Содержание к диссертации
Введение
1. Построение схем синтезаторов с частотно-модулированным управляемым генератором с компенсацией частотных искажений и помех 12
1.1. Амплитудно-частотные модуляционные характеристики синтезатора с частотной модуляцией управляемого генератора
1.2. Структурные схемы синтезаторов с компенсацией частотных искажений с регулировкой по возмущению и автокомпенсацией частотных искажений и помех с регулировкой по отклонению 21
1.3. Выводы. Постановка задач исследования 33
2. Эквивалентные операторные схемы и переда точные функции синтезаторов с компенсацией частотных искажений и помех 39
2.1. Передаточные модуляционные функции, отражающие ре акцию синтезаторов на воздействие модулирующего сигнала на управляемый генератор 39
2.2. Передаточные функции, отражающие реакцию синтезаторов на паразитные приращения фазы сигнала в опорном канале 63
2.3. Определение условий устойчивости синтезаторов с компенсацией частотных искажений и помех 71
2.4. Выводы 79
3. Анализ амплитудно-частотных характеристик . 81
3.1. Амплитудно-частотные модуляционные характеристики синтезаторов с компенсацией частотных искажений 81
3.2. Амплитудно-частотные характеристики, отражающие компенсацию паразитных приращений фазы сигнала в опорном канале 97
3.3. Выводы 107
4. Макетирование узлов синтезаторов и экспе риментальное исследование амплитудно-частотных характеристик . 108
4.1. Особенности построения узлов синтезаторов на современной элементной базе 108
4.2. Экспериментальное исследование амплитудно-частотных характеристик 117
4.3. Выводы 129
Заключение 132
Список литературы 134
- Структурные схемы синтезаторов с компенсацией частотных искажений с регулировкой по возмущению и автокомпенсацией частотных искажений и помех с регулировкой по отклонению
- Передаточные функции, отражающие реакцию синтезаторов на паразитные приращения фазы сигнала в опорном канале
- Амплитудно-частотные характеристики, отражающие компенсацию паразитных приращений фазы сигнала в опорном канале
- Экспериментальное исследование амплитудно-частотных характеристик
Введение к работе
Актуальность темы. В настоящее время в радиотехнических системах передачи как аналоговой, так и цифровой информации, в том числе в системах радиосвязи ОВЧ и УВЧ диапазонов в качестве диапазонных частотно-модулированных возбудителей широко используются цифровые синтезаторы частот (ЦСЧ) с частотно-модулированным управляемым генератором, которые в литературе часто называются частотно-модулированными цифровыми синтезаторами частот (ЧМЦСЧ). Такие ЧМ-синтезаторы строятся на основе системы импульсно-фазовой автоподстройки частоты (ИФАПЧ) и имеют цифровую часть, включающую в себя делители частоты с фиксированным и переменным коэффициентами деления (ДФКД) и (ДПКД), а также импульсно-фазовый детектор (ИФД), в качестве которых в настоящее время используется частотно-фазовый детектор (ЧФД), причем все эти узлы выполнены в виде микросхемы ЦСЧ, имеющей входы со стороны опорного кварцевого генератора (ОКГ) и управляемого генератора (УГ), а также выход ИФД. В то же время необходимо отметить, что, во-первых, в современных микросхемах ЦСЧ имеются выводы ДФКД и ДПКД, во-вторых, минимальные коэффициенты деления частоты этих делителей соответственно равны RMIN=15 NMIN=1, следовательно, такие микросхемы можно отдельно использовать в качестве ДФКД и ДПКД. Остальные узлы такого ЧМЦСЧ являются аналоговыми, в том числе ОКГ, УГ и ФНЧ в цепи управления. В любом ЦСЧ необходимо обеспечить высокое быстродействие, т.е. малое время перестройки рабочих частот, а также малый уровень паразитной угловой модуляции. Эти требования предъявляются также и к ЧМЦСЧ. Однако к ним предъявляются также требования получения равномерной амплитудно-частотной модуляционной характеристики (АЧМХ) в диапазоне частот модулирующего сигнала, под которой понимается зависимость девиации частоты выходного ЧМ-сигнала от частоты модулирующего сигнала при постоянной его амплитуде. Равномерность АЧМХ свидетельствует об отсутствии частотных искажений полезного ЧМ-сигнала и реализовать эту равномерность особенно трудно при модуляции УГ цифровым сигналом, имеющим спектр модулирующих частот, как правило, FH...FB=10... 104 Гц.
В этом случае для выравнивания АЧМХ в области нижних модулирующих частот, т.е. для ослабления частотных искажений, предлагается использовать компенсационный метод модуляции с регулировкой по возмущению, заключающийся в том, что модулирующим сигналом косвенным методом модулируется также опорный сигнал с помощью импульсно-фазового модулятора (ФМ), включенного в опорный канал.
В то же время наличие регулируемого по фазе устройства (ФМ) в опорном канале делает его неавтономным, что может привести к паразитной угловой модуляции (ПУМ) УГ, проявляющейся вследствие воздействия помехи на опорный сигнал, приводящей к паразитным фазовым приращениям в сигнале на выходе ФМ. Такие помеховые сигналы могут возникнуть из-за пульсаций питающих напряжений, наличия паразитных связей между каскадами, наводок со стороны соседних радиостанций.
Кроме того, на опорный сигнал может действовать аддитивная помеха в виде фазового флуктуационного шума, который также вызовет ПУМ (ПФМ и ПЧМ) выходного сигнала ЧМ - синтезатора.
Исследования показывают, что для ослабления возникшей по этим причинам ПУМ выходного сигнала ЧМ - синтезатора эффективно использование компенсационного метода с регулиров кой по отклонению, с помощью которого имеется возможность не только ослабить ПУМ выходного сигнала, но также дополнительно скорректировать АЧМХ синтезатора.
Цель и задачи работы. Целью диссертационной работы является сравнительный анализ методов компенсации частотных искажений и помех с регулировкой по возмущению и отклонению, а также исследованиХвопроса их совместного использования.
Для достижения указанной цели в работе решались следующие задачи:
1. Анализ частотных искажений в синтезаторе с частотно-модулированным УГ.
2. Описание структурных схем ЧМ-синтезаторов с компенсацией частотных искажений и помех, в том числе разработка структурной схемы с компенсацией искажений и помех с комбинированной регулировкой.
3. Составление эквивалентных операторных схем рассмотренных вариантов построения ЧМЦСЧ и получение передаточных модуляционных функций, отражающих реакцию синтезаторов на воздействие модулирующего сигнала на УГ, а также передаточных функций, отражающих реакцию синтезаторов на паразитное приращения фазы сигнала в опорном канале с выхода ФМ.
4. Получение условий устойчивости исследуемых схем для указанных режимов работы.
5. Анализ АЧМХ синтезаторов с компенсацией частотных искажений, а также АЧХ, определяющих компенсацию помех.
6. Экспериментальное исследование АЧМХ и АЧХ синтезаторов.
Методы исследования. Для решения поставленных задач использовались методы математического анализа линейных радиотехнических цепей, в частности, операторный метод Лапласа, а также методы теории автоматического регулирования, теории устойчивости, схемотехнического макетирования и экспериментального исследования.
Научная новизна. В диссертационной работе получены следующие результаты, характеризующиеся научной новизной и выносимые на защиту:
1. Предложены варианты структурных схем синтезаторов с частотно-модулированными УГ, в которых предусмотрено ослабление частотных искажений методом их компенсации с комбинированной регулировкой по возмущению и отклонению, а также ослабление помех методом их компенсации с регулировкой по отклонению.
2. Получены передаточные модуляционные функции (ПМФ) рассмотренных схем синтезаторов, а также передаточные функции (ПФ), отражающие реакцию системы ИФАПЧ на паразитные приращения фазы сигнала с выхода ФМ.
3. Проведен анализ компенсации частотных искажений в синтезаторах по полученным АЧМХ, а также анализ компенсации помех по полученным АЧХ в зависимости от параметров узлов синтезаторов.
4. Осуществлено макетирование синтезаторов и экспериментально получены АЧМХ и АЧХ, совпадающие в пределах инженерной погрешности с теоретическими характеристиками..
Практическая ценность работы. Практическая ценность работы заключается в том, что разработчики радиоаппаратуры, во-первых, получили новые схемотехнические решения улучшения таких характеристик ЧМЦСЧ, как АЧМХ, быстродействие, а также уровень ПУМ, во-вторых, они получили в явном виде расчетные выражения для АЧМХ и АЧХ, которые могут быть с успехом использованы при проектировании.
Реализация и внедрение результатов работы. Результаты диссертационной работы использованы в НИР Воронежского института МВД России и внедрены в ОКР предпритий по проектированию синтезаторов. Кроме того, результаты работы внедрены в учебный процесс Воронежского института МВД России на кафедре телекоммуникационных систем в курсе «Устройства генерирования и формирования сигналов».
Апробация работы. Основные положения диссертационной работы докладывались и обсуждались на следующих научных конференциях:
1. Всероссийской научно-практической конференции «Охрана, безопасность и связь», г. Воронеж, 2007 г.
2. Международной научно-практической конференции «Обеспечение общественной безопасности в Центральном федеральном округе Российской Федерации», г. Воронеж, 2008 г.
3. Всероссийской научно-практической конференции «Актуальные вопросы эксплуатации систем охраны и защищенных телекоммуникационных систем», г. Воронеж, 2008 г.
На научных семинарах кафедры телекоммуникационных систем Воронежского института МВД России, 2007, 2008, 2009 г.г.
Публикации. Основные результаты диссертационной работы опубликованы в восьми печатных работах, в том числе в четырех статьях, трех материалах международных и всероссийских научных конференций, а также в патенте РФ на полезную модель.
В работах, выполненных в соавторстве, автором лично выполнено: в работе [1] предложен вариант структурной схемы частотно-модулированных цифровых синтезаторов частот с компенсацией и автокомпенсацией частотных искажений и помех; в работе [2] получены передаточные модуляционные функции, отражающие реакцию синтезаторов на воздействие модулирующего сигнала на УГ и выполнен расчет амплитудно-частотных модуляционных характеристик частотно-модулированных цифровых синтезаторов частот с компенсацией частотных искажений; в работе [3] предложена методика экспериментального исследования цифровых синтезаторов частот с угловой модуляцией; в работе [4] выполнены расчеты и получены оценки реакции частотно-модулированных цифровых синтезаторов частот с компенсацией и автокомпенсацией частотных искажений на паразитные приращения фазы сигнала в опорном канале; в работе [5] предложен подход к ослаблению частотных искажений и помех в синтезаторах частот с угловой модуляцией; в работе [6] получены расчетные соотношения, на основе которых выполнен анализ частотных искажений в динамическом режиме угловой модуляции цифровых синтезаторов частот; в работе [8] предложена схема синтезатора с компенсацией частотных искажений с регулировкой по возмущению при дополнительной косвенной частотной модуляции опорного сигнала с использованием импульсно-фазового модулятора.
Структура работы. Диссертационная работа состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературы из 92 наименований и приложения. Она изложена на 143 страницах машинописного текста, в котором приведены 61 рисунок и 5 таблиц.
Краткое содержание работы. Во введении обосновывается актуальность темы, ставится основная цель работы и перечисляются задачи, решаемые для достижения поставленной цели.
Приводятся методы исследования, указываются новые научные результаты, полученные в ходе исследования, а также приводятся данные о практической реализации результатов работы.
Представляются сведения об апробации работы на научных конференциях и семинарах, а также сведения о научных публикациях по теме глав диссертации.
Дается краткое содержание глав диссертации.
В первой главе рассматриваются вопросы построения структурных схем синтезаторов с частотно-модулированным УГ, в которых предусмотрена компенсация частотных искажений и помех.
Для синтезатора с частотно-модулированным УГ определена ПМФ и АЧМХ при разных параметрах ФНЧ в цепи управления. На основании рассмотрения этих АЧМХ делается вывод о том, что в синтезаторе такого типа невозможно получить равномерную АЧМХ в диапазоне нижних модулирующих частот даже при весьма узкополосном ФНЧ, при котором резко снижается быстродействие синтезатора.
Для получения равномерной АЧМХ, т.е. для ослабления частотных искажений в области нижних модулирующих частот предлагается и описывается схема синтезатора с частотно-модулированным УГ и компенсацией частотных искажений с регулировкой по возмущению при дополнительной косвенной частотной модуляции опорного сигнала с использованием импульсно-фазового модулятора (ФМ).
В такой схеме возможно получение равномерной АЧМХ во всей полосе модулирующих частот при широкой полосе пропускания ФНЧ в цепи управления, т.е. при обеспечении высокого быстродействия синтезатора.
В то же время введение в опорный канал регулируемого по фазе элемента приводит к тому, что опорный канал становится неавтономным, и в опорном сигнале, в частности на выходе ФМ имеются паразитные изменения фазы, что приводит к появлению ПУМ в выходном сигнале синтезатора. В связи с этим предлагается схема синтезатора с компенсацией помех с регулировкой по отклонению за счет введения отрицательной обратной связи по помехам.
Совместное использование цепей компенсации частотных искажений с регулировкой по возмущению и помех с регулировкой по отклонению приводит к схеме ЧМ-синтезатора с компенсацией частотных искажений и помех с комбинированной регулировкой.
В конце главы делаются выводы и ставятся задачи дальнейшего исследования.
Во второй главе находятся ПМФ, отражающие реакцию рассматриваемых ЧМ-синтезаторов с компенсацией частотных искажений и помех на воздействие модулирующего сигнала, а также находятся ПФ, отражающие реакцию ЧМ-синтезаторов на паразитные приращения фазы выходного сигнала ФМ в опорном канале.
Кроме того, в главе определены условия устойчивости синтезаторов и показано, что режим частотной модуляции и компенсации частотных искажений и помех устойчивы по Гурвицу.
В третьей главе на основании результатов, полученных во второй главе, проводится теоретический анализ АЧМХ и АЧХ ЧМ-синтезаторов с компенсацией частотных искажений и помех.
Для каждой из перечисленных выше структур определяются АЧМХ и АЧХ, рассчитываются эти характеристики при различных параметрах схем и анализируются возможности этих схем как с точки зрения степени ослабления частотных искажений и помех, так и сточки зрения простоты схемотехнических решений.
В четвертой главе приводятся результаты экспериментального исследования амплитудно-частотных характеристик.
В заключении изложены основные результаты диссертационной работы.
Структурные схемы синтезаторов с компенсацией частотных искажений с регулировкой по возмущению и автокомпенсацией частотных искажений и помех с регулировкой по отклонению
Ослабить частотные искажения в области нижних модулирующих частот возможно с использованием компенсации частотных искажений по возмущению [57, 58, 59, 78]. В этом случае модулирующее воздействие необходимо подать не только на модулирующий вход УГ, но также через интегратор (И) на модулирующий вход ФМ, включенного в опорный канал. При модуляции по этому методу с помощью ФМ импульсы на опорном входе ИФД должны быть промодулированы по фазе так же, как импульсы после ДПКД. Тогда на выходе ИФД будет скомпенсирован импульсный сигнал ошибки от модуляции и, следовательно, будет отсутствовать реакция кольца ИФАПЧ на моду 22 лирующее возмущение. При этом имеется принципиальная возможность пропустить в ЦСЧ модулирующий сигнал в широкой полосе частот без искажений с сохранением высокого быстродействия. Структурная схема такого синтезатора изображена на рис. 1.5.
При использовании данного компенсационного метода модуляции при идеальном интеграторе и соответствующем подборе параметров синтезатора можно получить АЧМХ, равномерную во всей области частот модулирующего сигнала, что свидетельствует о возможности неискаженной модуляции.
Особенностью схемы, изображенной на рис. 1.5, с компенсацией частотных искажений с регулировкой по возмущению, в которой кроме частот модуляции УГ модулируется также косвенным методом опорный сигнал с помощью ФМ, включенного в опорный канал, является то, что фазовая модуляция импульсного выходного сигнала ФМ осуществляется на частоте сравнения fcp(t). В то же время интегральные микросхемы имеют объединенные в один блок ДФКД, ИФД и ДПКД, что, казалось бы, затрудняет включение ФМ после ДФКД.
Однако, как было отмечено выше, современные интегральные микросхемы ЦСЧ, во-первых имеют вывод ДФКД, что позволяет использовать их отдельно в качестве ДФКД, во-вторых минимальный коэффициент деления ДФКД RMIN=1- Следовательно, структурную схему (рис. 1.5) можно трактовать таким образом, что в ней ДФКД представляет собой микросхему ЦСЧ, используемую в качестве самостоятельного ДФКД, а коэффициент деления ДФКД, входящего в микросхему ЦСЧ, имеет коэффициент деления RMIN=1- В СВЯЗИ С ЭТИМ конструктивно выполнить схему (рис. 1.5) не представляет сложности. Рис. 1.5. Структурная схема ЧМЦСЧ с компенсатором частотных искажений с регулировкой по возмущению при включении ФМ между ДФКД и ИФД Вопрос состоит в том, что модуляцию ФМ в опорном канале желательно выполнять при более высокой частоте входного сигнала ФМ, так как на низкой частоте сравнения fCp модулирующий сигнал может оказаться для осуществления компенсации частотных искажений стол малым, что он будет соизмерим с помехой, действующей на ФМ, при этом качество модуляции ухудшится, так как уменьшится отношение сигнал/помеха.
При компенсационном методе ослабления частотных искажений с регулировкой по возмущению, когда ФМ включается после ОКГ, структурная схема ЧМЦСЧ с учетом изменений в опорном канале примет вид, изображенный на рис. 1.6. Ограничением на использование схем ЧМЦСЧ с таким включением ФМ является то, что часто трудно реализовать линейный режим работы ФМ. Приведем пример. Принятая в связной радиоаппаратуре девиация несущего колебания обычно составляет Лі б-ІО3 Гц. Тогда, если, например, на выходе ЧМЦСЧ ОВЧ-диапазона частота ісч=250 МГц и диапазон модулирующих частот телефонного канала составляет F=300- -3400 Гц, то девиация частоты на опорной частоте fon=10 МГц будет в 25 раз меньше (250-106/1-107=25) и составит Af =5-103 Гц/25=200 Гц. Наибольший индекс модуляции на самой низкой частоте модуляции (FH=300 Гц) тф=Ді7 FnH=200 Гц/300=0,66 рад, т.е., если включить ФМ на выходе опорного кварцевого генератора 10 МГц, то он должен обеспечить максимальный индекс модуляции тф=0,66 рад, что выполнимо для известных ФМ.
Однако, использование цифрового сигнала в качестве модулирующего смещает нижнюю модулирующую частоту до 10 Гц. Все это приводит к тому, что если на выходе синтезатора частота fC4-250 МГц и диапазон модулирующих частот составляет F=10-M0000 Гц, т.е. полоса частот цифрового сигнала, то при Рис. 1.6. Структурная схема ЧМЦСЧ с компенсатором частотных искажений с регулировкой по возмущению при включении ФМ после ОКГ девиации частоты на опорной частоте fOn=10 МГц Af=200 Гц, наибольший индекс модуляции на самой низкой модулирующей частоте FH—10 Гц составит тф=Дг7 FH„=200/10=20 рад. Обеспечить такой индекс модуляции известными схемами ФМ не представляется возможным.
В этом случае описанную выше схему следует дополнить введением в опорный канал между ОКГ и ФМ ДЧ с коэффициентом деления R.2, при этом коэффициент деления ДФКД уменьшится и станет равным Rb таким, что Ri R2=R=fon(t)/fcp(t), причем Rj и R2 целые числа. В этом случае на выходе ФМ формируется модулированный опорный сигнал с индексом модуляции ШфО в R2 раз меньшим, чем, если бы ФМ был включен сразу после ОКГ.
При таком компенсационном методе модуляции структурная схема ЧМЦСЧ с ДЧ в опорном канале примет вид, изображенный на рис. 1.7. При компенсационном методе модуляции с регулировкой по возмущению, когда ФМ вводится в опорный канал либо между ДФКД и ИФД, либо после ОКГ или ДЧ, имеет место ПУМ несущего колебания ЧМЦСЧ, что вызвано действием на ФМ дестабилизирующих факторов, указанных выше.
Необходимость одновременной компенсации искажений выходного сигнала при использовании однокольцевых ЧМЦСЧ, а также помех в виде ПУМ, являющейся следствием дестабилизирующих факторов, действующих на ФМ, привела к разработке схем с автоматической компенсацией частотных искажений по отклонению, в которых одновременно автоматически ослабляется ПУМ путем автоматической компенсации фазовых возмущений в опорном канале синтезатора. Рис. 1.7. Структурная схема ЧМЦСЧ с компенсатором частотных искажений с регулировкой по возмущению при включении ДЧ между ОКГ и ФМ Известны схемы, использующие для этих целей дополнительный контур авторегулирования. Особенностью данных схем является необходимость помимо ФМ введение дополнительного ИФД и фильтра. В то же время, как показали исследования, автоматическая компенсация частотных искажений и помех ЧМЦСЧ может осуществляться при использовании в качестве ИФД автокомпенсатора ИФД системы ИФАПЧ, а в качестве фильтра канала управления автокомпенсатора ФНЧ канала управления ЧМЦСЧ.
На основе исследований в [73] была описана система ФАПЧ с дополнительным ФМ в опорном канале, при этом показано, что увеличение постоянной времени системы ФАПЧ, вызванное наличием дополнительного ФМ, приводит к сужению шумовой полосы системы без уменьшения полосы захвата.
Основываясь на этом принципе, была разработана структурная схема однокольцевого ЧМЦСЧ с частотно-модулированным УГ и автоматической компенсацией частотных искажений и помех с регулировкой по отклонению в опорном канале. Структурная схема такого синтезатора изображена на рис. 1.8.
Передаточные функции, отражающие реакцию синтезаторов на паразитные приращения фазы сигнала в опорном канале
Введение второй точки модуляции с помощью ФМ в опорном канале помимо преимуществ, описанных выше, приводит к увеличению кратковременной нестабильности частоты несущего колебания ЧМЦСЧ, что вызвано действием на ФМ дестабилизирующих факторов, указанных выше. В результате паразитные приращения фазы импульсов на выходе ФМ приводят к появлению ПУМ сигнала на выходе синтезатора.
Исследование реакции ЧМЦСЧ на паразитные уходы фазы ФМ произведем для ЧМЦСЧ с двухточечной модуляцией ЧМ12 по схемам на рис. 1.7 и рис. 1.6, а также ЧМЦСЧ с двухточечной модуляцией ЧМ12 и автоматическим компенсатором с регулировкой по отклонению в опорном каналепо схемам на рис. 1.13 и рис. 1.12.
Для исследования реакции ЧМЦСЧ с двухточечной модуляцией методом ЧМ12, структурная схема которого изображена на рис. 1.7, на паразитные уходы фазы ФМ линеаризуем характеристики функциональных узлов синтезатора, выделим установившееся стационарное немодулированное состояние и перейдем посредством преобразования Лапласа в пространство изображений.
Для оценки влияния паразитных уходов фазы опорного сигнала синтезатора, изображенного на рис. 1.6, на выходной сигнал ЧМЦСЧ линеаризуем характеристики функциональных узлов синтезатора, выделим установившееся стационарное смодулированное состояние и посредством преобразования Лапласа перейдем в пространство изображений. В результате для схемы ЧМЦСЧ с двухточечной модуляцией ЧМ12, структурная схема которого изображена на рис. 1.6, получим эквивалентную схему для паразитных приращений фазы сигнала ФМ, изображенную на рис.2.14.
Из сравнения выражений (2.28) с (2.30), а также (2.32) с (2.34) следует, что одинаковые по величине паразитные уходы фазы сигнала с выхода ФМ приводят к разному уровню ПЧМ выходного сигнала синтезатора, в частотности паразитные уходы фазы ФМ в синтезаторе по схеме рис. 1.13 приводят к уровню ПЧМ синтезатора в R2 раза больше, чем паразитные уходы фазы ФМ в синтезаторе по схеме рис. 1.12. С этой точки зрения выгодно ФМ включать после ОКГ, однако при этом могут появиться нелинейные искажения полезного ЧМ-сигнала.
Характеристическое уравнение описывает систему второго порядка, которая будет устойчива в случае положительности всех ее коэффициентов, т.е. с учетом принятых обозначений получаем: 1.а0 0, т.е. TTjX). 2.ai 0, т.е. T(1+N2) 0. З.а2 0, т.е. 1 0. В силу положительности величин Т и Ті получаем, что необходимым и достаточным условием устойчивости ЧМЦСЧ с частотно-модулированным УГ и автоматическим компенсатором фазовой модуляции с регулировкой по отклонению в опорном канале является N2 0, что удовлетворяет используемым значениям, следовательно, система устойчива. Как отмечалось ранее, выражение (2.9) для нормированной
ПМФ ЧМЦСЧ с частотно-модулированным УГ и автоматическим компенсатором фазовой модуляции с регулировкой по отклонению в опорном канале и включении ФМ между ДФКД и ИФД, выражение (2.12) для нормированной ПМФ ЧМЦСЧ с частотно-модулированным УГ и автоматическим компенсатором фазовой модуляции с регулировкой по отклонению в опорном канале с ФМ, включенным после ОКГ, а также выражение (2.15) для нормированной ПМФ ЧМЦСЧ с частотно-модулированным УГ и автоматическим компенсатором фазовой модуляции с регулировкой по отклонению в опорном канале и ДЧ, включенным между ОКГ и ФМ имеют одинаковый вид.
Равенство выражений для нормированных ПМФ свидетельствует об идентичности характеристических уравнений. В силу равенства характеристических уравнений выводы по устойчивости системы можно перенести и на ЧМЦСЧ с частотно-модулированным УГ и автоматическим компенсатором с регулировкой по отклонению в опорном канале с ФМ, включенным после ОКГ, и на ЧМЦСЧ с частотно-модулированным УГ и автоматическим компенсатором с регулировкой по отклонению в опорном канале и ДЧ, включенным между ОКГ и ФМ, т.е. в силу положительности величин Т и Ті, необходимым и достаточным условием устойчивости для данных систем является N2 0, что удовлетворяет используемым значениям, следовательно, системы устойчивы.
Как отмечалось ранее, выражение (2.19) для нормированной ПМФ ЧМЦСЧ с компенсатором частотных искажений и помех с регулировкой по возмущению и автокомпенсатором частотных искажений с регулировкой по отклонению при включении ФМ между ДФКД и ИФД, выражение (2.23) для нормированной ПМФ ЧМЦСЧ с компенсатором частотных искажений с регулировкой по возмущению и автокомпенсатором частотных искажений с регулировкой по отклонению при включении ФМ после ОКГ, а также выражение (2.27) для нормированной ПМФ ЧМЦСЧ с компенсатором частотных искажений и помех с регулировкой по возмущению и автокомпенсатором частотных искажений с регулировкой по отклонению при включении ДЧ между ОКГ и ФМ имеют одинаковый вид, следовательно, равными будут и характеристические уравнения для этих ЧМЦСЧ.
В силу равенства характеристических уравнений выводы по устойчивости системы можно перенести и на ЧМЦСЧ с компенсатором частотных искажений с регулировкой по возмущению и автокомпенсатором частотных искажений с регулировкой по отклонению при включении ФМ после ОКГ, и на ЧМЦСЧ с компенсатором частотных искажений с регулировкой по возмущению и автокомпенсатором частотных искажений с регулировкой по отклонению при включении ДЧ между ОКГ и ФМ, т.е. в силу положительности величин N2, Т, Ть ТИФ получаем, что данные системы также устойчивы.
Для нормальной работы ЧМЦСЧ данная система должна удовлетворять условиям устойчивости не только в режиме модуляции, но и при воздействии дестабилизирующих факторов. Как и для режима модуляции, воспользуемся алгебраическим критерием Рауса-Гурвица для проверки устойчивости систем.
Амплитудно-частотные характеристики, отражающие компенсацию паразитных приращений фазы сигнала в опорном канале
Для анализа АЧХ "фаза-фаза" системы ИФАПЧ, которые характеризуют реакцию предложенных схем синтезаторов на паразитные приращения фазы сигнала на выходе ФМ, воспользуемся ПФ, выражаемой формулой (2.35) [66,68]. При N2=0 эта ПФ будет соответствовать синтезатору по схеме, изображенной на рис. 1.6, т.е. без цепи автокомпенсации, а при N2 0 - синтезаторам по схемам, изображенным на рис. 1.9 и рис. 1.12.
Таким образом, сплошные линии характеризуют АЧХ системы ИФАПЧ синтезатора с модуляцией методом ЧМ12 (рис. 1.6), а пунктирные и штрих-пунктирные - АЧХ системы ИФАПЧ синтезаторов с модуляцией методами ЧМ1АК (рис. 1.9) и ЧМ12АК (рис. 1.12).
Из сравнения графиков, приведенных на этих рисунках видно, что введение дополнительной цепи авторегулирования приводит к сужению полосы пропускания эквивалентного ФНЧ, каковым является система ИФАПЧ для паразитных отклонений фазы опорного сигнала, являющихся следствием дестабилизирующих факторов, что благоприятно сказывается на качестве выходных сигналов синтезаторов, так как уменьшается их ПФМ.
Рассмотрим шумовую полосу системы ИФАПЧ синтезаторов с частотно-модулированным управляемым генератором по схемам, изображенным на рис. 1.6, а также рис. 1.9 и рис. 1.12, при этом во-первых будем иметь в виду, что уровень помех настолько малый, что систему ИФАПЧ можно считать линейной, во-вторых что на рис. 1.6 изображен синтезатор с компенсацией искажений, а на рис. 1.9 и рис. 1.12 - синтезаторы с автокомпенсацией искажений.
Так как подынтегральное выражение в (3.19) представляет собой квадрат АЧХ системы ИФАПЧ, поэтому для рассмотрения Пш воспользуемся выражением (3.16) для АЧХ системы ИФАПЧ.
Из сравнения графиков видно, что, во-первых, введение цепи автокомпенсации уменьшает уровень ПЧМ выходного сигнала, во-вторых, не влияет на долговременную стабильность УГ, т.е. не нарушает его синхронизацию опорным сигналом, т.к. при F=0 AAfA(pM(F)=0.
1. Анализ АЧМХ предложенных вариантов ЧМЦСЧ показывает, что с использованием методов угловой модуляции УГ и ФМ возможно получение равномерных АЧМХ в широкой полосе модулирующих частот, причем схема с комбинированной модуляцией ЧМ12АК обладает лучшими свойствами, чем схемы с модуляцией методом ЧМ12 или ЧМ1АК, в случае, когда параметры цепи компенсации не точно подобраны.
2. Введение дополнительной цепи авторегулирования сужает полосу пропускания системы ИФАПЧ, а также уменьшает ее шумовую полосу, что благоприятно сказывается на спектральных характеристиках выходного сигнала.
3. Схема ЧМЦСЧ с комбинированной регулировкой является оптимальной с точки зрения получения хороших модуляционных и спектральных характеристик ЧМЦСЧ.
В настоящее время имеются интегральные микросхемы, содержащие основные узлы ИФАПЧ-синтезаторов, способные работать в высокочастотной области и обеспечивающие перестройку частоты с малым шагом в широкой полосе.
Синтезатор содержит частотно-фазовый детектор (ЧФД), ДФКД с коэффициентом деления R, ДПКД с переменным коэффициентом деления N, УГ, петлевой ФНЧ и ОКГ. Первые три элемента являются составной частью микросхемы синтезатора LMX2306 (их схемы на рис. 4.1 обведены штриховой линией), а петлевой ФНЧ, УГ и ОКГ, содержащие частотно-зависимые и габаритные элементы, расположены вне микросхемы. Входом опорной частоты ЦСЧ является ДФКД с коэффициентом деления R, на который поступает сигнал ОКГ. Выход УГ, являющийся выходом ЦСЧ, подключен к входу ДПКД с коэффициентом деления N. Сигнал управления частотой синтезатора поступает от внешнего микроконтроллера по стандартному трехпроводному интерфейсу на вход 21-битового приемного регистра микросхемы. от микроконтроллера
В-то же время, как указывалось ранее, с использованием в синтезаторах микросхем типа LMX2306 возникли затруднения при осуществлений модуляции ЧМ12, так как в выпускаемых микросхемах отсутствует возможность поместить ИФМ между ДФКД и ЧФД, т.е. отсутствует доступ к опорному входу ЧФД.
Согласно основным электрическим характеристикам микросхем синтезаторов типа LMX2306 частота внешнего опорного сигнала от ОКГ может быть в пределах от 5 МГц до 40 МГц от гармонического сигнала с уровнем не менее - 5 дБм (125,7 мВ на нагрузке 50 Ом). Для получения высокой стабильности частота ОКГ обычно выбирается порядка 10 МГц. В тоже время минимальный коэффициент деления R в ДФКД этой микросхемы равен трем.
Проведенные экспериментальные исследования показали, что, если на опорный вход микросхемы LMX2306 подавать импульсный сигнал с уровнем, равным напряжению питания этой микросхемы (до +5 В), то можно входную частоту опорного сигнала значительно понизить и при этом обеспечить нормальную работу синтезатора, при этом в качестве дополнительного делителя частоты можно использовать ещё одну микросхему LMX2306, так как у нее имеется вывод ДФКД и ввести на её опорный вход сигнал с частотой 10 МГц от ОКГ. Блок-схема экспериментального ЧМЦСЧ с двумя микросхемами LMX2306 показана на рис. 4.2. В результате частоту опорного сигнала, поступающего на опорный вход ИФМ, удалось понизить до 100 кГц. Одновременное управление двумя синтезаторами в этом эксперименте осуществлялось от микроконтроллера АТ89С52 фирмы Atmel по специально разработанной программе.
Экспериментальное исследование амплитудно-частотных характеристик
Исследование АЧХ проводилось с одноточечной и двухточечной модуляцией, а также проверялась эффективность введения схемы автокомпенсации.
Для измерения неравномерности девиации частоты в полосе модулирующих частот FH...FB (неравномерности АЧМХ) приборы подключаются к ЧМЦСЧ согласно рис. 4.7.
Определение АЧМХ проводилось путем подачи на модулирующий вход синтезатора сигнала от низкочастотного генератора ГЗ-112 и измерения уровня демодулированного сигнала с помощью девиометра СКЗ-45. Для визуального контроля искажений с выхода девиометра сигнал поступает на вход осциллографа С1-65А.
Для измерения АЧМХ синтезатора на основе двух микросхем LMX2306, интегратора и ИФМ при модуляции методами ЧМ1 и ЧМ12 разработан макет ЧМЦСЧ, блок-схема которого, приведена на рис. 4.8. На макете этой схемы ЧМЦСЧ модулирующий сигнал от ИМС можно вводить в УГ (одноточечная модуляция ЧМ1) и одновременно в УГ и через интегратор в ИФМ (двухточечная модуляция ЧМ12).
Результаты измерения АЧМХ в диапазоне модулирующих частот при ЧМ1 и ЧМ12 и двух разных полосах пропускания петлевого ФНЧ (FCi=250 Гц и FC2=100 Гц) приведены в таблицах 4.1 и 4.2. Измерения проводились на частоте ЧМЦСЧ г"Сч=150 МГц.
Для исследования эффективности введения цепи автокомпенсации в ЧМЦСЧ при модуляции методом ЧМ12 были проведены измерения АЧМХ синтезатора при одновременной двухточечной модуляции (ЧМ12) и автокомпенсации искажений, а также АЧХ системы ИФАПЧ синтезатора, блок-схема которого приведена на рис. 4.13.
В этом ЧМЦСЧ в первом варианте модуляция вводилась в УГ и через интегратор и первый вход сумматора на модулирующий вход ИФМ методом ЧМ12 и одновременно через второй вход сумматора поступал сигнал автокомпенсации при оптимальном значении коэффициента передачи КУПт=10. Во втором варианте при исследовании АЧХ системы ИФАПЧ синтезатора модуляция вводилась только в ИФМ через интегратор (ЧМ2) по первому входу сумматора, на второй вход которого поступал сигнал автокомпенсации через инвертирующий усилитель при различных значениях Купт- В обоих вариантах цепь автокомпенсации можно было включать и отключать от второго входа сумматора.
На основе экспериментальных исследований, проведенных в этой главе, можно сделать следующие выводы:
1. Предложенные схемы ЧМЦСЧ с компенсацией и автокомпенсацией искажений с дополнительным ДЧ в опорном канале являются практически реализуемыми на основе современных интегральных микросхем ЦСЧ, имеющих объединенные в один блок ДФКД, ДПКД и ИФД, а, следовательно, позволяют в большей степени использовать современную элементную базу, что ведет к уменьшению габаритов ЧМЦСЧ без ухудшения его технических характеристик.
2. Дополнительный ДЧ в опорном канале для предложенных схем ЧМЦСЧ возможно реализовать на основе дополнительной интегральной микросхемы ЦСЧ, используя имеющийся в ней ДФКД, при этом управление этой дополнительной микросхемой будет производиться по тем же каналам и от того же контроллера, что и управление основной микросхемой.
3. Экспериментально полученные АЧМХ подтверждают выводы теоретических исследований о некотором преимуществе компенсационнного метода модуляции ЧМ12 над автокомпенсационным методом ЧМ1АК с точки зрения равномерности АЧМХ, а, следовательно, и неискаженной частотной модуляции выходного сигнала ЧМЦСЧ.
4. Экспериментально полученные АЧХ, характеризующие реакцию системы ИФАПЧ на паразитные воздействия, вызванные действием дестабилизирующих факторов на узлы ЧМЦСЧ, подтверждают выводы теоретических исследований о преимуществе автокомпенсационного метода модуляции ЧМ1АК над компенсационным методом модуляции ЧМ12 с точки зрения получения меньшей ПЧМ выходного сигнала ЧМЦСЧ, при этом имеется возможность уменьшения величины ПЧМ за счет изменения параметров канала автокомпенсации.
Похожие диссертации на Компенсация искажений и помех в цифровых синтезаторах частот с частотно-модулированным управляемым генератором
