.);
-
Международная научно-техническая конференция, посвященная 80-летию гражданской авиации России (Москва, 2003 г.);
-
Всероссийская научно-техническая конференция «Информационно-телекоммуникационные технологии» (Сочи, 2004 г.).
Внедрение результатов работы. Полученные при выполнении диссертационной работы результаты нашли отражение в отчетах по одиннадцати НИР и использованы в ФГУП «ЦНИИ Комета» и ГКНПЦ им. М.В. Хруничева, что подтверждается соответствующими актами внедрения. Результаты внедрены в учебный процесс в Московском государственном институте радиотехники, электроники и автоматики (техническом университете). Материалы разделов 2-3 диссертации, связанные с исследованием энергетических и спектральных свойств сигналов АЦИИМ, используются в лекционных курсах «Устройства
приема и обработки сигналов», «Модемы и кодеки», а также в курсовом и дипломном проектировании.
Публикации. По материалам диссертации опубликовано тринадцать работ, включая тезисы докладов.
Структура и объем диссертации. Диссертационная работа состоит из введения, пяти разделов, заключения и библиографического списка литературы, включающего 70 наименований. Общий объем диссертации составляет 118 страниц машинописного текста, включая 31 рисунок, 13 таблиц.
Диссертация выполнена при финансовой поддержке в форме гранта Федерального агентства по образованию, полученного по итогам конкурса 2004 года на соискание грантов для поддержки научно-исследовательской работы аспирантов ВУЗов Федерального агентства по образованию.
Общее описание сигналов МНФ и их классификация
Научная- новизна работы заключается в следующем: Епервые для сигналов АЦИИМ проанализирована возможность применения приблизительных методов определения потенциальной помехоустойчивости приема в условиях как только белого шума, так и при дополнительном наличии в канале связи структурной помехи. В соответствии с результатом анализа данные методы позволяют обеспечить высокую степень приближения при существенном снижении необходимых вычислительных затрат; создана новая "методика многопараметрической оптимизация сигнальных форматов АЦИИМ по энергетическим и спектральным хараісгєристикам, которая легла в основу разработанного при подготовке диссертации программного обеспечения. С ее использованием впервые проведена оптимизация сигналов АЦИИМ, по результатам которой определено значительное количество новых двух- и четырехпозиционных сигнальных форматов, перспективных для применения в аппаратуре цифровой радиосвязи; впервые исследована помехоустойчивость приема сигналов АЦИИМ при наличии в канале связи структурных помех основных типов (гармонической, ретранслированной и фазомаиипулированной помехи). По результатам анализа определена помеха (ретранслированная), оказывающая наиболее негативное влияние на качество приема сигналов АЦИИМ; методами статистической радиотехники и оптимальной нелинейной фильтрации впервые в общем виде получены алгоритмы оптимального когерентного и квазикогерентного приема сигналов АЦИИМ на фоне шумовой помехи и синтезированы частные структуры приемников при произвольных сочетаниях индексов модуляции и глубине анализа 3 такто вых интервала; на основе проведенного на ЭВМ математического моделирования работы синте зированных алгоритмов приема сигналов АЦИИМ показана их эффективность и устойчи вость в широком диапазоне изменения отношения сигнал/шум и интенсивности флуктуации начальной фазы. По материалам диссертации опубликовано тринадцать работ. Диссертация состоит из введения, пяти разделов, заключения и библиографического списка литературы, включающего 70 наименований. В первом разделе дается описание используемых в работе моделей каналов связи и основных типов характерных для них помех. Здесь же приводится подробное описание сигнальных форматов МНФ и основных определяющих их параметров и излагается принятая классификация рассматриваемых сигналов. Второй раздел посвящен исследованию энергетической эффективности сигналов АЦИИМ. Описана методика определения энергетических свойств рассматриваемых сигналов в различной помеховой обстановке и предложены способы вычисления значений вероятности ошибочного приема при одновременном наличии в канале связи флуктуационной помехи и структурных помех основных типов, В данном разделе также описаны программные алгоритмы оптимизации сигналов АЦИИМ по энергетическому критерию и использованные в них численные методы оптимизации, приведены результаты оптимизационного поиска наилучших сигнальных форматов. В третьем разделе изложен используемый подход к анализу спектральных свойств сигналов АЦИИМ, описаны способы его практического применения при проведении вычислений на ЭВМ. Введены основные параметры, характеризующие спектральные свойства сигналов, определены способы их расчета, получены спектры ранее выявленных оптимальных с энергетической точки зрения сигнальных форматов АЦИИМ, а также проведена вторичная оптимизация сигнальных форматов АЦИИМ по спектральным критериям. В конце раздела приведены рекомендации по применению конкретных сигналов АЦИИМ в проектируемых СПДИ в зависимости от предъявляемых требований к их энергетической и спектральной эффективности и помеховой обстановки, в которой предполагается эксплуатация проектируемой аппаратуры. В четвертом разделе выполнен синтез структурных схем оптимальных когерентного и квазикогерентного приемников сигналов АЦИИМ. С применением аппарата оптимальной нелинейной фильтрации (ОНФ) получен алгоритм работы приемника дискретных сигналов АЦИИМ. реализующий слежение за неизвестным параметром - начальной фазой сигнала.
Пятый раздел посвящен вопросам моделирования на ЭВМ синтезированных алгоритмов приема сигналов АЦИИМ. Изложен используемый подход к моделированию и особенности его программной реализации, а также приведены рассчитанные в ходе моделирования на ЭВМ зависимости показателей, характеризующих качество передачи, от значений параметров, определяющих условия передачи в данном радиотракте.
В заключении дан общий обзор представленных в работе материалов, выделены основные полученные результаты, даны выводы по работе и обозначены перспективные направления дальнейших исследований.
Диссертация выполнена при финансовой поддержке в форме гранта Федерального агентства по образованию, полученного по итогам конкурса 2004 года на соискание грантов для поддержки научно-исследовательской работы аспирантов ВУЗов Федерального агентства по образованию.
Исследование плотности верхней границы вероятности ошибочного приема
В соответствии с данными табл. 7 часть оптимальных значений d m при т = 2 достигается в рамках сигнального формата с Н" =\h{ , Н = JA (см. форматы № 1,3,5.8-10 таблицы). Естественно, что при выявленных аналитических взаимосвязях между значениями оптимальных индексов вида Щ +h\ — а , где а - некоторое число, предпочтительным из соображений удобства формирования является выбор значений Af -h = — .То есть, в данном случае сигнал АЦИИМ вырождается в обыкновенный сигнал МНФ с о. hj - const - —. Особый интерес представляют приведенные в табл. 7 сигнальные форматы с асимметричными наборами индексов (№ 2,4,6-7), которые позволяют при прочих равных ус-ловиях (вид и длина ФИ, глубина анализа JV") получить большее значение dm по сравнению с обыкновенными сигналами МНФ с постоянным индексом. При глубинах анализа N = 3,5 параметр m;n для таких сигнальных форматов принимает значения от 2,69 до 3,46. Соответствующий энергетический выигрыш при N = 5 достигает значения Д 2 = 2,39дБ. Оптимизация двоичных сигнальных форматов при N = 6,7 привела к получению наборов Н" и Н , состоящих из одного индекса (форматы № 8-Ю), которые, тем не менее, позволяют, соответственно, достичь энергетического выигрыша 2,58 и 2,88 дБ. Отдельно следует отметить, что форматы № 9 и 10, по сути, являются одним и тем же форматом, что означает сохранение его оптимальности при увеличении глубины анализа N от 6 до 7 тактовых интервалов. Для четьгоехпозиционных сигналов закономерности, выявленные для двоичных сигналов, в целом, повторяются. Так, в результате оптимизации таких сигналов в большинстве случаев (форматы № 1-2,5-7 табл. 8) были получены наборы с diraH1 =.1 V/-±L,±3. При . т = 4 параметр й?тщ для N.=3,5 достигает значений 4,15; 4,87 и 5,24, а величина энергетического выигрыша, соответственно, значений 3,17 дБ, 3,87дБ и 4,02 дБ. Вопреки ожиданиям, оптимизация более сложных сигнальных форматов № 3-10 из табл. 6 не приводит к улучшению характеристик энергетической эффективиости как при 7л = 2, так и при т = 4. Обнаруженные в ходе оптимизации таких форматов максимумы функций rfjjjjjJH" ,Н+ J и mjn(H" ,Н" ,Н ,Н соответствуют частично или полно стью совпадающим значениям индексов в наборах, то есть имеет место стремление к повторяемости значений индексов в наборах. Иначе говоря, при оптимизации по критерию энергетической эффективности более сложные сигнальные форматы № 3-10 табл. б стремятся выродиться в более простые форматы № 1-2. Необходимо также отметить, что, несмотря на то, что в ходе оптимизации были рассмотрены сигналы с длиной ФИ L - 1,4, среди выявленных экстремальных сигнальных форматов отсутствуют форматы с L - 4-. Это объясняется тем, что потенциально высокие показатели их энергетической эффективности не достигаются при исследованных глубинах анализа. При внимательном изучении приведенных данных можно заметить странный, ыа пер вый взгляд, факт: параметр dmjn в п.7 табл. 7 имеет значение, большее, чем в п.б, но при этом соответствующее значение Ре также является большим. Аналогичная ситуация имеет место в пп. 3-4 табл. 8 и еще в ряде мест при сравнении приведенных данных, полученных в результате оптимизации. Данное обстоятельство является закономерньш и объясняется влиянием на результат (2.1.8) параметра Г. Физически это означает, что сигнальный формат, имеющий несколько меньшее абсолютное значение D fa, тем не менее, характеризуется большим количеством Естественным продолжением исследований является анализ влияния структурных помех на помехоустойчивость передачи выявленных сигнальных форматов АЦИИМ, обладающих оптимальными энергетическими свойствами при наличии в канале шумовой помехи. В рамках решения данной задачи в соответствии с (2.4.6), (2.4.8) и (2.4.10) была проведе-, на оценка помехоустойчивости передачи сигнальных форматов АЦИИМ, приведенных в табл. 7-8, при наличии в канале связи гармонической, ПСП-ФМ и ретранслированной помех с интенсивностью її = 0,2 . При расчетах скорость передачи помехи ПСП-ФМ была принята вдвое превышающей скорость передачи полезного сигнала (Тп = 0,5Г), ее тактовая сетка считалась синхронизированной с нулевым моментом времени, а задержка ретранслированной помехи считалась равной половине длительности тактового интервала (г = 0,5Г). Усреднение в (2.4.6), (2.4.8) и (2.4.10) по (рп проводилось через —-, а дополнительное усреднение в (2.4.8) по ПСП Р в соответствии с пояснениями, сопровождающими (2.4.8), проводилось по достаточному для получения устойчивого результата ансамблю реализаций Р . Рассчитанные значения вероятностей ошибочного приема, соответствующие рассмотренным типам структурных помех, показаны в столбцах 9-11 таблица 7-таблица 8. Выводы о подверженности сигналов АЦИИМ негативному влиянию структурных помех могут быть сформированы путем проведения сравнительного анализа изменения значения- Ре при внесении рассматриваемых помех в канал связи. По результатам анализа видно, что добавление в канал связи структурной ПСП-ФМ помехи в наименьшей степени ухудшает помехоустойчивость передачи двоичных сигналов АЦИИМ. Влияние гармонической помехи на величину Ре оказывается более ощутимым, а ретранслированная помеха из всех рассмотренных вызывает наибольшее увеличение величины Ре. Для двоичных сигналов АЦИИМ с ФИ вида L ПРМНФ (форматы № 1,3-5,8-10 табл. 7) отчетливо видна закономерность, в соответствии с которой увеличение длительности L ФИ приводит к повышению степени негативного влияния структурных помех на помехоустойчивость передачи. Совместный анализ данных табл. . 7, относящихся к сигналам с 1 = 1 (форматы № 2,4,6-7), позволяет сделать вывод о том, что двоичные сигналы АЦИИМ с ФИ вида L ПКМНФ в наибольшей степени подвержены воздействию рассмотренных нефлуктуационных помех. Выявленная выше для двоичных сигналов закономерность, состоящая в том, что ПСП-ФМ помеха и ретранслированная помеха оказывают, соответственно, наименьшее и наибольшее негативное влияние на качество работы СПДИ, сохраняется и для четырехпози-циоиных сигналов. Однако проведенные для сигналов с т = 4 расчеты позволили выявить особенность: как следует из данных табл. 8, для сигнальных форматов № 1,2,6 в присутствии в канале связи одной из рассмотренных нефлуктуационных. помех были получены значения Ре, меньшие величины аналогичного показателя, достигаемой при передаче в белом шуме. Такой результат является следствием того, что в данных случаях при смещении в результате добавления структурной помехи т/(/Д) сигнального вектора я С , количество пар сигналов ,msC]\j и ,т,С-Ы, относительно близко расположенных в евклидовом пространстве
Численная оценка спектральных свойств сигналов АЦИИМ
Влияние длины ФИ на вид спектра четырехпозиционного сигнала АЦИИМ аналогично случаю т = 2 и состоит в сужении основного лепестка и одновременном уменьшении уровня боковых лепестков при увеличении L, что иллюстрируется рис. 21, на котором приведены спектры сигнала № 2 табл. 8 при различных значениях L . Спектры сигналов № 6 и 7, приведенные на рис. 21, отличаются от спектров сигналов с линейным ФИ существенно более гладкими скатами с практически полным отсутствием осцилляции вдали от центральной частоты, что говорит о дополнительных преимуществах сигналов L ПКМНФ и L ПСМНФ. Сравнительный анализ значений параметра lAFgggTf, для всех приведенных в табл. 8 сигнальных форматов дополнительно подтверждает сказанное.
На основании анализа результатов совместной оптимизации сигналов АЦИИМ по энергетическим и спектральным критериям молено дать ряд рекомендаций по выбору конкретных сигнальных форматов для применения в проектируемых радиотехнических устройствах при различных глубинах анализа N.
Среди двоичных форматов АЦИИМ при N = Ъ к выбору может быть рекомендован сигнал № 1 табл. 7, который при практически одинаковых энергетических свойствах обладает существенно более компактным спектром по сравнению с сигналом № 2. Помимо этого, данный сигнальный формат более устойчив к негативному воздействию структурных помех (относительное увеличение величины Ре при добавлении в канал связи помех всех рассмотренных типов) для сигнала № 1 ощутимо меньше, чем для сигнала № 2. В качестве дополнительных преимуществ сигнала № 1 можно отметить линейный вид его ФИ. формирование которого является более простым по справнению с форматом ПСМЫФ. Из сигналов № 3 и 4 табл. 7, энергетическая эффективность которых высока при N = 4, более предпочтительным является использование сигнального формата № 4, так как при близких значениях параметров, характеризующих спектральные и энергетические свойства данных сигналов, формат № 4 характеризуется единичной длиной ФИ, что облегчает его формирование и прием. Кроме того, как было сказано выше, негативное влияние рассмотренных структурных помех на помехоустойчивость передачи сигнальных форматов вида L ПРМНФ АЦИИМ увеличивается с ростом L, что является дополнтельным аргументом в пользу выбора сигнального формата № 4. Анализ данных табл. 7, относящихся к приему при N - 5, показывает, что сигнальные форматы АЦИИМ №..5т7 могут ,быть рекомендованы к .-применению, причем выбор из них должен осуществляться в зависимости от того, что при проектировании соответствующей СПДИ является более приоритетным: -компактность спектра при линейном .ФИ длительности.,... 1 = 2 (сигнал № 5) или более высокая энергетическая эффективность, достигаемая при усложненных формах ФИ, имеющих длительность L = 1 (сигналы № 6-7). Особенности каналов связи, в которых предполагается использовать проектируемую радиоаппаратуру, также -обязательно должны быть учтены при выборе сигнала, так как в соответствии с результатами расчетов сигнальный формат № 7 наиболее устойчив к воздействию всех рассмотренных структурных помех, в то время как помехоустойчивость передачи форматов № 5-6 в присутствии гармонической или ретранслированной помехи значительно снижается (соответствующее увеличение величины Ре превышает два порядка). При рассмотрении сигналов АЦИИМ № 8-Ю, обладающих выгодными энергетическими свойствами при N = 6,7, необходимо учитывать, что форматы № 9-10 фактически представляют собой один и тот же сигнал. Это позволяет рекомендовать его к применению в СПДИ, так как в данном случае проектируемая радиосистема будет обладать высокой помехоустойчивостью передачи как при N = 6, так и при увеличении глубины анализа до N = 7, что делает ее более универсальной..
Кроме того, значение параметра d m;n данного сигнала при N = 6 оказывается более высоким, чем аналогичный показатель для сигнала № 8, а ширины занимаемых полос частот практически совпадают. Сказанное еще раз свидетельствует в пользу того, чтобы отдать предпочтение сигнальному формату № 9-Ю. Однако при этом- необходимо иметь в виду, что высокие характеристистики качества передачи данного сигнала в присутствии шумовой помехи значительно снижаются при появлении в канале связи гармонической или, особенно, ретранслированной помехи. В радиоаппаратуре передачи дискретных данных, работающей в каналах связи с такими помехами, более целесообразно использовать сигнал № 8.
Выбор четырехпозиционных сигнальных форматов из числа приведенных в табл. 8 при глубине анализа 7V = 3 (сигналы № 1-4), более очевиден, так как при приблизительно одинаковых полосах занимаемых частот, а также виде и длительности ФИ, определяющих простоту формирования соответствующего сигнала АДИИМ, формат № 4 характеризуется наибольшим значением параметра dmjn . Дополнительным преимуществом данного формата является то обстоятельство, что значения трех из пяти определяющих его индексов модуляции совпадают, что делает процесс формирования сигнала значительно проще. Однако в случае, если предполагается эксплуатация проектируемой СПДИ в каналах связи со структурными помехами, в первую очередь с ретранслированной помехой, более целесообразно остановить выбор на сигнальных форматах № 1 или 2, так: как они оказываются значительно устойчивее к воздействию таких.помех. При проектировании СПДИ, работающих в условиях более высоких .требований к помехоустойчивости, целесообразным является увеличение глубины анализа до N = 4 тактовых интервалов и использование сигнального формата Ш 5 табл. 8. Соответствующий энергетический выигрыш по сравнению с лучшим из рассмотренных выше при N = 3 сигналов АЦИИМ достаточно ощутим и составляет 0,7 дБ, однако, рассматриваемый сигнал из всех приведенных в табл. 8 более всего подвержен негативному влиянию структурных помех, что ограничивает возможности его примененеиия. Сигнальные форматы № 6-7, выгодные энергетические свойства которых проявляются при глубине анализа 7Y = 5, -характеризуются одинаковой сложностью формирования, однако, сигнал № 6 при несколько более пшрокой полосе занимаемых частот обладает максимальной среди всех рассмотренных форматов энергетической эффективностью (соответствующий энергетический выигрыш по сравнению с сигналом ФМ-2 составляет 4,19 дБ). С дополнительным уче-" том того обстоятельства, что показатели качества передачи сигнала № 7 значительно снижаются при появлении в канале связи структурных помех, к применению в разрабатываемых СИДИ при А = 5 следует однозначно рекомендовать сигнальный формат № б.
В настоящем разделе исследовано поведение сигналов АЦИИМ в частотной области, рассмотрено влияние основных параметров сигнала на его спектральные свойства. В качестве основных выводов, которые можно сделать по полученным результатам, необходимо выделить следующие: дополнительная оптимизация сигнальных форматов АЦИИМ, обладающих выгодными энергетическими характеристиками, по критерию эффективной ширины спектра позволяет добиться заметного уменьшения занимаемой сигналом полосы частот при сохранении оптимальных в рамках данного формата показателей помехоустойчивости. Достигаемое в результате такой оптимизации уменьшение эффективной ширины спектра для некоторых сигнальных форматов АЦИИМ превышает 1,25 раза;
Алгоритм оценки начальной фазы сигнала
Структура приемника сигналов АЦИИМ при глубине анализа JV 4 может быть синтезирована аналогичным образом, причем усложнение алгоритма опенки случайного параметра (4.2.24) и соответствующей части схемы не будет при этом очень значительным. Как было сказано выше, основное усложнение, обусловленное экспоненциальным увеличением количества элементов схемы, будет иметь место для схемной реализации алгоритма оценки дискретного символа (4.1.24).
Формат сигнала АЦИИМ и правила его обработки, подразумеваемые взаимодействием элементов структурных схем рис. 22-24, являются достаточно сложными для реализации без использования возможностей современной цифровой техники. Наиболее предпочтительным вариантом практической реализации полученных схем является применение цифровых микропроцессоров (МП), что обусловлено наличием у них встроенных программно-аппаратных возможностей, специально предназначенных для решения подобных задач. В качестве примера МП, которые могут успешно быть использованы для построения на их основе оптимальных приемников сигналов АЦИИМ, можно привести 32-битные цифровые сигнальные процессоры семейства DSP56002 фирмы Motorola [42], которые обладают богатым набором необходимых команд (операции временной задержки последовательности поступающих дискретных отсчетов, умножение с накоплением, вычисление значений функций sin, cos, arctg, log2 x и т.д.) и с высокой точностью выполняют операции с плавающей точкой. Подсистема ввода/вывода данных МП включает аналого-цифровой и цифро-аналоговый преобразователи, параллельные и последовательные порты ввода/выводы, таймеры и некоторые другие устройства, что позволяет, используя такой МП в качестве основного" элемента схемы приемника, организовать необходимые интерфейсы обмена данными с дополнительными переферийными устройствами. Как было сказано выше, „при возникновении необходимости увеличения глубины анализа соответствующие структурые схемы приемников могут быть получены аналогичным образом. При этом их структура будет значительно сложнее из-за экспоненциального роста количества интеграторов и вспомогательных элементов, однако, при выборе варианта реализации соответствующих схем на основе МП это перестает являться серьезным препятствием.
В настоящем разделе рассмотрен оптимальный прием сигналов АЦИИМ как при полностью известных параметрах сигнала, так и при случайном характере изменения начальной фазы сигнала. В качестве основных выводов по полученным результатам можно назвать следующие: применение методов статистической радиотехники и теории нелинейной фильт рации марковских непрерывно-дискретных случайных процессов для решения задачи прие ма двоичных сигналов АЦИИМ позволило получить оптимальные алгоритмы когерентного приема сигналов АЦИИМ с произвольными формой и длительностью ФИ, а также наборами Н" и Н , при произвольной глубине анализа N и квазикогерентного приема сигналов АЦИИМ при N - 3; полученные оптимальные алгоритмы приема сигналов АЦИИМ при N = 3 реализуются в виде компактных структурных схем; синтез структурных схем оптимального когерентного и квазикогерентного приемников сигналов АЦИИМ при глубинах анализа N 4 также возможен с использованием продемонстрированной методики. При этом усложение схемной реализации правила слежения за неизвестным параметром - начальной фазой сигнала АЦИИМ - не будет очень значительным. Основное изменение схемы будет обусловлено экспоненциальным увеличением количества элементов, входящих в блок оценки дискретного симовола; так как формат сигнала АЦИИМ и правила его обработки синтезированными приемниками достаточно сложны, предпочтительным вариантом их практической реализации является применение средств современной цифровой техники, в первую очередь, использование МП. В данном разделе рассмотрены вопросы моделирования полученных в разделе 4 алгоритмов оптимального и квазикогерентного приема сигналов АЦИИМ. Здесь также приводятся оценки характеристик СГЇДЙ, полученные в результате экспериментального моделирования рассмотренных алгоритмов. Моделирование на ЭВМ алгоритмов приема дискретных сигналов позволяет провести полноценное исследование характеристик синтезированных алгоритмов в условиях, максимально приближенных к реальным. Дополнительным преимуществом данного метода проверки качества работы теоретически полученных структур приемников можно отнести возможность произвольной программной вариации параметров, определяющих эксперимент, и высокую степень повторяемости результатов. Моделирование на ЭВМ работы алгоритма приема дискретных сигналов подразумевает программную генерацию полезного сигнала, используемого для передачи информационного сообщения CN , присутствующих в канале связи помех, а также программную реализацию способа их взаимодействия между собой и алгоритма, с помощью которого последовательно приішмается решение обо всех Nоп переданных символах . Так. как решение данной задачи на ЭВМ требует продолжительных вычислений,, время реализации которых зависит, в первую очередь, от длительности дискретной последовательности, принципиальным является вопрос об определении минимального значения Nоп, позволяющего получить адекватные характеристики работы приемника. Количество проводимых опытов определяет также точность, с которой по итогам эксперимента обеспечивается измерение параметров с заданной доверительной вероятностью. Величина Nоп обычно оценивается методами математической статистики, среди которых можно, в первую очередь, выделить закон больших чисел в форме Чебышева [63] и границу Чернова [14].
