Содержание к диссертации
Введение
1. Общие вопросы ослабления регулярных по мех в диапазонных возбудителях передатчиков и ге теродинах приемников укв-радиостанций 11
1.1. Использование в качестве диапазонных возбудителей пере датчиков и гетеродинов приемников цифровых синтезаторов час тот 11
1.2. Обоснование включения дополнительного канала регулирова ния фазы для ослабления паразитной угловой модуляции синтезаторов частот 18
1.3. Применение буферных усилителей цифровых синтезаторов частот в режиме компенсации паразитной угловой модуляции 26
1.4. Выводы. Постановка задач дальнейшего исследования 36
2. Исследование квадратурных буферных уси лителей в режиме компенсации паразитной угловой модуляции синтезаторов 39
2.1. Анализ компенсационных характеристик 39
2.2. Влияние фазового сдвига фазовращателя на компенсационные свойства схем 55
2.3. Влияние ассиметрии квадратурных каналов на компенсационные свойства схем 71
2.4. Анализ частотных характеристик линеаризованных моделей квадратурных выходных буферных усилителей в режиме компенсации паразитной угловой модуляции 85
2.5. Выводы 90
3. Разработка алгоритмов и схемотехническое моделирование устройств формирования управляю щих сигналов для подавления остаточной паразит ной амплитудной модуляции квадратурных буферных усилителей в режиме компенсации паразитной угловой модуляции 92
3 1. Вводные замечания 92
3.2. Формирование управляющих сигналов для подавления остаточной паразитной амплитудной модуляции квадратурного буферного усилителя на базе управляемых усилителей в квадратурных каналах 92
3.3. Формирование управляющих сигналов для подавления остаточной паразитной амплитудной модуляции квадратурного буферного усилителя на базе квадратурных балансных смесителей 98
3.4. Схемотехническое моделирование устройств формирования управляющих сигналов квадратурных буферных усилителей в режиме компенсации паразитной угловой модуляции с подавлением остаточной паразитной амплитудной модуляции 107
3.5. Выводы 129
Заключение 130
Литература 132
Приложение
- Обоснование включения дополнительного канала регулирова ния фазы для ослабления паразитной угловой модуляции синтезаторов частот
- Влияние фазового сдвига фазовращателя на компенсационные свойства схем
- Формирование управляющих сигналов для подавления остаточной паразитной амплитудной модуляции квадратурного буферного усилителя на базе управляемых усилителей в квадратурных каналах
- Схемотехническое моделирование устройств формирования управляющих сигналов квадратурных буферных усилителей в режиме компенсации паразитной угловой модуляции с подавлением остаточной паразитной амплитудной модуляции
Введение к работе
Актуальность темы: Важное место в развитии систем подвижной радиосвязи занимает разработка и совершенствование методов формирования и обработки сигналов с угловой модуляцией. В настоящее время в системах подвижной радиосвязи в качестве диапазонных возбудителей передатчиков и гетеродинов приемников используются цифровые синтезаторы частот (ЦСЧ), построенные на основе системы импульсно-фазовой автоподстройки частоты (ИФАПЧ), причем в диапазонных возбудителях передатчиков используется частотно-модулированные цифровые синтезаторы частот (ЧМЦСЧ) с двухточечной модуляцией ЧМ12. Этот метод предполагает подачу модулирующего сигнала на модулирующий вход управляемого генератора (УГ) и одновременно в опорный канал либо через интегратор (ИНТ) на модулирующий вход фазового модулятора (ФМ), включенного в опорный канал перед делителем с фиксированным коэффициентом деления (ДФКД), либо на модулирующий вход управляемого опорного кварцевого генератора (УОКГ). И в том, и в другом случае ЧМЦСЧ имеет равномерную амплитудно-частотную модуляционную характеристику (АЧМХ) во всей полосе частот модулирующего сигнала, в том числе и цифрового, вне зависимости от полосы пропускания петлевого фильтра нижних частот (ФНЧ) в цепи управления синтезатора, так как при методе модуляции ЧМ12 на выходе импульсного частотно-фазового детектора (ИЧФД) отсутствует составляющая модулирующего сигнала. Это позволяет в ЧМЦСЧ передатчиков и ЦСЧ приемников, используемых, в первом случае, в качестве диапазонных ЧМ-возбудителей передатчиков, а во-втором диапазонных гетеродинов приемников, приме-
5 пять ФНЧ с широкой полосой пропускания и тем самым добиваться высокого быстродействия синтезаторов, то есть малого времени перестройки рабочих частот, что особенно важно для систем связи с программной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ).
В то же время при расширении полосы пропускания ФНЧ в цепи управления синтезатора ухудшаются его спектральные характеристики в результате паразитной угловой модуляции (ПУМ) УГ регулярной помехой, возникающей на выходе ИЧФД с частотами, кратными частоте сравнения Fcp. Особенно значительно такая ПУМ проявляется с основной частотой сравнения ИЧФД FCP. Как показали исследования, ослабить указанную ПУМ возможно в выходных буферных усилителях ЧМ-возбудителей передатчиков или гетеродинов приемников, применив соответствующие схемы квадратурных выходных буферных усилителей (КВБУ), способных без перестройки схемы осуществлять компенсацию ПУМ в диапазоне несущих частот.
Очевидно, что в этом случае разработка и исследование диапазонных КВБУ ЧМ-возбудителей передатчиков или гетеродинов приемников в режиме компенсации регулярных помех, проявляющихся в виде ПУМ с частотами, кратными частоте сравнения ИЧФД, является актуальной научно-технической задачей.
Цель и задачи работы: Целью диссертационной работы является разработка диапазонных КВБУ ЧМ-возбудителей передатчиков или гетеродинов приемников систем подвижной радиосвязи в режиме компенсации ПУМ и исследование компенсационных свойств разработанных схемотехнических решений.
Достижение указанной цели предполагает решение следующих задач:
Описание структурных схем ЧМЦСЧ и ЦСЧ в качестве соответственно диапазонных возбудителей передатчиков и гетеродинов приемников.
Обоснование возможности использования КВБУ синтезаторов для компенсации ПУМ.
Описание алгоритмов компенсации ПУМ в КВБУ на основе квадратурных управляемых усилителей и квадратурных балансных смесителей.
Анализ компенсации ПУМ в зависимости от индекса модуляции, а также анализ частотных характеристик линеаризованных моделей КВБУ в режиме компенсации ПУМ.
Разработка алгоритмов и структурных схем КВБУ в режиме компенсации ПУМ, в которых полностью отсутствует остаточная паразитная амплитудная модуляция (ПАМ).
6. Схемотехническое моделирование управляющих уст
ройств КВБУ в режиме компенсации ПУМ при отсутствии оста
точной ПАМ.
Методы исследования. Для решения поставленных задач использованы методы функционального анализа, трансцендентные функции, ряды Тейлора, методы математического анализа, в том числе операторный метод Лапласа, а также метод схемотехнического моделирования.
Научная новизна. В диссертационной работе получены следующие результаты, характеризующиеся научной новизной:
1. Обосновано использование структурных схем ЧМ-
возбудителей передатчиков и гетеродинов приемников с КВБУ
в режиме компенсации ПУМ.
2. Предложены схемы КВБУ в режиме компенсации ПУМ,
описаны алгоритмы их работы и исследованы компенсацион
ные свойства.
7 3. Получена передаточная функция КВБУ в режиме компенсации ПУМ и исследованы частотные компенсационные характеристики.
4. Разработаны алгоритмы подавления остаточной ПАМ и
предложены схемы КВБУ в режиме компенсации ПУМ, реали
зующие эти алгоритмы.
5. Проведено схемотехническое моделирование управ
ляющих устройств КВБУ в режиме компенсации ПУМ при от
сутствии остаточной ПАМ.
Практическая ценность работы. Практическая ценность диссертационной работы состоит ь том, что результаты исследований позволяют разработчикам аппаратуры подвижной радиосвязи создавать быстродействующие диапазонные возбудители передатчиков и гетеродины приемников с малым уровнем ПУМ, в частности использовать предложенные схемы с компенсацией ПУМ, рассчитывать степень ослабления ПУМ в зависимости от параметров схем и, как следствие, создавать аппаратуру с заданными высокими показателями качества.
Реализация и внедрение результатов работы. Результаты диссертационной работы использованы в НИОКР по проектированию систем подвижной радиосвязи в ОАО Воронежском НИИ «Вега», а также в учебном процессе Воронежского института МВД России на кафедре радиотехнических систем в дисциплине "Устройства генерирования и формирования сигналов" для курсантов и студентов, обучающихся по специальности 210302 - Радиотехника.
Внедрение результатов диссертационного исследования подтверждается соответствующими актами.
Апробация работы. Основные положения диссертационной работы докладывались и обсуждались на X Международ-
8 ной научно-технической конференции «Радиолокация, навигация и связь» в 2004г. (г.Воронеж); Всероссийских научно-практических конференциях "Современные проблемы борьбы с преступностью" (радиотехнические науки) в 2004, 2005 г.г. (г. Воронеж), на V Всероссийской научно-практической конференции «Охрана, безопасность и связь» в 2005 г. (г. Воронеж), а также на научных семинарах кафедры радиотехнических систем Воронежского института МВД России в 2003, 2004, 2005 г.г.
Публикации. Основные результаты диссертационной работы опубликованы в 13 печатных работах, включающих 7 статей, 5 работ, опубликованных в материалах Международной и Всероссийских научных конференций, описание патента на полезную модель РФ.
Объем и содержание диссертации. Диссертационная работа состоит из введения, трех глав, заключения, списка литературы из 89 наименований и приложения, изложена на 146 страницах машинописного текста, в котором приведено 62 рисунка.
Во введении обосновывается актуальность темы диссертационной работы, сформулированы цель и задачи исследований, приводятся методы исследования, указаны научные результаты, выносимые на защиту, а также практическая реализация результатов работы. Представлены сведения об апробации работы, о степени опубликования основных положений. Дается краткое содержание глав диссертации.
В первой главе рассмотрены общие вопросы возникновения и ослабления ПУМ в диапазонных возбудителях передатчиков и гетеродинах приемников УКВ - диапазона. Приводятся схемы и описываются принципы работы ЧМЦСЧ с двухточеч-
9 ной угловой модуляцией в качестве диапазонных ЧМ-возбудителей передатчиков и ЦСЧ в качестве диапазонных гетеродинов приемников. Проводится аналитический обзор научно-технической литературы, в которой затрагиваются вопросы возникновения ПУМ синтезаторов в результате действия регулярных помех, проявляющихся в виде паразитного напряжения на выходе ИЧФД и далее на выходе петлевого ФНЧ с частотами, кратными частоте сравнения Fcp ИЧФД.
Кроме того, в результате анализа эквивалентных схем ЧМЦСЧ с двухточечной модуляцией показано, что в этих схемах, так же, как в схеме ЦСЧ, используемого в качестве диапазонных гетеродинов приемников, на выходе ИЧФД и далее на выходе петлевого ФНЧ в цепи управления, отсутствует напряжение полезного модулирующего сигнала, а присутствует только напряжение указанных выше помех, что дает основание использования буферных усилителей синтезаторов в режиме компенсации ПУМ, являющейся следствием действия регулярных помех.
В конце главы делаются основные выводы и ставятся задачи дальнейшего исследования.
Во второй главе производится анализ компенсации ПУМ предложенных структурных схемах КВБУ ЧМЦСЧ на основе усилителей в квадратурных каналах с управляемыми коэффициентами усиления, а также на основе микросхем квадратурных балансных смесителей.
Производится анализ частотных характеристик линеаризованных моделей КВБУ в режиме компенсации ПУМ. Делаются выводы по результатам исследований второй главы.
В третьей главе разрабатываются алгоритмы и структурные схемы КВБУ, осуществляющие эти алгоритмы, подавления
10 остаточной ПАМ в КВБУ на основе управляемых усилителей в квадратурных каналах, а также на основе микросхем квадратурных балансных смесителей. Показано, что с использованием разработанных алгоритмов имеется возможность полной компенсации остаточной ПАМ.
Осуществлено схемотехническое моделирование управляющих устройств КВБУ на основе микросхем квадратурных балансных смесителей в режиме компенсации ПУМ с полной компенсацией ПАМ и сравнение результатов схемотехнического моделирования с результатами теоретического исследования. Делаются выводы относительно возможности эффективного использования КВБУ в режиме компенсации ПУМ диапазонных возбудителей передатчиков и гетеродинов приемников.
На основании результатов разработки делаются выводы по третьей главе.
В заключении делаются обобщающие выводы по результатам исследований, проведенных в диссертации.
В приложении даются акты внедрения результатов диссертационной работы в НИОКР ОАО Воронежский НИИ «Вега» и в учебный процесс в Воронежском институте МВД России для специальности 210302 - Радиотехника.
Обоснование включения дополнительного канала регулирова ния фазы для ослабления паразитной угловой модуляции синтезаторов частот
В научно-технической литературе, например, в [26-45] описан метод разрешения противоречия между требования высокого быстродействия ЦМЦСЧ и малым уровнем ПУМ с частотами, кратными частоте сравнения Fcp ИЧФД, состоящий в том,что система ИФАПЧ дополняется каналом авторегулирования фазы выходного сигнала ЧМЦСЧ с помощью дополнительного фазового модулятора (ФМ). При этом, как показано в [26], этот дополнительный канал применительно к обычной системе ФАПЧ не оказывает ни какого влияния на быстродействие системы ФАПЧ, но позволяет значительно улучшить фильтрацию регулярных помех на выходе системы.
Структурная схема, позволяющая осуществить указанный метод, показана на рис. 1.4. Она состоит из схемы ФАПЧ, в которую входят фазовый детектор (ФД), ФНЧ и УГ, а также дополнительной системы автокомпенсации ПУМ, состоящей из канала регулирования фазы выходного сигнала и содержащего корректирующий четырехполюсник (КЧ), усилитель (У1) и ФМ.
Если система ФАПЧ находится в состоянии синхронизма, а опорный сигнал модулирован регулярной помехой, то на управляющем выходе УГ появляется некоторое переменное напряжение uy(t). Это напряжение вызывает ПУМ УГ. Считая,что характеристика управляемого элемента УГ (варикапа) линейна, можно найти закон отклонения частоты УГ:
Автокомпенсация действия помех, попадающих на вход УГ, осуществляется следующим образом.
Мгновенное значение напряжения УГ, имеющее девиацию частоты, Acoyr(t) имеет вид:
Интеграл в выражении (1.2) представляет из себя закон паразитного отклонения фазы УГ, т.е. закон ПУМ, вызванной регулярной помехой, являющейся функцией времени. Заменяя в нем подинтегральную функцию Ao)yr{t) её значением из формулы (1.1), находим, что
Если ввести в колебание (1.2) фазовый сдвиг (pyr(t) (1.3) собратным знаком, то можно автокомпенсировать влияние помехи.Таким образом, для полной автокомпенсации помехи КЧ должен выполнять функцию идеального интегратора. Однако при идеальном интегрировании в дополнительном канале и линейной характеристики ФМ будет иметь место полная компенсация и полезного постоянного напряжения подстройки системы ФАПЧ, присутствующего на управляющем входе УГ, при этом потеряется полезный эффект подстройки.
В этом случае частота выходного сигнала УГ окажется равной частоте при разомкнутой системе ФАПЧ. Поэтому, чтобы этого не произошло, необходимо, чтобы, в КЧ осуществлялось интегрирование только переменной составляющей напряжения. Это достигается тем, что КЧ выполняется в виде последовательно соединённых разделительного конденсатора Ср и интегратора (ИНТ1).
Что касается усилителя У1, то с его помощью можно регулировать общий коэффициент усиления в канале автокомпенсации для получения оптимального коэффициента регулирования.
Для обоснования возможности применения описанного метода для автокомпенсации ПУМ ЦМЦСЧ с двухточечной модуляцией, являющуюся следствием наличия на управляющем входе УГ паразитных сигналов с частотами сравнения FCP ИЧФД,покажем, что на входе ИЧФД в этих синтезаторах отсутствует модулирующий сигнал, так как только в этом случае дополнительный канал авторегулирования фазы не будет вносить искажения в частотно-модулированный выходной сигнал синтезатора с двухточечной модуляцией, но в то же время будет ослаб лять помехи, возникающие на выходе ИЧФД в виде напряжений с частотами, кратными частоте сравнения Fcp ИЧФД.
Для этого преобразуем структурную схему синтезатора с ЧМ12 (рис.1.3) к виду, изображённому на рис.1.5.На этой схеме:где SM - крутизна модуляционной характеристики ФМ, Ти постоянная времени ИНТ.
Таким образом, для ЦСЧ (рисі.1), используемого в качестве диапазонных гетеродинов приёмников, а также для ЧМЦСЧ с двухточечной модуляцией (рис.1.2 и рис.1.3), используемых в качестве частотно-модулированных диапазонных возбудителей передатчиков, выполняются условия, которые позволяют для разрешения противоречия между динамическими и спектральными характеристиками синтезаторов использовать дополнительный канал авторегулирования фазы, для того, чтобы при широкополосном ФНЧ в цепи управления синтезатора, определяющим его быстродействие, роль ослабления регулярных помех отвести на дополнительный канал авторегулирования фазы. В то же время необходимо отметить, что модуляционная характеристика ФМ значительно зависит от частоты несущего колебания, потому с использованием фазовых модуляторов на основе усилителя с варикапом или управляющих фазосдвигаю-щих цепей осуществить описанный выше метод ослабления ПУМ, являющейся следствием регулярных помех на выходе ИЧФД с частотами сравнения Fcp, в диапазоне несущих частот осуществить затруднительно.
В соответствии с изложенными выше соображениями будем рассматривать вопросы применения буферных усилителей ЧМЦСЧ по схеме (рис.1.3.) в режиме компенсации ПУМ, имея ввиду, что все полученные результаты могут быть однозначно применимы и к схемам на рис.1.1., и рис.1.2.
Исходя из структурной схемы (рис. 1.3.) предлагается выполнять ВБУ по квадратурной схеме (КВБУ), что позволило бы использовать его в качестве неперестраиваемого широкодиапазонного фазового модулятора. Коротко остановимся на возможных вариантах построения КВБУ, которые одновременно выполняют функции буферных усилителей и фазовых модуляторов (ФМ), использующих принцип преобразования амплитудной модуляции в фазовую [46-61] и которые следовательно, кроме ос
Влияние фазового сдвига фазовращателя на компенсационные свойства схем
На рис.2.7a,б представлены рассчитанные с учетом (2.33) и (2.34), соответственно, зависимости Av и Аи, определяемые выражениями (2.31) и (2.32), от статических приращений паразитной фазы входного сигнала Афі при различных значениях є. На этих рисунках графики, соответствующие значению є, превышающему \п/2\ на 0,1%, выделены сплошной линией, а значению є , меньше \п/2\ на 0,1% - точечной линией. Из этого рисунка следует, что, для схемы компенсатора с управляемыми усилителями в квадратурных каналах, инвариантного к паразитным фазовым приращениям входного сигнала при стабильных параметрах, уходы фазы относительно (-тг/2) в одну и другую стороны в одинаковой степени ухудшают компенсационные свойства схемы. В то же время, как следует из рис.2.7а, значение Лф не зависит от величины паразитного приращения фазы входного сигнала, а определяется только фазовым сдвигом є, при этом остается значительным (57дБ) коэффициент компенсации Лф.
Что касается влияния є на коэффициент Аи, то, как следует из рис.2.76, нестабильность поворота фазы не оказывает существенного влияния на появление паразитной амплитудной модуляции в выходном сигнале компенсатора, так как даже при Дфі=0,5рад Аи не превышает (-60дб).
Рассмотрим схему компенсатора с балансными модуляторами в квадратурных каналах, в которой, как было показано ранее, при стабильных параметрах узлов происходит полная компенсация паразитной угловой модуляции входного сигнала. Запишем напряжения на выходах балансных модуляторов при фазовом сдвиге є, отличном от (-л/2)ис = Шх БІпф, cos(co0f + ф, - є).
В этом случае, в соответствии с рис. 1.9 Учитывая, что при отсутствии регулировки U20=kUi, относительное приращение амплитуды выходного сигнала
На рис.2.8а,б представлены рассчитанные с учетом (2.35) и (2.36), соответственно, зависимости Лф и Аи, определяемые выражениями (2.31) и (2.32), от статических приращений паразитной фазы входного сигнала Афі при различных значениях є. Из графиков изображенных на этом рисунке, следует, что компенсационные свойства схемы ухудшаются в том смысле, что при z, отличном от (-ті/2), полной компенсации паразитной угловой модуляции входного сигнала не происходит. В то же время коэффициент компенсации Лф при изменении Афі от 0 до 0,5рад остается большим и при любых Аф! превышает бОдБ. Что касается коэффициента преобразования паразитной угловой модуляции входного сигнала в паразитную амплитудную модуляцию выходного сигнала, то, во-первых, он не превышает (-55дБ) при є, отличающемся от (-7с/2) на ±0,1%, во-вторых - не зависит от Дфь
Сравнение рис.2.7 с рис.2.8 показывает, что отклонение фазы от (-я/2) по разному влияет на компенсационные свойства схем с управляемыми усилителями и балансными модуляторами. График зависимости А(р от Афі для схемы с управляемыми усилителями является зеркальным отображением графика зависимости Аи от Афі для схемы с балансными модуляторами, а график зависимости Av от Афі для схемы с балансными модуляторами является зеркальным отображением графика зависимости Аи от Афі для схемы с управляемыми усилителями. Если сравнивать эти схемы по чувствительности к нестабильности фазового набега фазовращателя, то можно констатировать, что с точки зрения компенсационных свойств схема с балансными модуляторами балансными модуляторами менее чувствительна к уходу фазы от (-я/2), а с точки зрения степени преобразования паразитной угловой модуляции входного сигнала в паразитную амплитудную модуляцию выходного сигнала менее чувствительна к уходу фазы от (-я/2) схема с управляемыми усилителями.
В общем, анализ чувствительности схем компенсаторов, инвариантных к паразитным приращениям фазы входного сигнала при стабильных параметрах, к нестабильности фазового сдвига, показывает, что компенсационные свойства этих схем остаются достаточно хорошими при реальных уходах фазы от (-я/2).
Проведем анализ влияния неточности установки фазового сдвига фазовращателем (-я/2) на свойства компенсаторов с управляемыми усилителями в которых регулирующие сигналы формируются с учетом, соответственно, первых членов разложения функций COS(pi И БІПфі в ряд Тейлора (линейный тракт регулировки), а также квадратичного члена разложения функции coscpi в ряд Тейлора (нелинейный тракт регулировки).
Формирование управляющих сигналов для подавления остаточной паразитной амплитудной модуляции квадратурного буферного усилителя на базе управляемых усилителей в квадратурных каналах
В предыдущих главах приведены результаты исследований КВБУ в режиме компенсации ПУМ при линейных и нелинейных трактах регулировки, однако эти алгоритмы не позволяют устранить преобразование ПУМ в остаточную ПАМ, что отрицательно сказывается на эффективности работы КВБУ в режиме компенсации ПУМ, так как чем больше величина ПУМ, тем эффективнее это преобразование. Другими словами, исследованные схемы эффективно работают при индексе модуляции т 0,1рад. Настоящий раздел, результаты которого опубликованы в [76-81], посвящен разработке алгоритмов полного подавления ПАМ при т до 0,5 рад.
В качестве базовой выберем структурную схему КВБУ-компенсатора ПУМ, изображенную на рис. 1.11 с фазовращателями на ±л/4 соответственно в условно обозначенных косинус где КУУ1,Куу2- коэффициенты усиления УУ1 и УУ2 при наличии управляющих напряжений, (pM(t)- составляющая полной фазы от полезной модуляции.
Сформируем схемы КТР и СТР таким образом, чтобы на выходе сумматора имела место компенсация ПФМ и полностью отсутствовала ПАМ. Исследования показывают, что для выполнения этих условий схема КВБУ, изображенная на рис. 1.11, должна иметь следующий вид (рис.3.1). Для простоты изложения будем считать все напряжения на выходах узлов КТР и СТР нормированными к единичному напряжению на выходе ИПН, в том числе и само напряжение ИПН. Кроме того, считаем, что коэффициенты передачи квадратора (KB) и вчислителя квадратного корня (ВКК), так же, как крутизна регулировок Sp, равнединице.
Опишем алгоритм работы схемы. Так как после разделительной емкости напряжение помехи еп = Еп cosQt, то на выходеИНТ1 имеется нормированное напряжение с использованием УУ в косинусном и синусном каналах и фазовращателя на (±я74), в которой полностью подавлена остаточная ПАМ.
Таким образом, если в рабочей точке коэффициенты усиления УУ1 и УУ2 равны -К, то при наличии управляющих напряжений (3.7) и (3.8) коэффициент усиления УУ1 в (3.4) будет изменяться по закону
Раскладывая arcsm(mn sin Q.CPt) в ряд Тейлора и ограничиваясь при тп 1 первыми двумя членами ряда, имеем Как видно из (3.14) в выходном сигнале КВБУ (рис.3.1) модуляция полезным сигналом полностью сохраняется, отсутствует преобразование ПФМ в ПАМ и значительно ослаблен индекс ПФМ тп.3.3 Формирование управляющих сигналов для подавления остаточной паразитной амплитудной модуляции квадратурного буферного усилителя на базе квадратурных балансных смесителей.
В предыдущем параграфе описан алгоритм компенсации регулярных помех с помощью КВБУ с подавлением остаточной ПАМ, построенном на основе управляемых усилителей в квадратурных каналах.Возможно осуществление структурной схемы КВБУ-компенсатора ПУМ на основе КБС, изображенной на рис.1.12 исформируем управляющие сигналы ек и ес таким образом, чтобы на выходе схемы отсутствовала ПАМ.
Как и в предыдущем параграфе, будем считать, что на выходе петлевого ФНЧ в цепи управления ЧМЦСЧ имеется напряжение еф =Е0 + Еп cosQCPt, при этом паразитное изменение фазы выразится формулой (3.3).Сформируем схемы КТР и СТР таким образом, чтобы на выходе сумматора (усилителя) на схеме (рис. 1.12) имела место компенсация ПФМ и полностью отсутствовала ПАМ. Для выполнения этих условий схема КВБУ, изображенная на рис.1.12, должна иметь следующий вид (рис.3.2).С учетом (3.3) напряжения ихк и и1С соответственно равны
Схемотехническое моделирование устройств формирования управляющих сигналов квадратурных буферных усилителей в режиме компенсации паразитной угловой модуляции с подавлением остаточной паразитной амплитудной модуляции
Проведем схемотехническое моделирование устройств формирования управляющих сигналов квадратурных буферных усилителей в режиме компенсации паразитной угловой модуляции с подавлением остаточной паразитной амплитудной модуляции. Моделирование принципиальной электрической схемы проведем в системе схемотехнического моделирования OrCAD 9.1, которая отличается высоким уровнем точности моделирования и приближения параметров элементов, получаемых этой системой, к реальным. Основу системы составляет программа PSpice 9.0, которая является наиболее известной модификацией программы SPICE (Simulation Program with Integrated Circuit Emphassis) для персональных компьютеров.
При моделировании принципиальной электрической схемы КВБУ-компенсатора ПУМ синтезатора, структурная схема которого изображена на рис.3.4, были использованы встроенные модели элементов библиотеки САПР OrCAD 9.1.Сигнал с выхода конденсатора СР генерировался в источнике синусоидального напряжения (VSIN) из библиотеки SOURCE.OLB. Данный источник имеет следующие параметры: DC - постоянная составляющая напряжения, АС - амплитуда напряжения при анализе в частотной области, VOFF - постоянная составляющая напряжения, VAMPL - амплитуда напряжения, FREQ - частота, TD - задержка, DF - коэффициент затухания, PHASE - начальная фаза.
Подадим сигнал с выхода конденсатора СР на вход ИНТ1 с частотой 25 кГц и амплитудой \,5мВ. Сигнал с выхода конденсатора СР изображен на рис.3.5.Для осуществления схемы ИНТ1 [82-84] возьмем операционный усилитель (ОУ) LM 741 - (U1) из состава встроенной библиотеки OPAMP.OLB. Данный элемент не имеет изменяемых параметров. Схема включения U1 приведена на рис.3.6. Сигнал с выхода ИНТ1 изображен на рис.3.7.
После ИНТ1 сигнала поступает на У1. У1 выполняется на ОУ LM 741 из состава встроенной библиотеки OPAMP.OLB. У1 включается по схеме неинвертирующего усилителя с коэффициентом передачи по напряжению ки =40 {ки задается резисторами R3 и R4). Он обеспечивает резистивную развязку между входом U3 и выходом U1. Схема включения У1 приведена на рис.3.8. Сигнал с выхода У1 изображен на рис.3.9.
После У1 сигнал поступает на KB и ИНВ2. Для осуществления схемы KB [85] за основу была использована микросхема перемножителя сигналов AD633 из состава встроенной библиотеки ANGL_DEV.OLB.Микросхема AD633 представляет собой четырехквадрант-ный перемножитель сигналов, выполненный по технологии с лазерной подгонкой точности схемы. Погрешность перемножения этой микросхемы составляет = ±0,5%, напряжение смещения составляет ЗОмВ, входной ток 2мкА, максимальное входное напряжение ±105, напряжение питания ±155, полоса пропускания при малом сигнале 1МГц, температурный режим -40С +85С,коэффициент передачи кп =0.1.Данная микросхема имеет вид, изображенный на рис.3.10.Рис.3.11. Передаточная характеристика перемножителя AD633, построенная экспериментальным методом.
Из рисунка видно, что передаточная характеристика реального перемножителя сигналов отличается от идеальной на погрешность перемножения 8, которая равна максимальной разности между фактическим и теоретическим значениями выходного сигнала.
В данной микросхеме 5 входов, выходной сигнал W имеет вид:В качестве питания микросхемы и всех других устройств использовался источник постоянного напряжения VDC из состава встроенной библиотеки SOURCE. OLB. Перемножитель AD633, включенный в режиме «возведения в квадрат» представлен на рис.3.12.
Так как коэффициент передачи данной микросхемы составляет кп =0.1, то после схемы KB, необходимо поставить усилитель сигнала в 10 раз. Такой усилитель выполняется на ОУ LM 741 (U4) из состава встроенной библиотеки OPAMP.OLB [86-89]. Данный элемент не имеет изменяемых параметров. U4 включается по схеме неинвертирующего усилителя с коэффициентом передачи по напряжению ки =10 (ки задается резисторами R7 и R8). Он обеспечивает резистивную развязку между входом U5 и выходом U3. Схема включения U4 приведена на рис.3.8. Сигнал на выходе KB имеет вид, изображенный на рис.3.13.
На выходе U4 получаем колебание с частотой 50кГц и амплитудой \,5мВ показанное на ивыхкв(0 = W hlx(О] = W [El sin2 Qt] = --cos2Qt,Напряжение ивыхкв(0 представляющее собой алгебраическую сумму постоянной составляющей и гармонического колебания с удвоенной частотой. Составляющие имеют одинаковые амплитуды, что подтверждает точность выполнения математической операции возведения входного сигнала в квадрат.С выхода KB сигнал поступает на инвертирующий сумматор, выполненный на базе ОУ LM 741 - (U5) из состава встроенной библиотеки OPAMP.OLB. В качестве источника постоянного напряжения использовался элемент VDC из состава встроенной библиотеки SOURCE.OLB. В нем изменяемый параметр только один - это значение постоянного напряжения. Берем постоянное напряжение равное 1В. Схема включения U5 представлена на рис.3.14.
