Содержание к диссертации
Введение
1. Общие вопросы ослабления регулярных помех в цифровых синтезаторах частот с двухточечной угловой модуляцией 10
1.1. Обзор литературы по цифровым синтезаторам частот с угловой модуляцией 10
1.2. Обоснование использования дополнительного канала авторегулирования для автокомпенсации паразитной частотной модуляции синтезаторов с двухточечной угловой модуляцией 22
1.3. Расчет спектров сигналов с частотами, кратными частоте сравнения импульсно-фазового детектора, в цепи управления синтезаторов с двухточечной угловой модуляцией 28
1.4. Выводы. Постановка задач исследования 39
2. Анализ частотных характеристик автокомпенсаторов паразитной частотной модуляции 41
2.1. Анализ частотных характеристик автокомпенсаторов с регулировкой по возмущению 41
2.2. Анализ частотных характеристик автокомпенсаторов с регулировкой по возмущению с дополнительным каналом автокомпенсации медленных фазовых набегов управляемого фазовращателя 47
2.3. Анализ частотных характеристик автокомпенсаторов с регулировкой по возмущению с дополнительным каналом автокомпенсации фазовых набегов управляемого фазовращателя в широкой полосе частот
2.4. Устойчивость автокомпенсаторов паразитной частотной модуляции синтезаторов 74
2.5. Выводы з
3. Анализ переходных характеристик автокомпенсаторов паразитной частотной модуляции 78
3.1. Анализ переходных характеристик автокомпенсаторов с регулировкой по возмущению 78
3.2. Анализ переходных характеристик автокомпенсаторов с дополнительным каналом автокомпенсации медленных фазовых набегов управляемого фазовращателя 82
3.3. Анализ переходных характеристик автокомпенсаторов с дополнительным каналом автокомпенсации фазовых набегов управляемого фазовращателя в широкой полосе частот 87
3.4. Выводы 91
4. Экспериментальное исследование автокомпенсаторов паразитной частотной модуляции 93
4.1. Схемотехника узлов синтезаторов с автокомпенсаторами паразитной частотной модуляции 93
4.2. Методика проведения эксперимента и результаты экспериментального исследования процесса автокомпенсации паразитной частотной модуляции 111
4.3. Выводы 121
Заключение 122
Литература
- Обоснование использования дополнительного канала авторегулирования для автокомпенсации паразитной частотной модуляции синтезаторов с двухточечной угловой модуляцией
- Анализ частотных характеристик автокомпенсаторов с регулировкой по возмущению с дополнительным каналом автокомпенсации медленных фазовых набегов управляемого фазовращателя
- Анализ переходных характеристик автокомпенсаторов с дополнительным каналом автокомпенсации медленных фазовых набегов управляемого фазовращателя
- Методика проведения эксперимента и результаты экспериментального исследования процесса автокомпенсации паразитной частотной модуляции
Введение к работе
Актуальность темы. Важное место в развитии радиотехнических систем передачи информации, в частности систем подвижной радиосвязи, занимает разработка и совершенствование методов формирования радиосигналов с угловой модуляцией. В настоящее время в системах подвижной радиосвязи в качестве формирователя ЧМ-сигналов в передатчиках широко используется частотно-модулированный цифровой синтезатор частот (ЧМЦСЧ), построенный на основе однокольцевой системы импульсно-фазовой автоподстройки частоты (ИФАПЧ). Это позволяет значительно упростить аппаратуру, так как ЧМЦСЧ, по существу является маломощным ЧМ-передатчиком.
Эффективными методами частотной модуляции ЧМЦСЧ являются двухточечные методы ЧМ12 и ЧМ13. При методе ЧМ12 модулирующий сигнал подается одновременно на модулирующий вход управляемого генератора (УГ) и через интегратор (ИНТ) на модулирующий вход импульсно-фазового модулятора (ИФМ), включенного в опорный канал. При методе ЧМ13 модулирующий сигнал подается одновременно на модулирующий вход УГ и через ИНТ на модулирующий вход ИФМ, включенного в канал обратной связи между ДПКД и импульсно-фазовым детектором (ИФД). В этом случае при правильном расчете параметров цепей модуляции ЧМЦСЧ имеет равномерную амплитудно-частотную модуляционную характеристику (АЧМХ) во всей полосе частот модулирующего сигнала вне зависимости от полосы пропускания фильтра нижних частот (ФНЧ) в цепи управления синтезатора. Это позволяет применить ФНЧ с широкой полосой пропускания и тем самым добиться высокого быстродействия ЧМЦСЧ, т.е. малого времени перестройки рабочих частот, что особенно важно для систем радиосвязи с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ).
В то же время при расширении полосы пропускания ФНЧ в цепи управления синтезатора ухудшаются его спектральные характеристики, при этом одним из основных видов помех, определяющих спектральные характеристики синтезатора, являются регулярные помехи, проявляющиеся в виде паразитной частотной модуляции с частотами, кратными частоте сравнения ИФД системы ИФАПЧ (далее ПЧМ).
Разрешить это противоречие, т.е. получить ЧМ-сигнал на выходе ЧМЦСЧ с двухточечной угловой модуляцией с малым уровнем ПЧМ при одновременном высоком быстродействии синтезатора возможно, использовав компенсационный метод, который предполагает дополнить систему ИФАПЧ синтезатора устройством автокомпенсации ПЧМ выходного ЧМ-сигнала синтезатора до заданного уровня, которое в то же время не ухудшало бы динамических свойств системы ИФАПЧ.
В этом случае исследование частотных и временных характеристик автокомпенсаторов ПЧМ синтезаторов с двухточечной^гловдй модуляцией является актуальной научно-технической задачей.
РОС. НАЦИОНАЛЬНАЯ Ї БИБЛИОТЕКА I
Цель и задачи работы. Целью диссертационной работы является разработка цифровых синтезаторов частот с двухточечной угловой модуляцией, построенных на основе однокольцевой системы ИФАПЧ и дополненных устройством автокомпенсации ПЧМ, а также анализ частотно-временных характеристик различных вариантов структурных схем автокомпенсаторов.
Достижение указанной цели предполагает решение следующих задач:
Обоснование возможности использования автокомпенсационного метода для ослабления ПЧМ синтезатора.
Разработка вариантов структурных схем ЦСЧ с двухточечной угловой модуляцией и автокомпенсацией ПЧМ.
Составление эквивалентных схем различных вариантов построения схем автокомпенсаторов ПЧМ синтезаторов и получение их передаточных функций.
Теоретический анализ частотно-временных характеристик разработанных схемных решений.
Экспериментальная проверка результатов теоретического, исследования.
Методы исследования. Для решения поставленных задач использованы методы теории автоматического управления, методы теории устойчивости, методы математического анализа радиотехнических систем, в частности операторный метод Лапласа, а также методы экспериментального исследования.
Научная новизна. В диссертации получены следующие результаты, характеризующиеся научной новизной:
Обоснована возможность использования дополнительного канала авторегулирования для ослабления регулярных помех ЦСЧ с двухточечной угловой модуляцией.
Предложены структурные схемы ЧМЦСЧ, отличающиеся использованием в них автокомпенсаторов ПЧМ синтезаторов с регулировкой по возмущению, а также фазовых набегов управляемого фазовращателя (УФВ) каналом с регулировкой по отклонению.
Составлены эквивалентные схемы автокомпенсаторов ПЧМ синтезаторов и фазовых набегов УФВ и получены их передаточные функции.
Исследованы частотные компенсационные характеристики, отражающие степень компенсации ПЧМ синтезаторов и фазовых набегов УФВ.
Исследованы переходные характеристики автокомпенсаторов ПЧМ синтезаторов, отражающие динамические свойства системы автокомпенсации.
Проведено схемотехническое макетирование и экспериментально подтверждены результаты теоретических исследований.
Практическая ценность работы. Практическая ценность диссертационной работы состоит в том, что результаты теоретических исследований позволяют разработчикам, во-первых, производить расчет характеристик проектируемых автокомпенсаторов ПЧМ синтезаторов по полученным конкретным выражениям частотных и переходных характеристик, во-вторых, практически
использовать результаты расчета указанных характеристик для реализации заданных параметров различных вариантов схем ЧМЦСЧ с автокомпенсацией ПЧМ и фазовых набегов УФВ.
Реализация и внедрение результатов работы. Результаты диссертационной работы использованы в НИР Воронежского института МВД и внедрены в ОКР по проектированию и разработке синтезаторов для систем подвижной радиосвязи в «Воронежском НИИ связи». Кроме того, результаты работы внедрены в учебный процесс в Воронежском институте МВД России.
Апробация работы. Основные положения диссертационной работы докладывались и обсуждались на научно-практических конференциях Воронежского института МВД России, 1997-2003 г., Межвузовских научно-практических конференциях, 1997-2003, Межвузовской научно-практической конференции «Современные проблемы противодействия преступности», Воронежский институт МВД России, 2001, Всероссийских научно-практических конференциях «Современные проблемы борьбы с преступностью», Воронежский институт МВД России, 2002,2003.
Публикации. Основные результаты диссертационной работы опубликованы в 15 печатных работах, включающих главу монографии, восемь статей, четыре работы, опубликованные в материалах Всероссийских научно-практических конференций, описания двух свидетельств на полезную модель.
Структура работы. Диссертационная работа состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературы из 124 наименований и трех приложений, изложена на 153 страницах машинописного текста, в котором приведены 50 рисунков л 8 таблиц.
Обоснование использования дополнительного канала авторегулирования для автокомпенсации паразитной частотной модуляции синтезаторов с двухточечной угловой модуляцией
Как было указано выше, в настоящее время в радиотехнических системах передачи информации, в частности в системах подвижной радиосвязи в качестве высокостабильных диапазонных возбудителей передатчиков широко используются ЦСЧ, построенные на основе высокостабильного опорного кварцевого генератора (ОКГ) с делителем частоты с фиксированным коэффициентом деления (ДФКД) в опорном канале и системы ИФАПЧ с ДПКД в цепи обратной связи, при этом наибольшее распространение получили одно-кольцевые ЦСЧ [1-22].
В целях упрощения аппаратуры, уменьшения ее веса, габаритов и энергопотребления частотная модуляция в передатчиках систем подвижной радиосвязи осуществляется непосредственно в синтезаторе [21-39], при этом ЧМЦСЧ представляет собой устройство, преобразующее информационный модулирующий сигнал u ft) в мгновенную частоту передаваемого сигнала f(t).
В то же время при проектировании однокольцевых ЧМЦСЧ к ним предъявляются противоречивые требования по обеспечению одновременно заданных модуляционных, динамических и спектральных характеристик и разрешить эти противоречия в самом одноколь-цевом ЧМЦСЧ не представляется возможным [40-48]. Покажем это, сопоставив различные варианты построения ЧМЦСЧ с одноточечной и двухточечной модуляцией. Структурная схема ЧМЦСЧ, в котором используется метод модуляции ЧМ1, представлена на рис. 1.1, на которой ИМС - источник модулирующего сигнала.
В результате линеаризации характеристик функциональных узлов синтезатора [49-51], выделения установившегося стационарного состояния и перехода посредством преобразования Лапласа в пространство изображений [52], в [53] получена эквивалентная схема синтезатора, изображенного на рис. 1.1, отражающая зависимость операторного изображения приращения частоты выходного сигнала синтезатора AF(p) от операторного изображения модулирующего сигнала UM(p) в виде, изображенном на рис. 1.2.
На этом рисунке и далее приняты следующие обозначения: р -переменная преобразования Лапласа; iS , Syr - крутизны управления УГ соответственно по модулирующему и управляющему входам; N — коэффициент деления частоты ДПКД; Бд - крутизна ИФД; F(p) - передаточная функция ФНЧ.
Здесь в схему ДПКД внесен дополнительный множитель 2л/р, обусловленный необходимостью пересчета циклической частоты импульсной последовательности на выходе ДПКД в фазу этих импульсов.
В соответствии с этой схемой нормированная на Syr передаточная модуляционная функция (ПМФ) синтезатора при модуляции методом ЧМ1
Эквивалентная схема ЧМЦСЧ при модуляции методом ЧМ1, отражающая зависимость AF(p) от UM(P). Здесь Т = - постоянная времени системы ИФАПЧ. Определим АЧМХ синтезатора при использовании в цепи управления интегрирующего RC-фильтра, имеющего передаточную функцию F(p)Tzr. (1.2) 1 + рТн где Тн- постоянная времени фильтра. Заменяя в (1.1) р на/Q, получим комплексную частотную модуляционную характеристику (КЧМХ) такого синтезатора при использовании в цепи управления интегрирующего RC-фильтра с комплексной частотной характеристикой (КЧХ) F(jCl)= - .__ , (1.3) в виде wl(ja)= Ш 1±1Ш 1 , (1.4) l+jnT(l + jQTH) В этом случае АЧМХ синтезатора из (1.4) A, F =\W,j2izF)\= , \ J- (L5 4(l-(2%F)2TTHf + (2nFT)2 На рис. 1.3 представлены АЧМХ синтезатора, рассчитанные по (1.5) при заданной Т = 0.5-10 " с и значениях постоянной времени ФНЧ Тш= 3.19-10 3 с, ТН2= 1.6-10 3 с, Тнз= 63.69-10"3 с, которые соответствуют частотам среза ФНЧ FHci =250 Гц, FHC2 = 100 Гц, FHC3 50 Гц, причем значению FHCi соответствует сплошная, Fuci -точечная и FHa - пунктирная линии.
Из графиков АЧМХ видно, что ЧМЦСЧ при методе модуляции ЧМ1 является эквивалентным фильтром верхних частот (ФВЧ), причем для ослабления искажений низкочастотных составляющих модулирующего сигнала приходится сужать полосу пропускания ФНЧ, что ограничивает быстродействие синтезатора.
На рис. 1.4 представлена структурная схема ЧМЦСЧ, в котором используется метод модуляции ЧМ2, а на рис. 1.5 эквивалентная схема этого синтезатора, отражающая зависимость операторного изображения приращения частоты выходного сигнала синтезатора AF(p) от операторного изображения модулирующего сигнала U fp). На этом рисунке Ти - постоянная времени интегратора, SM - крутизна ИФМ.
Анализ частотных характеристик автокомпенсаторов с регулировкой по возмущению с дополнительным каналом автокомпенсации медленных фазовых набегов управляемого фазовращателя
Проведем расчет спектров сигналов на выходе ИФД, как на основе Л5-триггера, так и импульсного частотно-фазового детектора (ИЧФД) с тремя состояниями, который широко используется в настоящее время в радиостанциях систем подвижной УКВ радиосвязи [63-65].
Рассмотрим работу простейшего ИФД с пилообразной статической характеристикой, основанного на основе &-триггера. В режиме синхронизма системы ИФАПЧ на входы ИФД поступают периодические последовательности импульсов большой скважности, имеющие постоянный во времени фазовый сдвиг, определяемый коэффициентом деления ДПКД и задающим несущую частоту ЧМЦСЧ.
В начальном состоянии, до поступления сигналов ЄДФКД(Х) и едпкдО) на входы триггеров, элемент ИЛИ-НЕ формирует импульс установки -триггеров, который подается на входы S и своим передним положительным фронтом устанавливает на их выходах «Q инверсное» сигналы «лог 1». В этом состоянии триггеры находятся до тех пор, пока на один из входов «С» не поступит импульс «лог 1». После поступления импульса, состояние на «Q инверсное» изменится на «лог 0», которое сохранится до прихода импульса на вход «С» второго триггера. Ключи замыкаются при состоянии «лог 0» на выходе «Q инверсное» соответствующего триггера и размыкаются при состоянии «лог 1». В результате замыкания того или иного ключа на выходе ИЧФД будут формироваться импульсы тока различной полярности, этим объясняется название детектора: 1-ое состояние -ключ 1 замкнут, на выходе сигнал положительной полярности, 2-ое состояние - ключ 2 замкнут, на выходе сигнал отрицательной полярности, и третье состояние, когда оба ключа разомкнуты, на выходе состояние нуля. Случай, когда оба ключа замкнуты в реальных устройствах никогда не появляется, так как невозможно добиться точной синфазности сигналов еДПкд(0 и ЄдФКд(і) .
При использовании описанного ИЧФД в цифровом синтезаторе частот в режиме синхронизма на его входы С поступают периодические последовательности импульсов большой скважности, имеющие постоянный во времени фазовый сдвиг, определяемый коэффициентом деления ДПКД. В этом случае импульс, поступающий с ДФКД согласно описанной работе детектора, открывает Кл1, с ГТ1 течет ток в течение 10 мкс, до поступления импульса с ДПКД, который изменит состояние триггеров Т2, ТІ и закроет Кл 1. Таким образом видно, что на выходе ИЧФД будут присутствовать периодические импульсы тока, которые с помощью делителя с определенным сопротивлением R преобразуются в импульсы напряжения с постоянной длительностью, аналогичные импульсам на выходе детектора с использованием / -триггера, т.е. функцию на выходе ИЧФД в этом случае можно разложить в ряд Фурье и представить в виде математической модели (1.14), а частотный спектр в виде (1.15). Временной вид и частотный спектр этого сигнала выглядят так же, как для ИФД на / -триггере и показаны на рис. 1.17.
Таким образом, уровень ПЧМ на выходе ЧМЦСЧ определяется импульсами напряжения на выходе ИФД (регулярными помехами) и наибольшее влияние оказывает первая гармоника частотного спектра сигнала, соответствующая частоте сравнения ИФД.
Для уменьшения уровня ПЧМ в ЧМЦСЧ обычно используется ФНЧ на выходе ИФД. Как было показано выше, использование ФНЧ ограничено влиянием его полосы пропускания на быстродействие синтезатора, иначе говоря, ФНЧ определяет динамические свойства синтезатора. Свойства любого фильтра достаточно полно описываются его передаточной функцией, связывающей операторные значения преобразованных по Лапласу входных и выходных напряжений. Рассмотрим, как зависит уровень регулярных помех от типа ФНЧ на выходе ИФД и от постоянной времени фильтра.
Анализ переходных характеристик автокомпенсаторов с дополнительным каналом автокомпенсации медленных фазовых набегов управляемого фазовращателя
В предыдущем параграфе была предложена и исследована схема ЧМЦСЧ с автокомпенсацией ПЧМ с использованием принципа компенсации возмущений, описанного в [61]. В то же время эта схема не отслеживает паразитные фазовые приращения в УФВ возникающие из-за действия дестабилизирующих факторов на элементы УФВ. В основном это медленные набеги, возникающие под воздействием внешних факторов, например таких как изменение температуры, влажности окружающей среды, старения элементов, пульсаций напряжения источника питания и т.д. Фазовые приращения в УФВ приводят к дополнительной паразитной фазовой модуляции (ПФМ) выходного сигнала синтезатора.
Для уменьшения уровня ПФМ воспользуемся способом компенсации возмущений с регулировкой по отклонению, описанным в [53]. Канал обратной связи по паразитному фазовому отклонению обеспечивается подключением дополнительной компенсирующей цепи к выходу УФВ, при этом напряжение на выходе компенсирующей цепи пропорционально отклонению фазы выходного сигнала автокомпенсатора и для эффективного подавления ПФМ входного сигнала не требуется точного подбора характеристик составляющих звеньев. Подобная схема использована, например, в [74] для автоматической подстройки фазового набега в усилителях. Достоинством устройств с отрицательной обратной связью является то, что они уменьшают отклонения регулируемой величины независимо от того, какими факторами они вызваны, мало чувствительны к изменениям параметров самого устройства компенсации помех. Однако следует отметить, что использование регулировки по отклонению для подавления ПФМ, сопровождающей полезный входной сигнал, предполагает наличие статической ошибки, устранение которой приводит к усложнению схемы, возможности самовозбуждения. Кроме того, схема с регулировкой по отклонению обладает некоторой инерционностью, так как подавление ПФМ происходит только после прохождения сигнала на выход автокомпенсатора. Все это необходимо учитывать при разработке практических схем автокомпенсаторов с компенсацией ПФМ каналом с регулировкой по отклонению.
Дополним структурную схему ЧМЦСЧ с автокомпенсацией с регулировкой по возмущению ПЧМ (рис. 2.1) дополнительным каналом с регулировкой по отклонению для компенсации ПФМ синтезатора [75-77].
На рис.2.5 представлена структурная схема ЧМЦСЧ с автоматической компенсацией ПЧМ с частотами, кратными частоте сравнения ИФД, а также ПФМ, являющейся следствием медленных фазовых набегов УФВ.
Как видно, в этой схеме в цепи регулировки по возмущению использованы ИНВ, ИНТ2, ФВЧ, а также УПТ1. Дополнительно введенная для автокомпенсации фазовых набегов цепь регулировки по отклонению состоит из фазового детектора (ФД), фильтра нижних частот (ФНЧ2), усилителя постоянного тока (УПТ2), и сумматора (С).
На выходе ФД образуется разностное напряжение, которое в полосе пропускания узкополосного ФНЧ2 пропорционально значению паразитного фазового приращения УФВ. Это напряжение через ФНЧ2 проходит на вход УПТ2, где усиливается до величины, достаточной для эффективной компенсации медленных фазовых приращений, возникших в УФВ и управляет ими в противофазе. В результате на выходе устройства за счет действия канала с регулировкой по отклонению будет уменьшаться уровень медленных фазовых приращений УФВ, возникающих из-за воздействия дестабилизирующих факторов, при одновременном уменьшении уровня ПЧМ за счет действия канала с регулировкой по возмущению. or
Структурная схема ЧМЦСЧ с автокомпенсацией ПЧМ каналом с регулировкой по возмущению и дополнительным каналом автокомпенсации ПФМ с регулировкой по отклонению Составим эквивалентную схему автокомпенсатора ПЧМ с регулировкой по возмущению с учетом цепи автоматической компенсацией фазовых набегов УФВ. Эквивалентная схема такого автокомпенсатора представлена на рис.2.6.
На эквивалентной схеме использованы следующие новые обозначения: 5фд - крутизна управления ФД, к], к2- соответственно коэффициенты усиления УПТ1 и УПТ2, FB(p) — передаточная функция ФВЧ.
Преобразуем эквивалентную схему, показанную на рис. 2.6 с помощью метода преобразования эквивалентных схем (Рис. 2.7).
В предыдущем параграфе было показано, что отношение приращения частоты на выходе AFnip) к приращению входного напряжения AUn(p) будет являться передаточной компенсационной функцией автокомпенсатора, которая определяется выражением (2.1).
Методика проведения эксперимента и результаты экспериментального исследования процесса автокомпенсации паразитной частотной модуляции
При проектировании ЧМЦСЧ, применяемых в качестве многоканальных возбудителей с частотной модуляцией, к ним предъявляются противоречивые требования такие, как быстрота перестройки с одной частоты на другую, чистота спектра выходного сигнала, минимальные искажения модулирующего сигнала. Эти характеристики определяют не только эффективность работы синтезатора частот, но и оказывают непосредственное влияние на такие показатели качества радиосистемы в целом, как помехоустойчивость, надежность, быстродействие, электромагнитная совместимость [43,41].
Проведенные исследования позволяют разработать такой ЧМЦСЧ, в котором существует возможность одновременно достигнуть неискаженного прохождения информационного сигнала за счет использования двухточечного метода модуляции ЧМ12 (либо ЧМ13), а также повысить быстродействие синтезатора частот путем увеличения полосы пропускания ФНЧ в канале управления при обеспечении подавления помех выходного сигнала, вызванных ПЧМ, дополнительным каналом с регулировкой по возмущению. Результаты исследования позволяют использовать при проектировании ЧМЦСЧ аналитические методы для определения модуляционных, спектральных и динамических характеристик, при этом удается реализовать практически предельные возможности однокольцевых ИФАГГЧ синтезаторов по динамическим и фильтрующим показателям при заданном качестве частотной модуляции.
На первом этапе проектирования синтезатора частот формируются тактико-технические требования к нему. На следующем этапе формируются его взаимосвязи с другими функциональными блоками радиопередающего устройства. В качестве исходных данных при проектировании ЧМЦСЧ для радиосистем подвижной связи и охранно-пожарной сигнализации обычно задают: диапазон выходных частот/,... ; шаг перестройки частоты ; время установления рабочей частоты tycm; уровень подавления помехи с частотой сравнения Р; диапазон модулирующих частот FH...Fe; уровень частотных и нелинейных искажений; девиация выходной частоты А/ при заданной модулирующей частоте; вид модулирующего сигнала [4, 6]. Кроме того, важно обеспечить малые габаритные размеры ЧМ синтезатора, выполнение отдельных конструктивных и экономических требований, технологичность, простоту настройки, эксплуатации и т.п. ЧМЦСЧ должны иметь минимальную массу, быть вибро-, ударо-, влаго-, пыле- , теплостойкими. Рекомендации по проектированию синтезаторов частот с заданными спектральными и динамическими характеристиками приведены в работах [10,103].
Проектирование частотно-модулированных синтезаторов частот начинается с определения частоты сравнения fcp, зависящей от заданного шага сетки выходных частот и особенности построения ДФКД, ДПКД и вида управления коэффициентом деления N ДПКД (кода выходной частоты). Обычно частота сравнения выбирается равной шагу сетки частот, в этом случае ДПКД строится с управлением через единицу. На частотах свыше 50 МГц это требует дополнительных аппаратурных затрат, а на частотах свыше 200 МГц эти затраты существенно возрастают. Для упрощения схемных решений приме няют предварительные высокочастотные делители с постоянным коэффициентом деления. Опыт разработки синтезаторов частот показывает, что при частоте сравнения менее 5...10 кГц возрастают габаритные размеры конденсаторов фильтра, увеличиваются помехи в общих цепях питания ЦСЧ [4].
Рассмотрим и проанализируем вопросы инженерного расчета ЧМЦСЧ. Основными задачами на этом этапе являются: 1) обеспечение расчетных характеристик ЧМЦСЧ, полученных во второй и третьей главах; 2) разработка принципиальной электрической схемы с использованием современной элементной базы; 3) разработка и создание простой и экономичной малогабаритной конструкции, ориентированной на современную технологию. Особое внимание здесь следует уделить расчету параметров ГУН, исходя из требований обеспечения перестройки частоты в заданном диапазоне выходных частот синтезатора, т.е. средней крутизны характеристики управления ГУН Sy [МГц/В] со стороны управляющего входа, и равномерной АЧМХ, т.е. крутизны перестройки SM [кГц/В] со стороны модуляционного входа. Необходимо учитывать изменение крутизны характеристики управления ГУН, так как в широкополосных синтезаторах частот этот параметр может изменяться в несколько раз [104]. В [105] предложен широкополосный ЦСЧ с малым шагом, в составе которого используется ГУН, к выходу которого присоединен делитель частоты с пересчетным устройством, на выходе которого выделяются синфазные и квадратурные сигналы. Выделение сигналов производится с использованием D-триггеров. Сигналы с выходов D-триггеров поступают на входы модулятора, на который подается также сигнал с выхода генератора
