Содержание к диссертации
Введение
1. Структурные схемы и алгоритмы работы квадратурных формирователей сигналов с угловой модуляцией с компенсацией паразитной амплитуд ной модуляции и нелинейных искажений
1.1. Характеристики квадратурного фазового модулятора, реализованного по методу преобразования амплитудной модуляции в фазовую 12
1.2. Структурная схема и алгоритм работы квадратурного фазового модулятора с устройством формирования управляющего сигнала синфазного канала для компенсации паразитной амплитудной модуляции и нелинейных искажений 34
1.3. Структурная схема и алгоритм работы квадратурного фазового модулятора с устройствами формирования управляющих сигналов квадратурного и синфазного каналов для дополнительной компенсации нелинейных искажений 43
1.4. Структурные схемы и алгоритмы работы квадратурных сумматоров девиации фазы с компенсацией паразитной амплитудной модуляции и нелинейных искажений 48
1.5. Выводы, цель и задачи дальнейшего исследования
2. Анализ характеристик квадратурных фазовых модуляторов и сумматоров девиации фазы с компенсацией паразитной амплитудной модуляции и нелинейных искажений 57
2.1. Анализ статических модуляционных характеристик
2.2. Анализ нелинейных искажений 65
2.3. Анализ спектральных характеристик 72
2.4. Выводы
3. Схемотехническое моделирование квадратурного фазового модулятора с компенсацией паразитной амплитудной модуляции и нелинейных искажений с устройством формирования управляющих сигналов квадратурного и синфазного каналов 90
3.1. Имитационное моделирование процесса формирования ФМ-сигналов квадратурным фазовым модулятором, реализованным по методу преобразования амплитудной модуляции в фазовую 90
3.2. Моделирование узлов устройства формирования управляющего сигнала квадратурного канала
3.3. Моделирование узлов устройства формирования управляющего сигнала синфазного канала П2
3.4. Моделирование балансных модуляторов квадратурного и синфазного каналов и линейного сумматора 122
3.5. Схемотехника квадратурного фазового модулятора в ОВЧ-диапазоне i^g
3.6. Выводы 147
Заключение 148
Литература
- Структурная схема и алгоритм работы квадратурного фазового модулятора с устройством формирования управляющего сигнала синфазного канала для компенсации паразитной амплитудной модуляции и нелинейных искажений
- Структурные схемы и алгоритмы работы квадратурных сумматоров девиации фазы с компенсацией паразитной амплитудной модуляции и нелинейных искажений
- Анализ нелинейных искажений
- Моделирование узлов устройства формирования управляющего сигнала квадратурного канала
Введение к работе
Актуальность темы: Совершенствование радиотехнических систем различного назначения неразрывно связано с развитием техники угловой модуляции, позволяющей проектировать радиотехнические системы с высокой помехоустойчивостью.
Для формирования ФМ-сигналов, или косвенным методом ЧМ-сигналов, как известно, используются устройства различных типов, в частности усилители с варикапом в резонансном контуре, управляемые фазосдвигающие цепи, а также квадратурные фазовые модуляторы (КФМ), использующие метод преобразования амплитудной модуляции в фазовую, основанный на сложении синфазного немодулированного опорного колебания с квадратурным опорным колебанием, который подвержен балансной модуляции.
Достоинством таких КФМ является отсутствие в них управляемых реактивных элементов и частотно-избирательных цепей, что позволяет с их помощью осуществлять угловую модуляцию без перестройки схемы в широкой полосе частот несущего колебания. В научно-технической литературе указано, что в таких КФМ возможно получение максимальной девиации фазы выходного сигнала А<рМАХ =0.5 рад, то есть при тональном модулирующем сигнале возможно сформировать ФМ-сигнал с максимальным индексом фазовой модуляции тшлх ~ $ РаД- Следует подчеркнуть, что при гармоническом модулирующем сигнале ^<Рмах =т<рмлх^
5 В то же время, как будет показано ниже, при т9ШХ =0.5 рад в выходном сигнале имеется значительная паразитная амплитудная модуляция (ПАМ) с четными гармониками модулирующего сигнала, а также нелинейные искажения (НИ) с нечетными гармониками модулирующего сигнала.
Для того, чтобы ослабить возникшую ПАМ, приходится использовать усилитель-ограничитель, который является избирательным устройством, что существенно ограничивает диапазонные свойства самого КФМ.
Что касается возникших НИ, то их устранить принципиально невозможно. Уменьшить НИ можно, только, уменьшая максимальный индекс фазовой модуляции m^MAX.
В связи с этим актуальной является задача формирования таких компенсационных управляющих сигналов синфазного и квадратурного каналов КФМ, при которых в выходном сигнале была бы полностью подавлена ПАМ, значительно ослаблены НИ и обеспечен указанный в литературе максимальный индекс фазовой модуляции ті?шх - 0.5 рад.
Актуальность решения этой задачи подчеркивается также тем, что при отсутствии ПАМ и значительно ослабленных НИ создаются благоприятные условия не только для увеличения девиации фазы или частоты путем умножения частоты сформированного в КФМ радиосигнала с угловой модуляцией, но также для использования КФМ в качестве базовых каскадов квадратурных сумматоров девиации фазы (КСДФ) с компенсацией ПАМ и НИ, так как в этом случае при управлении сформированными компенсационными сигналами последовательно включенных КФМ девиация фазы или частоты сигнала TV-каскадного КСДФ в (1+N) раз больше девиации фазы или час- тоты сигнала отдельного КФМ, при этом в выходном сигнале Лґ-каскадного КСДФ отсутствует ПАМ, а НИ не увеличиваются.
Исходя из вышесказанного, можно констатировать, что КФМ совместно с КСДФ., в которых предусмотрена компенсация ПАМ и НИ, можно трактовать как квадратурные формирователи сигналов с угловой модуляцией, в которых имеется возможность эффективного увеличения девиации фазы или частоты сигнала при отсутствии ПАМ и значительно ослабленных НИ.
Исследования, проведенные в диссертационной работе, являются частью НИР «Исследование радиотехнических систем передачи информации», выполненной Воронежским институтом МВД России в 2002г, а также НИР «Исследование помехозащищенности систем подвижной радиосвязи органов внутренних дел Воронежской области в условиях реальной электромагнитной обстановки», выполненной Воронежским институтом МВД России в 2003г по заявке отдела спецтехники, автоматизации и связи ГУВД Воронежской области.
Цель работы и задачи исследования. Целью диссертационной работы является разработка КФМ и КСДФ с компенсацией ПАМ и НИ и создание на их основе диапазонных формирователей ФМ или ЧМ-сигналов с увеличенной девиацией фазы или частоты, в которых полностью отсутствует ПАМ и ослаблены НИ.
Для достижения поставленной цели потребовалось решить следующие задачи:
1. Провести анализ статических фазовой и амплитудной модуляционных характеристик, рассчитать коэффициенты ПАМ и НИ, рассчитать спектры выходных сигналов КФМ, ис-
7 пользующего метод преобразования амплитудной модуляции в фазовую и в котором не предусмотрена компенсация ПАМ и НИ.
Разработать структурные схемы и описать алгоритмы работы КФМ и КСДФ с компенсацией ПАМ и НИ.
Построить и провести сравнительный анализ основных характеристик квадратурных формирователей сигналов с угловой модуляцией, включающих предложенные схемы КФМ и КСДФ с компенсацией ПАМ и НИ.
Провести методом схемотехнического моделирования проектирование КФМ, в котором для компенсации ПАМ и НИ используются устройства формирования управляющих сигналов квадратурного и синфазного каналов.
Методы исследования. В работе использованы методы функционального анализа, трансцендентных функций, функций Бесселя, формула Тейлора для многочлена, а также имитационное компьютерное моделирование с помощью математической системы MathCAD 2001 Professional Edition (PRO), и схемотехническое моделирование с помощью системы OrCAD 9.1.
Научная новизна. В работе получены следующие результаты, характеризующиеся научной новизной:
Предложены варианты структурных схем и описаны алгоритмы работы КФМ с компенсацией ПАМ и НИ.
Предложены варианты структурных схем и описаны алгоритмы работы КСДФ с компенсацией ПАМ и НИ.
Получены статические фазовые и амплитудные модуляционные характеристики, коэффициенты ПАМ и НИ, спектральные характеристики предложенных схем КФМ и КСДФ, и проведен сравнительный анализ указанных характеристик с
8 подобными для схемы КФМ, использующего метод преобразования амплитудной модуляции в фазовую, в котором не предусмотрена компенсация ПАМ и НИ.
4. Осуществлено с использованием схемотехнического моделирования на уровне реальных принципиальных схем функциональных узлов проектирование предложенного КФМ, в котором для компенсации ПАМ и НИ используются устройства формирования управляющих сигналов квадратурного и синфазного каналов и проведено сравнение результатов схемотехнического моделирования с результатами имитационного компьютерного моделирования с учетом идеальных функциональных узлов этой схемы КФМ с компенсацией ПАМ и НИ, а также схемы КФМ, в которой не предусмотрена компенсация ПАМ и НИ.
Практическая значимость работы. Результаты, полученные в диссертационной работе по разработке и исследованию квадратурных формирователей сигналов с угловой модуляцией, включающих КФМ и КСДФ с компенсацией ПАМ и НИ, а также результаты схемотехнического моделирования предложенных схем КФМ с компенсацией ПАМ и НИ, защищенных двумя патентами на полезные модели, позволяют осуществить практическую реализацию квадратурных формирователей сигналов с угловой модуляцией в интегральном исполнении и успешно использовать их в различных радиотехнических устройствах, в том числе в системах радиосвязи с частотной и фазовой модуляцией.
Результаты диссертационного исследования внедрены в опытно-конструкторские работы «Воронежского НИИ связи» по проектированию систем подвижной радиосвязи, а также в
9 учебный процесс Воронежского института МВД России & курсе "Устройства генерирования и формирования сигналов".
Внедрение результатов диссертационного исследования подтверждается соответствующими актами.
Апробация работы. Основные положения диссертационной работы докладывались и обсуждались на Всероссийской научно-практической конференции "Актуальные вопросы проектирования и эксплуатации средств охраны и защищенных коммуникационных систем" (г. Воронеж, 2000г.); Всероссийской научно-практической конференции "Охрана и безопасность" (г. Воронеж, 2001г.); Всероссийской научно-практической конференции "Актуальные вопросы эксплуатации систем охраны и защищенных телекоммуникационных систем" (г. Воронеж, 2002г.); Всероссийской научно-практической конференции "Охрана, безопасность и связь" (г. Воронеж, 2003г.); Всероссийской научно-практической конференции "Современные проблемы борьбы с преступностью" (г. Воронеж, 2002, 2003, 2004г.г.); Научных семинарах кафедры радиотехнических систем Воронежского института МВД России (2000, 2001, 2002, 2003г.г.).
Публикации. По материалам диссертации опубликовано 14 печатных работ, в том числе 5 статей, 6 работ, опубликованных в материалах Всероссийских научных конференций, получено свидетельство и два патента на полезные модели.
Объем и содержание диссертации. Диссертационная работа изложена на 162 страницах машинописного текста, содержит 74 иллюстрации, 2 таблицы, и состоит из введения, трех глав, заключения, списка литературы из 98 наименований и приложения.
Во введении коротко обоснована актуальность темы диссертационной работы, намечены основные направления работ по повышению эффективности квадратурных формирователей сигналов с угловой модуляцией, сформулированы цель и задачи исследований.
В первой главе проведен обзор литературы, посвященной вопросам теории и практической реализации КФМ, рассмотрены принципы работы и основные структурные схемы КФМ, использующих метод преобразования амплитудной модуляции в фазовую. Получены и проанализированы статические амплитудные и фазовые модуляционные характеристики, коэффициенты ПАМ и НИ, спектральные характеристики схемы КФМ, в которой не предусмотрена компенсация ПАМ и НИ. Разработаны варианты структурных схем и описаны алгоритмы работы КФМ и КСДФ, в которых предусмотрена компенсация ПАМ и НИ.
Во второй главе получены статические фазовые и амплитудные модуляционные характеристики, коэффициенты ПАМ и НИ, спектральные характеристики предложенных схем КФМ и КСДФ с компенсацией ПАМ и НИ и проведено сравнение указанных характеристик с подобными для существующих схем КФМ, использующих метод преобразования амплитудной модуляции в фазовую, в котором не предусмотрена компенсация ПАМ и НИ.
В третьей главе проведено с использованием схемотехнического моделирования на уровне реальных принципиальных схем функциональных узлов проектирование предложенного КФМ, в котором для компенсации ПАМ и НИ используются устройства формирования управляющих сигналов квадратурного и синфазного каналов и проведено сравнение результатов схемотехнического моделирования с результатами имитационного компьютерного моделирования с учетом идеальных функциональных узлов этой схемы КФМ с компенсацией ПАМ и НИ, а также схемы КФМ, в которой не предусмотрена компенсация ПАМ и НИ.
В заключении изложены основные результаты исследования и рекомендации по их использованию.
В приложении приведены Акты внедрения результатов работы.
Структурная схема и алгоритм работы квадратурного фазового модулятора с устройством формирования управляющего сигнала синфазного канала для компенсации паразитной амплитудной модуляции и нелинейных искажений
Структурную схему КФМ, использующего метод преобразования амплитудной модуляции в фазовую, в общем виде можно представить в виде, изображенном на рис.1.10. Из сравнения структурной схемы КФМ (рис.1.10) со схемой КФМ, изображенного на рис. 1.5, видно, что в этом КФМ управление возможно осуществлять не только в квадратурном (Quadrature) но и в синфазном (In phase) каналах, что дает возможность производить более гибкое управление процессом формирования ФМ - сигналов [23-44].
Для изложения сущности формирования ФМ - сигналов КФМ, выполненными с использованием балансных модуляторов в квадратурных каналах (рис.1.10), опишем алгоритм формирования ФМ-сигнала схемой при eM(t) \\, изображенной на рис.1.11,
Представим yl + e (f) и arctgeM(t) двумя членами по формуле Тейлора для многочлена. В этом случае выражения для Uc(t) и pc(t) соответственно запишутся в виде: /c(f) = l + iei(f), (1.41) Из (1.41) видно, что в выходном ФМ-сигнале имеет место значительная ПАМ, а также НИ, о чем свидетельствуют квадратичное и кубическое слагаемые в выражениях (1.41).
Из (1.40) видно, что схема КФМ, реализованного по методу преобразования амплитудной модуляции в фазовую (рис, 1.5)» является частным случаем схемы КФМ, изображенной на рис.1.11. Кроме того, и в том, и в другом случае в выходном сигнале имеется значительные ПАМ и НИ, которые увеличиваются с увеличением девиации фазы.
Исследования показывают, что в КФМ возможна полная компенсация ПАМ, а также уменьшение уровня НИ по сравнению с КФМ, изображенным на рис.1.5.
Рассмотрим схему КФМ, в которой предусмотрено формирование ФМ - сигнала с полностью подавленной ПАМ и уменьшенным уровнем НИ, в которой предусмотрено формирование управляющего компенсационного сигнала синфазного канала КФМ (рис.1.12).
При разработке этой схемы было учтено то обстоятельство, что амплитуда выходного сигнала сумматора в схеме, изображенной на рис.1.11 в соответствии с (1.40) изменяется по
закону Uc(t) = Jl + elf(t). Очевидно, что для полной компенсации ПАМ в выходном сигнале КФМ разрабатываемой схемы напряжение управления синфазного канала ef(t) должно изменяться в соответствии с (1.40), но с обратным знаком квадратичного слагаемого под корнем. Опишем алгоритм работы схемы КФМ, изображенной на рис.1.12.
С выхода Г на вход ФВ и на сигнальный вход BMlj поступает напряжение несущей частоты с единичной амплитудой (1.34), при этом на выходе фазовращателя формируется напряжение (1.35), а на выходе ИПН имеется нормированное единичное постоянное напряжение Е0 =1.
На выходе ИМС имеется нормированное модулирующее напряжение, мгновенное значение которого равно eM{t) = eAt), причем ew(f) l, при этом на выходе квадратора (KB), т.е. схемы возведения в квадрат из модулирующего сигнала формируется напряжение
Полное отсутствие ПАМ в предложенных схемах КФМ позволяет использовать их в качестве базовых узлов для построения КСДФ.
Рассмотрим схемы КСДФ, в которых происходит суммирование девиации фазы с полностью подавленной ПАМ и уменьшенным уровнем НИ.
На рис. 1.14. представлен КСДФ, в котором предусмотрено формирование управляющего компенсационного сигнала синфазного канала.
Рассматривая алгоритм работы данной схемы, считаем, что с выхода Г на вход ФВ и на сигнальный вход БМ1] поступает напряжение несущей частоты с единичной амплитудой (1.34), при этом на выходе фазовращателя формируется напряжение (1.35), а на выходе ИПН имеется единичное постоянное напряжение 0=1. На выходе ИМС имеется модулирующее напряжение, которого равно «дДО (О» причем ew(f) l.
Структурные схемы и алгоритмы работы квадратурных сумматоров девиации фазы с компенсацией паразитной амплитудной модуляции и нелинейных искажений
В этом случае выражение (1.80) после несложных преобразований с учетом третьей и пятой степени модулирующего сигнала, можно записать в виде: wi, (0 = cos cot + М0-—4(0 (1.81) Из (1.81) видно, что в выходном ФМ-сигнале полностью скомпенсирована ПАМ и значительно ослаблены НИ по сравнению со схемой на рис.1.14 при увеличении девиации фазы в два раза. При использовании N каскадного КСДФ, получается, что в выходном сигнале также отсутствует ПАМ, а девиация фазы сигнала увеличивается в (N + \) раз, то есть Ua(t)=tcos\ot + (N + l) М0-—4(0 (1.82) Из (1.82) следует, что в JV каскадном КСДФ по схеме (рис. 1.15) относительный уровень нелинейных искажений остается такой же, как в однокаскадном КФМ по схеме (рис.1.13). 1.5. Выводы и задачи дальнейшего исследования.
1. Изучение научно-технической литературы по формированию ФМ-сигналов или ЧМ-сигналов косвенным методом с использованием КФМ, работа которых основана на методе преобразования амплитудной модуляции в фазовую, анализ статических модуляционных характеристик, искажений и помех, а также спектральный анализ КФМ, построенного по указанному методу, показали, что в этой схеме при рекомендованной в литературе максимальном индексе фазовой модуляции Шфмлх =0.5 рад имеют место значительные ПАМ и НИ, что негативно сказывается на качестве сформированного ЧМ-сигнала, а также приводит к появлению значительных внеполосных спектральных составляющих, которые могут ухудшить ЭМС радиосредств.
2. Предложены варианты построения новых схем КФМ и описаны алгоритмы их работы, в которых предусмотрена полная компенсация ПАМ и значительно ослаблены НИ при формировании сигнала с тем же индексом модуляции.
3. Разработка КФМ, инвариантных к ПАМ, позволило предложить варианты новых схем КСДФ, в которых не накапливается уровень НИ по сравнению с базовыми предложенными схемами КФМ.
4. Задачами дальнейшего исследования предложенных и рассмотренных в первой главе схем КФМ и КСДФ являются анализ их статических модуляционных характеристик, уровне и характера нелинейных искажений, а также спектральный анализ сигналов при тональном модулирующем сигнале.
5. Кроме того, задачами дальнейшего исследования являются имитационное и схемотехническое моделирование предложенных новых базовых схем КФМ, а также сравнительный анализ результатов моделирования с целью выявления возможности практической реализации предложенных схем и установление погрешности формирования сигналов с угловой модуляцией в результате схемотехнического моделирования на уровне принципиальных схем. 2. анализ характеристик квадратурных фазовых модуляторов и сумматоров девиации фазы с компенсацией паразитной амплитудной модуляции и нелинейных искажений. анализ статических модуляционных характеристик.
Проведем анализ статических фазовой p f{eM) (1.49, 1.64) и амплитудной U = f(eM) (1.48, 1.63) модуляционных характеристик [39,40] схем КФМ, изображенных на рис (1.12, 1.13) . Зададим от ИМС статические приращения напряжения ем от -0,5 до 0,5 и построим с помощью системы MathCAD 2001 эти характеристики для указанных выше схем.
Вначале рассмотрим структурную схему КФМ с формированием управляющего компенсационного сигнала синфазного канала, изображенного на рис.1.12.
На рис.2.1.а,б сплошными линиями представлены соответственно фазовая и амплитудная модуляционные характеристики КФМ , изображенного на рис.1.12, а точечными линиями - фазовая и амплитудная модуляционные характеристики идеального фазового модулятора.
Анализ модуляционных характеристик этой схемы показывает, что при девиации фазы идеального фазового модулятора 9МАХ = 0,5 рад коэффициент нелинейности фазовой модуляцион 100% составляет р — (ршх ной характеристики этой схемы К = ФМАХ 4,8 %, а коэффициент неравномерности амплитудной модуляци и-\ Фазовая (а) и амплитудная (б) модуляционные характеристики КФМ, изображенного на рис.1.12. Следует отметить, что коэффициент нелинейности фазовой модуляционной характеристики КФМ, изображенного на рис.1.12, в 1.5 раза меньше значения коэффициента нелинейности фазовой модуляционной характеристики КФМ, изображенного на рис. 1.5.
Рассмотрим структурную схему КФМ с устройствами формирования управляющих сигналов квадратурного и синфазного каналов, изображенного на рис.1.13.
На рис.2.2.а,б сплошными линиями представлены соответственно фазовая и амплитудная модуляционные характеристики КФМ, изображенного на рис.1.13, а точечными линиями - фазовая и амплитудная модуляционные характеристики идеального фазового модулятора.
Анализ модуляционных характеристик этой схемы показывает, что при девиации фазы идеального КФМ ршх =0,5 рад коэффициент нелинейности фазовой модуляционной характери Р-ФМАХ Следует отметить, что значение коэффициента нелинейности фазовой модуляционной характеристики КФМ, изображенного на рисЛ.13 в 48 раз меньше коэффициента нелинейности фазовой модуляционной характеристики КФМ, изображенного на рис. 1.12 и в 72 раза меньше коэффициента нелинейности фазовой модуляционной характеристики КФМ, изображенного на рис. 1.5.
Анализ нелинейных искажений
Таким образом, наиболее эффективной с точки зрения ослабления НИ является схема КФМ (рис.1.13). В этой схеме кроме полной компенсации ПАМ, происходит ослабление НИ по третьей гармонике модулирующего сигнала по сравнению со схемой КФМ, реализованного по методу преобразования амплитудной модуляции в фазовую (рис. 1.5), в 20 раз, то есть на 30 дБ, а по сравнению со схемой КФМ, в которой происходит формирование управляющего компенсационного сигнала синфазного канала, в 10 раз, то есть на 20 дБ.
Рассмотрим КСДФ, на выходе которого формируется сигнал с девиацией фазы & рмлх =1,0 рад и в котором предусмотрено формирование управляющего компенсационного сигнала синфазного канала. Выходной сигнал имеет вид:
Сравнение численного значения коэффициента НИ по третьей гармонике для схемы КФМ, формирующий сигнал с де 70 виацией фазы & РШХ -0,5 рад и в котором предусмотрено формирование управляющего компенсационного сигнала синфазного канала (рис. 1.12), с соответствующим значением для схемы КСДФ (рис.1.14), формирующий сигнал с девиацией фазы А(ршх = 1,0 рад, показывает, что при этом коэффициент НИ по третьей гармонике модулирующего сигнала остается неизменным, следовательно, можно сделать вывод о том, что при внесении в схему N каскадов КФМ, на выходе получается сигнал с девиацией фазы Aq MAX (N + 1)-0,5рад с неизменным значением коэффициента НИ, равного 1,0%.
Рассмотрим схему КСДФ, на выходе которого формируется сигнал с девиацией фазы А ршх =1,0 рад и в котором дополнительно скомпенсированы НИ. Выходной сигнал имеет вид: ис\ (0 = cos\ 0)t + 2 arcsin МО- 1(0 (2.16) Представив 2 arcsin двумя членами формулы Тейлора, при гармоническом модулирующем сигнале eM(t) = Кы sinQ? после преобразований имеем: 2шсш\(Ем sin О? — Егы sin3 Q/) » 2ЕМ sin fit — Еьм sin5 Q,t + 6 6 + _L El sin7 at - — El sin9 Qt. 36 354 M (2.17) Ограничимся в (2.17) рассмотрением членов первой и пятой степени, так как значение членов седьмой и девятой степе 71 ней при коэффициентах — и , и Ем \ на порядок меньше 36 354 значения члена пятой степени. С учетом этого (2.17) запишем в виде: 2юс$т(Ем sin Q -- sin3 Of) и 1ЕМ sinШ -- sin5 Пї. (2.18) 6 6 Воспользовавшись тригонометрическими формулами кратных углов, (2.18) можно записать в следующем виде: 2arcsin( sinQt — Е3М sin3 Qt) - (2EM E5M)sinQt + 6 48 (2.19) + —El зіпЗП/. 96 w Из (2,19) коэффициент НИ по третьей гармонике для схемы, изображенной на рис. 1.15, при Еы = 0,5В равен: 96 м Кп = — 0,1 %. (2.20) 2Е„- — Е j и 48
Сравнение численного значения коэффициента НИ по третьей гармонике для схемы КФМ, формирующий сигнал с девиацией фазы А ршх =0,5 рад с устройством формирования управляющих сигналов квадратурного и синфазного каналов (рис.1.13), с соответствующим значением для схемы КСДФ (рис.1.15), формирующий сигнал с девиацией фазы Афшх = 1,0 рад, показывает, что при этом коэффициент НИ по третьей гар 72 монике модулирующего сигнала остается неизменным, следовательно, можно сделать вывод о том, что при внесении в схему N каскадов КФМ, на выходе получается сигнал с девиацией фазы А ршх - (N + 1)-0,5рад с неизменным значением коэффициента НИ, равного 0,1%.
Анализ спектральных характеристик.
Проведем спектральный анализ КФМ по предложенным схемам [31-34], изображенным на рис.1.12 и рис.1.13, а также по схемам КСДФ, изображенным на рис.1.14 и рис.1.15 при гармоническом модулирующем сигнале.
Используя выражения (1.34), (1.35), (1.42)..(1.50), осуществим численный анализ с использованием ЭВМ и системы MathCAD 2001 процесса формирования схемой КФМ, изображенного на рис.1.12, ФМ - сигнала в спектральной области при модуляции гармоническим сигналом. При этом примем следующие численные значения параметров несущего колебания, модулирующего колебания, а также параметры узловЧКФЫпа несущего колебания /=10 кГц, амплитуда несущего колебания U = IB, частота модулирующего сигнала F = l кГц, при этом f=\0F, индекс фазовой модуляции тр=0,5 рад, тогда амплитуда модулирующего сигнала w=sin(0,5)=0,485.
Моделирование узлов устройства формирования управляющего сигнала квадратурного канала
В первой главе были предложены структурные схемы КФМ с компенсацией ПАМ и НИ (рис.1.12, рис.1.13). Проведем схемотехническое моделирование устройств формирования управляющего сигнала квадратурного канала КФМ, изображенного на рис.1.13, а также смоделируем процесс формирования ФМ-сигнала этим КФМ в системе MathCAD 2001. Моделирование принципиальной электрической схемы проведем в системе схемотехнического моделирования OrCAD 9.1 [57-62], которая отличается высоким уровнем точности моделирования и приближения параметров элементов, получаемых этой системой, к реальным. Основу системы составляет программа PSpice 9.0 [63-68], которая является наиболее известной модификацией программы SPICE (Simulation Program with Integrated Circuit Em-phassis) для персональных компьютеров.
При моделировании принципиальной электрической схемы КФМ были использованы встроенные модели элементов библиотеки САПР Oread 9.1. Модулирующий сигнал ИМС генерировался в источнике синусоидального напряжения (VSIN) [69-72] из библиотеки SOURCE.OLB. Данный источник имеет следующие параметры: DC - постоянная составляющая напряжения, АС — амплитуда напряжения при анализе в частотной области, VOFF - постоянная составляющая напряжения, VAMPL — амплитуда напряжения, FREQ - частота, TD - задержка, DF - коэффициент затухания, PHASE - начальная фаза.
Ввиду того, что модель источника (VSIN) имеет внутреннее сопротивление, равное нулю, для корректного моделирования, приближенного к реальности, в цепь источника включен делитель напряжения R1(1KOM) И R2(10MOM) ИЗ состава встроенной библиотеки ANALOG. OLB. Подадим с (VSIN) на вход КБ сигнал с частотой I кГц и амплитудой 0.48В. Сигнал на выходе ИМС изображен на рис.3.2 [72-82].
Для осуществления схемы КБ за основу была использована микросхема перемножителя сигналов AD633 [82-85] из состава встроенной библиотеки ANGL_DEV.OLB.
Микросхема AD633 представляет собой четырехквадрант-ный перемножитель сигналов, выполненный по технологии с лазерной подгонкой точности схемы. Погрешность перемножения этой микросхемы составляет 8 = ±0,5%, напряжение смещения составляет ЗОмВ, входной ток 2мкА, максимальное входное напряжение + 105, напряжение питания ±155, полоса пропускания при малом сигнале \МГц температурный режим -40С + 85С, коэффициент передачи кп =0.1.
Так как коэффициент передачи данной микросхемы составляет кп =0.1, то после схемы KB, необходимо поставить усилитель сигнала в 10 раз [86,87]. Такой усилитель выполняется на операционном усилителе (ОУ) LM 741 - (Ш) из состава встроенной библиотеки OPAMP.OLB. Данный элемент не имеет изменяемых параметров. U2 включается по схеме неинвертирующего усилителя с коэффициентом передачи по напряжению =10 (ки задается резисторами R4 и R5) [88-92]. Он обеспечивает ре зистивную развязку между входом U3 и выходом U1. Схема включения U2 приведена на рис.3.6.
Напряжение uBblXKB{t) представляющее собой алгебраическую сумму постоянной составляющей и гармонического колебания с удвоенной частотой. Составляющие имеют одинаковые амплитуды, что подтверждает точность выполнения математической операции возведения входного сигнала в квадрат.
Для того чтобы получить схему «возведения в куб», необходимо еще раз поставить микросхему AD633 - (U3), включенную в режиме «возведения в квадрат». В данном случае на первый вход U3 поступает модулирующий сигнал с (VSIN), а на другой сигнал с U2. Схема КБ представлена на рис.3.8.
Так как коэффициент передачи данной микросхемы составляет кп =0Л, то после U3 необходимо поставить усилитель сигнала 10 раз. Такой усилитель выполняется на ОУ LM 741 -(U4) из состава встроенной библиотеки OPAMP.OLB. U4 включается по схеме неинвертирующего усилителя с коэффициентом передачи по напряжению ки =10 (ки задается резисторами R9 и R10). Он обеспечивает резистивную развязку между выходом U3 и входом U5. Сигнал на выходе КБ имеет вид, изображенный на рис.3.9.
После КБ ставится AT [93-95]с коэффициентом передачи а = —. Он выполняется на ОУ LM 741 - (U5 и U6) из состава встроенной библиотеки OPAMP.OLB. U5 включается по схеме инвертирующего усилителя с коэффициентом передачи по напряжению ки =-0.16 (ки задается резисторами R13 и R14). Он обеспечивает резистивную развязку между выходом U4 и входом U6. Далее ставится U6, который включается по схеме инвертирующего усилителя с коэффициентом передачи по напряжению ка =-1 (ки задается резисторами R15 и R16). Он обеспечивает резистивную развязку между выходом U5 и входом U7. Схема включения U5 и U6 в Oread 9.1 приведена на рис.3.10. Сигнал на выходе AT имеет вид, изображенный на рис.3.11. Сигналы с выхода VSIN и U6 подаются на сумматор СЗ -(U7), выполненный на ОУ LM 741 из состава встроенной библиотеки OPAMP.OLB. Схема включения U7 в качестве инвертирующего сумматора, представлена на рис.3.12.
