Содержание к диссертации
Введение
1. Общие вопросы компенсации амплитудно-фазовых искажений в квадратурных фазовых модуляторах 13
1.1. Принципы построения квадратурных фазовых модуляторов и анализ амплитудно-фазовых искажений 13
1.2. Использование компенсационных методов ослабления амплитудно-фазовых искажений в квадратурных фазовых модуляторах на базе амплитудных модуляторов в квадратурных ветвях 22
1.3. Выводы. Цели и задачи дальнейших исследований 37
2. Разработка алгоритмов компенсации искажений и структурных схем квадратурных фазовых модуля торов с использование инусно.косинусных преобразователей 41
2.1. Модуляторы на базе амплитудных модуляторов в квадратурных ветвях
2.2. Модуляторы на базе балансных модуляторов в квадратурных ветвях.. 45
2.3. Модуляторы на базе усилителей на полевых транзисторах в квадратурных ветвях 48
2.4. Модуляторы на базе пассивных нелинейных четырёхполюсников в квадратурных ветвях 2.5. Алгоритмы работы и структурные схемы аналоговых синусно-косинусных преобразователей модулирующего сигнала 5 8
2.6. Выводы 78
3. Исследование характеристик квадратурных фазовых модуляторов с аналоговыми синусно косинусными преобразователями модулирующего сигнала
3.1. Анализ модуляционных характеристик
2. Анализ параметрической чувствительности 97
3. Спектральный анализ модуляторов 110
4. Выводы 121
4. Экспериментальное исследование квадратурных фазовых модуляторов 123
1. Исследование модуляторов на базе амплитудных модуляторов в квадратурных ветвях с автокомпенсацией искажений 123
2. Исследование модуляторов на базе балансных модуляторов в квадратурных ветвях с аналоговыми синусно-косинусными преобразователями модулирующего сигнала 134
3. Реализация цифровых синусно-косинусных преобразователей модулирующего сигнала 152
4. Выводы 15 8
Заключение 160
Литература 162
- Использование компенсационных методов ослабления амплитудно-фазовых искажений в квадратурных фазовых модуляторах на базе амплитудных модуляторов в квадратурных ветвях
- Модуляторы на базе усилителей на полевых транзисторах в квадратурных ветвях
- Анализ параметрической чувствительности
- Исследование модуляторов на базе балансных модуляторов в квадратурных ветвях с аналоговыми синусно-косинусными преобразователями модулирующего сигнала
Использование компенсационных методов ослабления амплитудно-фазовых искажений в квадратурных фазовых модуляторах на базе амплитудных модуляторов в квадратурных ветвях
Использование компенсационных методов ослабления амплитудно-фазовых искажений в квадратурных фазовых модуляторах на базе амплитудных модуляторов в квадратурных ветвях
Компенсационные методы ослабления амплитудно-фазовых искажений в последнее время достаточно широко используются в трактах формирования и обработки радиосигналов и им уделяется необходимое внимание в литературе [25 - 45].
В самом общем понимании компенсатор - это прибор, служащий для возмещения или уравновешивания какой-либо физической величины [25].
Очевидно, для ослабления амплитудных или фазовых искажений сигналов при помощи компенсационных методов необходимо сформировать сигнал с противоположными по знаку амплитудными или фазовыми отклонениями и затем определённым образом уравновесить паразитное отклонение параметра. Надо сказать, что универсальная классификация компенсационных методов отсутствует, поэтому в работах [26 - 45] затрагиваются во 23 просы использования компенсаторов амплитудно-фазовых искажений в конкретных устройствах, чаще всего в усилителях. Наиболее удачная классификация методов ослабления фазовых искажений приведена в [34]. Здесь выделены три основных метода компенсации. 1. Компенсация с помощью управляемого фазовращателя. 2. Компенсация с помощью амплитудного модулятора. 3. Компенсация с помощью векторного, в частном случае квадратурного сложения сигналов. Такая классификация не является универсальной, так как указанные методы взаимосвязаны, однако она в какой-то мере позволяет систематизировать компенсационные устройства, проводить их анализ и изучать области их использования. Действительно, рассмотрение перечисленных выше работ приводит к выводу, что все они в какой-то мере принадлежат к какому-либо из этих трёх методов.
В то же время в эту классификацию должны войти и методы компенсации амплитудных искажений, которые, на наш взгляд можно также классифицировать по приведенным выше признакам.
Примером такой взаимосвязи могут, как раз, служить методы амплитудно-фазового управления с методами векторного сложения сигналов, когда, с одной стороны амплитудные модуляторы или фазовращатели могут быть выполнены с использованием принципа квадратурного сложения сигналов, с другой стороны при квадратурном сложении сигналов в каждом из каналов может использоваться амплитудное или фазовое управление. Очевидно, в случае компенсации амплитудно-фазовых искажений в разрабатываемых фазовых модуляторах именно в квадратурных каналах используется амплитудное управление. Важной особенностью компенсационных методов является то, что в ряде случаев они могут быть использованы для ослабления амплитудно-фазовых искажений в уже разработанных схемах, в которых заведомо возникли искажения. Примером таких устройств как раз являются квадратурные фазовые модуляторы на базе амплитудных модуляторов в квадратурных трактах. Действительно, из физики работы, в таких фазовых модуляторах принципиально возможно получение ФМ-сигнала с максимальным индексом т9 = ж/4, однако при этом имеют место значительные ПАМ и ПФМ. В этом случае перспективными являются методы автоматической компенсации амплитудно-фазовых искажений, в которых воздействие паразитного отклонения параметра не зависит от природы искажающего фактора.
С другой стороны, при подходе к проблеме компенсации амплитудно-фазовых искажений в радиотехнических устройствах, осуществляющих заданное преобразование сигналов, в частности в квадратурных фазовых модуляторах, когда это возможно, необходимо целенаправленно синтезировать компенсационные сигналы, которые позволили бы исключить в схеме возникновение искажений, как бы скомпенсировать их внутри. Вначале рассмотрим использование метода автоматической компенсации амплитудно-фазовых искажений в КФМ на базе амплитудных модуляторов, в которых, как подчёркивалось выше, возможно формирование ФМ-сигнала с индексом т9 ж/4 [46 - 52].
Модуляторы на базе усилителей на полевых транзисторах в квадратурных ветвях
Для изложения сущности алгоритма компенсации амплитудно-фазовых искажений в КФМ, выполненных с использованием амплитудных модуляторов в квадратурных ветвях и синусно-косинусных преобразователей модулирующего сигнала, воспользуемся схемой, изображённой на рис. 1.3.
На основании (1.22) и (1.23) для полной компенсации амплитудных и фазовых искажений в выходном ФМ-сигнале модулятора регулировочные характеристики амплитудных модуляторов при угле сложения є = п/2 должны иметь вид ki(e) = cosSe + sinSe, (2.1) к2(е) = cosSe - sinSe, (2.2) где є - мгновенное значение модулирующего сигнала. Очевидно, для синтеза регулировочных характеристик вида (2.1) и (2.2), как было сказано выше, необходимо достаточно точно подбирать параметры составляющих звеньев регулировочных характеристик.
В то же время в настоящее время в связи с развитием схемотехники операционных усилителей с регулируемым коэффициентом усиления, выполненных на базе дифференциальных каскадов [53 - 68] достаточно просто осуществить регулирование коэффициента передачи амплитудного модулятора по линейному закону.
Если обозначить через еу 2 - управляющие напряжения, под действием которых коэффициенты передачи амплитудных модуляторов кі(Єуі) и к2(еУ2) изменяются линейно, то можно поставить вопрос о том, как сформировать управляющие напряжения eyj и еу2, чтобы при линейных регулировочных характеристиках в выходном ФМ-сигнале отсутствовали бы амплитудно-фазовые искажения.
Решение этого вопроса непосредственно следует из (2.1) и (2.2). Необходимо иметь управляющие напряжения при единичных амплитудах Еу eyi = cosSe + sinSe, (2.3) еу2 = cosSe - sinSe. (2.4) В этом случае структурную схему, осуществляющую компенсацию амплитудно-фазовых искажений в КФМ на базе амплитудных модуляторов в квадратурных ветвях можно представить в виде рис 2.1. Предположим, на выходе генератора высокочастотного сигнала ГВЧ имеется напряжение ui = Ujcosat. (2.5) В этом случае на выходе ФВ, сдвигающего фазу на %/2, напряжение U2 - - UiSlWCOt. (2.6) гвч и, г и ь, с Uc3 AMI с J s / л и4 \ , АМ2 ФВ X л V С2 м S S / V г кп СІ X имс П S HF LB Рис.2.1. Структурная схема квадратурного фазового модулятора, реализующая алгоритм компенсации искажений с использованием амплитудных модуляторов в квадратурных ветвях и синусно-косинусных преобразователей модулирующего сигнала Обозначим напряжения на выходах AMI и АМ2 соответсвен-но и3 = kjfeyjjUjcosmt, (2.7) U4 - - k2(ey2)Uisma t, (2.8) где кі(вуі) и к2(еу2) - коэффициенты передачи амплитудных модуляторов, линейно изменяющиеся под действием Єуі и еУ2, причём при еуІ=Єу2=0, кі(Єуі)-к2(Єу2)=ко, т.е. коэффициенты передачи равны.
В частном случае при нулевых управляющих напряжениях можно принять коэффициенты усиления kio:=k2o-koz=l. В этом случае на основании (2.3) и (2.4) с учётом того, что е = EsinQt кі(еУ])= cosfw sm + sva.(m fSmGt), (2.9) к2(еУ2) = cos(mpsinQt) - sin(mpSinQt). (2.10) где /Ир= k pE - индекс модуляции, kf - размерный коэффициент [рад/В]. Сложив (2.7) и (2.8) с учётом (2.9) и (2.10), получим напряжение на выходе линейного сумматора СЗ м ?з - и3 + U4 = Ui[ cos(m psmOt) + sin(mipsin&t)]cQSu)t - Ujf cos(mpSmQt) - &т(т9$\?і2і)]$ т(оі, (2.11) или после преобразований Ксз = Uc3cos(cot + rripSinOt + pc3), (2.12) где UC3 = 1,41V! - постоянная амплитуда, Фсз = - тс/4 - постоянная начальная фаза. Таким образом, в соответствии с (2.12) в выходном ФМ-сигнале КФМ отсутствуют амплитудные и фазовые искажения. С другой стороны из (2.11) следует, что, в связи с тем, что коэффициенты передачи не могут быть меньше нуля, максимальный индекс модуляции гпутах, который может быть реализован в таком КФМ, не может быть больше к/4 {т,ртах 0,78 рад). На рис.2.2а,б,в,г,д изображены векторные диаграммы, построенные по (2.11) для Dt=±7t/2 соответственно для т р=0,ж/8,7г/4 и наглядно объясняющие принцип формирования ФМ-сигнала рассматриваемым методом.
Возвращаясь к рис.2.1, отметим, что управляющие напряжения eyi и еу2, определяемые выражениями (2.3) и (2.4) соответственно, формируются на выходах линейных сумматоров С1 и С2, при этом косинусный преобразователь модулирующего сигнала (КП) и синусный преобразователь модулирующего сигнала (СП) представляют из себя нелинейные устройства, осуществляющие функции cos(Se) и sin(Se) и могут быть построены на основе как аналоговой, так и цифровой техники. Принципы построения КП и СП излагаются ниже.
Анализ параметрической чувствительности
Во второй главе были описаны алгоритмы компенсации амплитудно-фазовых искажений квадратурных фазовых модуляторов с синусно-косинусными преобразователями модулирующего сигнала, при этом, как было показано выше, возможно построение квадратурных фазовых модуляторов с использованием различного высокочастотного полупроводникового базиса, в частности операционных управляемых усилителей, высокочастотных перемножителей сигналов, неуправляемых усилителей на полевых транзисторах, а также универсальных полупроводниковых диодов.
Представляется целесообразным провести анализ амплитудных и фазовых модуляционных характеристик квадратурных фазовых модуляторов, использующих приведенный выше высокочастотный базис, в зависимости от точности реализации синусной и косинусной функции модулирующего сигнала аналоговыми преобразователями.
Вначале проведём анализ модуляционных характеристик разработанного квадратурного фазового модулятора на базе амплитудных модуляторов в квадратурных ветвях, защищенного свидетельством на полезную модель, структурная схема которого изображена на рис. 3.1.
Коротко опишем работу схемы. С выхода источника высокочастотного (модулируемого) сигнала ГВЧ напряжение несущей частоты ui UiCoscot поступает на сигнальный вход амплитудного модулятора AMI и на вход фазовращателя на я/2 ФВ. При этом на гвч
Структурная схема квадратурного фазового модулятора на базе амплитудных модуляторов в квадратурных ветвях с синусно-косинусными преобразователями модулирующего сигнала, формирующая ФМ-сигнал с индексом модуляции т9 к!4 выходе ФВ формируется сигнал U2=-Uisma t. Модулирующее напряжение eft) поступает от источника модулирующего сигнала ИМС на первый вход линейного сумматора СЗ, а также через инвертор ИНВ1 на первый вход линейного сумматора С2. Одновременно модулирующее напряжение eft) с выхода ИМС, пройдя первый перемножитель сигналов ПС1, аттенюатор ATI с коэффициентом передачи ai = l/2, а также инвертор ИНВ2, поступает на вторые входы линейных сумматоров С2 и СЗ. С выхода второго перемножителя сигналов ПС2 модулирующий сигнал проходит второй аттенюатор АТ2 с коэффициентом передачи а2 = 1/6 и поступает непосредственно на третий вход С2 и через инвертор ИНВЗ на третий вход СЗ.
Таким образом, на выходе С2 при единичных коэффициентах передачи перемножителей сигналов, формируется управляющий сигнал
На рис.3.2 представлена зависимость относительной погрешности SUd реальной амплитудной модуляционной характеристики квадратурного фазового модулятора по предлагаемой схеме Uci=F(e) по формуле (3.6) от идеальной амплитудной модуляционной характеристики Ucl-l,41k0Ui. На рис.3.3 представлена за сі
Зависимость абсолютной погрешности реальной фазовой модуляционной характеристики от идеальной фазовой модуляционной характеристики висимость абсолютного отклонения Л рС1 реальной фазовой модуляционной характеристики квадратурного фазового модулятора по предлагаемой схеме q cl=F(e) по формуле (3.7) от идеальной фазовой модуляционной характеристики q?c}=Se.
Из анализа приведенных зависимостей 8Uci(e) и Л рсі(е) следует, что при е=0,775В, т.е. в режиме формирования ФМ-сигнала с максимально возможным индексом модуляции в рассматриваемой схеме SUci=0,012, A(pcj = 0,008 рад. Следовательно, можно утверждать, что предложенная схема КФМ с амплитудными модуляторами в квадратурных ветвях практически без искажений формирует ФМ-сигнал с индексом модуляции т(/ =0,775 рад., т.е. практически полностью реализует свои возможности.
Далее, проведём анализ модуляционных характеристик квадратурных фазовых модуляторов на базе балансных модуляторов в квадратурных ветвях, реализуемых по схеме, приведенной на рис.2.3. Такая схема, как, впрочем и схема на базе неуправляемых усилителей на полевых транзисторах (рис.2.5), а также на базе пассивных нелинейных четырёхполюсников с использованием полупроводниковых диодов (2.7), принципиально может реализовать любой заданный индекс модуляции, однако реализация большого индекса модуляции mv»l в таких схемах с использованием аналоговых синусно-косинусных преобразователей связана с определёнными трудностями, увеличением веса и габаритов аппаратуры. По этой причине ограничимся анализом модуляционных характеристик при аппроксимации функций sin(x) и cosfjcj степенными полиномами соответственно от первой до пятой и от нулевой до четвёртой степени. Для упрощения анализа, который не влияет на общие результаты, примем равными амплитуды высокочастотных квадратурных составляющих Uj, а также примем коэффициенты передачи балансных модуляторов
Исследование модуляторов на базе балансных модуляторов в квадратурных ветвях с аналоговыми синусно-косинусными преобразователями модулирующего сигнала
Задачей экспериментального исследования фазового модулятора явилась проверка его работоспособности в условиях автокомпенсации амплитудных и фазовых искажений и подтверждение основных теоретических выводов. В процессе эксперимента по автокомпенсации амплитудных искажений была выявлена зависимость изменения амплитуды выходного сигнала ЛКС от девиации выходного сигнала Лсрс, а также получена фазовая модуляционная характеристика и исследовано влияние на ее форму автокомпенсации ПАМ.
Коротко опишем функциональные схемы эксперимента.
1. Функциональная схема экспериментальной установки для снятия зависимости ЛКС = F(A pc) приведена на рис. 4.1. Сигнал несущей частоты высокочастотного генератора поступает на один вход исследуемого квадратурного фазового модулятора, на другой вход подается смещение от источника регулируемого смещения. Отклонение фазы, вызванное напряжением источника регулируемого смещения, измеряется фазометром, а относительное изменение выходного сигнала определяется пересчетом показаний вольтметра. Чтобы устранить паразитный сдвиг фазы, вызванный амплитудно-фазовой конверсией в ограничителе фазометра из-за изменений амплитуды выходного сигнала ФМ, используется делитель напряжения, поддерживающий постоянное значение выходного напряжения фазометра.
2. Наблюдение динамической картины компенсации ПАМ - производилось с использованием функциональной схемы, изображённой на рис. 4.2. При подаче на входы квадратурного фазового модулятора сигналов от генератора высокой частоты Г1 и генератора низкой частоты Г2 на выходе КФМ получается амплитудно-фазо-модулированное колебание, спектр которого наблюдается с помощью анализатора спектра, а осциллограмма с помощью осциллографа. Блок выделения отклонения фазы (БВОФ), состоящий из трех смесителей СМ1, СМ2, СМЗ, фильтров на разностную и суммарную частоты, ограничителей ОГР1 и ОГР2, генератора ГЗ промежуточной частоты и фазового детектора ФД, служит для уменьшения влияния ПАМ выходного сигнала КФМ при фазовом детектировании.
Характеристика ФД вследствие прямоугольных входных сигналов получается треугольной, то есть линейной в интервале ±7с/4. Продетектированный сигнал, соответствующий закону фазовой модуляции, подается на вход второго канала осциллографа.
3. Получение фазовой модуляционной характеристики КФМ производилось при помощи схемы, изображённой на рис. 4.3. Сигнал с выхода генератора пилообразного напряжения ГПН, в качестве которого использовался генератор развертки осциллографа С1-65, подается на модулирующий вход КФМ и на вход X осциллографа С1-72. На вход Y поступает сигнал с выхода БВОФ, пропорциональный разности фаз выходного и входного сигналов КФМ. На экране осциллографа наблюдается фазовая модуляционная характеристика.
Ниже приводятся зависимости, полученные экспериментальным путем, и их сравнение с теоретическими.
На рис.4.4.а показаны статические характеристики AKc-F(Aq c) для КФМ без автокомпенсации амплитуды, а на рис. 4.4.6 с автокомпенсацией при различных коэффициентах усиления N. Отличие экспериментальных зависимостей от теоретических на 20-25% вызвано тем, что управляемые усилители в модуляторе имеют различные крутизны регулировочных характеристик.
Осциллограммы на рис. 4.5.а,б иллюстрируют выходной сигнал КФМ (вверху) и закон фазовой модуляции, выделенный БВОФ, для модулятора без автокомпенсации и автокомпенсацией, соответственно. Как видно, автокомпенсация практически полностью устраняет ПАМ, а на фазовую модуляцию не оказывает заметного влияния. Сказанное подтверждают спектрограммы выходного сигнала без обратной связи и с обратной связью, приведенные на рис. 4.6.а,б. Наличие ПАМ приводит к асимметрии первых и вторых боковых составляющих в спектре сигнала. Введение автокомпенсации амплитуды уменьшает асимметрию первых боковых составляющих и выравнивает вторые боковые составляющие.
На рис. 4,7.а,б показаны фазовые модуляционные характеристики КФМ. Цена одного деления по вертикальной сетке около 0,2 рад, то есть весь размах составляет тс/4. Автокомпенсация амплитуды спрямляет модуляционную характеристику, что свидетельствует об уменьшении фазовых искажений.
