Содержание к диссертации
Введение
1. Разработка структурных схем тандемных частотно-модулированных цифровых синтезаторов частот 12
1.1. Общие вопросы построения тандемных цифровых синтезаторов частот 12
1.2. Структурные схемы тандемных синтезаторов частот с двухточечной угловой модуляцией 18
1.3. Структурные схемы тандемных синтезаторов частот с двухточечной угловой модуляцией и дополнительными каналами авторегулирования фазы для компенсации помех 30
1.4. Выводы. Постановка задач исследований 41
2. Исследование синтезаторов в режиме частотной модуляции 43
2.1. Передаточные модуляционные функции, отражающие реакцию синтезаторов на воздействие полезного модулирующего сигнала 43
2.2. Условия устойчивости синтезаторов в режиме частотной модуляции 67
2.3. Анализ амплитудно-частотных модуляционных характеристик 71
2.4. Выводы 92
3. Исследование синтезаторов в режиме компенсации помех 94
3.1. Помеховые передаточные модуляционные функции, отражающие реакцию синтезаторов на воздействие помеховых сигналов на модулирующие входы управляемого опорного генератора и импульсно-фазового модулятора в опорном канале первого кольца импульсно-фазовой автоподстройки частоты 94
3.2. Условия устойчивости синтезаторов в режиме компенсации помех 104
3.3. Анализ помеховых амплитудно-частотных модуляционных характеристик 108
3.4. Выводы 114
4. Схемотехническое макетирование узлов синтезаторов 116
4.1. Построение тандемных частотно-модулированных синтезаторов на современной цифровой элементной базе 116
4.2. Импульсно-фазовьтй модулятор и интегратор 120
4.3. Схема дополнительного кольца авторегулирования 128
4.4. Результаты экспериментального исследования АЧХ интегратора 132
4.5. Выводы 135
Заключение 137
Список литературы 139
- Структурные схемы тандемных синтезаторов частот с двухточечной угловой модуляцией
- Условия устойчивости синтезаторов в режиме частотной модуляции
- Условия устойчивости синтезаторов в режиме компенсации помех
- Схема дополнительного кольца авторегулирования
Введение к работе
Актуальность темы. В настоящее время в качестве частотно-
модулированных возбудителей передатчиков ОВЧ и УВЧ диапазонов кроме
однокольцевых, стали использоваться двухкольцевые частотно-
модулированные цифровые синтезаторы частот (ЧМЦСЧ), построенные по
тандемной схеме, в которой первое и второе кольца импульсно-фазовой
автоподстройки частоты (ИФАПЧ) включены последовательно. В тандемных
ЦСЧ во втором кольце ИФАПЧ в цепи обратной связи используются
делители частоты с дробно-переменным коэффициентом деления с дельта-
сигма модуляцией (ДДПКД-ДСМ). Это позволяет получить высокое
быстродействие синтезаторов с малым уровнем паразитной частотной
модуляции (ПЧМ) второго кольца ИФАПЧ с частотами, кратными частоте
шага сетки (помех дробности), которая может быть много меньше частоты
сравнения импульсного частотно-фазового детектора (ИЧФД) второго кольца
ИФАПЧ. Не останавливаясь подробно на описании принципа работы
гавдемных ЦСЧ отметим, что в известных схемах тандемных ЧМЦСЧ
используется одноточечная частотная модуляция управляемого генератора
первого кольца ИФАПЧ, т.е. модуляция методом ЧМ1. Исследования
показывают, что в таких тандемных ЧМЦСЧ с помощью ЧМ1 невозможно
добиться равномерной амплитудно-частотной модуляционной
характеристики (АЧМХ) в области нижних модулирующих частот, особенно если модуляция осуществляется цифровым сигналом с ограниченным спектром fh...fb =(10..ла*)Гц. Даже при узкополосном ФНЧ в цепи управления первого кольца ИФАПЧ в области нижних модулирующих частот наблюдаются провалы и выбросы АЧМХ. Это связано с тем, что первое кольцо ИФАПЧ воспринимает модулирующий сигнал как внешнее воздействие, которое оно минимизирует в полосе синхронизации, т.е., по существу, в полосе пропускания ФНЧ первого кольца ИФАПЧ.
Для устранения этого нежелательного эффекта, очевидно, в первом кольце ИФАПЧ следует использовать двухточечную угловую модуляцию (ЧМ12), которая используется в однокольцевых ЧМЦСЧ. Это позволяет выбирать параметры ФНЧ первого кольца ИФАПЧ таким образом, чтобы обеспечить при равномерной АЧМХ высокое быстродействие кольца ИФАПЧ1.
Известно, что введение второй точки модуляции в опорном канале приводит к тому, что на опорный сигнал вместе с полезным модулирующим напряжением может воздействовать помеховые напряжения с частотами, лежащими в полосе частот полезного модулирующего сигнала.
Следовательно, при двухточечной угловой модуляции тандемных ЧМЦСЧ необходимо предусмотреть меры по обеспечению малого уровня ПЧМ, вызванной действием этих помеховых напряжений. Ослабление этой ПЧМ возможно осуществить с использованием дополнительного канала авторегулирования фазы, состоящего из инвертора (ИНВ) и усилителя постоянного тока (УПТ). Этот канал автоматически ослабляет ПЧМ, а также
автоматически компенсирует частотные искажения в выходном ЧМ-сигнале. Такие методы модуляции обозначим условно методами ЧМ12АК.
Исходя из сказанного выше, тема диссертационной работы является актуальной, так как ее результаты будут способствовать более эффективному решению задач проектирования диапазонных ЧМ-возбудителей передатчиков ОВЧ и УВЧ диапазонов.
Работа выполнялась в соответствии с планом основных научных исследований Воронежского института МВД России в рамках НИР «Повышение эффективности функционирования, живучести и информационной безопасности радиотехнических устройств ЕИТКС ОВД».
Объектом исследования являются тандемные частотно-модулированные цифровые синтезаторы частот.
Предметом исследования выступают методы и устройства компенсации частотных искажений и помех при формировании синтезаторами частотно-модулированных сигналов.
Цель и задачи работы. Целью диссертационной работы является разработка и исследование тандемных ЧМЦСЧ с использованием двухточечной угловой модуляции и дополнительного канала авторегулирования фазы методом ЧМ12АК, в которых возможно одновременно скорректировать амплитудно-частотные модуляционные характеристики, определяющие уровень частотных искажений, а также помеховые амплитудно-частотные модуляционные характеристики, определяющие степень ослабления ПЧМ, вызванной действием помеховых сигналов.
Достижение указанной цели предполагает решение следующих задач:
Разработка структурных схем тандемных синтезаторов частот с двухточечной угловой модуляцией методом ЧМ12АК для ослабления частотных искажений и ослабления ПЧМ синтезаторов в режиме двухточечной угловой модуляции.
Составление и преобразование эквивалентных схем тандемных ЧМЦСЧ и получение их передаточных модуляционных функций (ПМФ), являющихся отношением операторного изображения девиации частоты полезного ЧМ-сигнала к операторному изображению полезного модулирующего сигнала и отражающих реакцию на полезный модулирующий сигнал, а также помеховых передаточных модуляционных функций (ППМФ), являющихся отношением операторного изображения девиации частоты ПЧМ в выходном сигнале к операторному изображению помехового модулирующего сигнала и отражающих реакцию на помеховые сигналы.
3. Теоретический анализ амплитудно-частотных модуляционных
характеристик (АЧМХ) и помеховых амплитудно-частотных модуляционных
характеристик (ПАЧМХ) в зависимости от параметров узлов синтезатора.
4. Макетирование введенных узлов синтезаторов.
Методы исследования. Для решения поставленных задач использованы методы теории систем автоматического регулирования, систем автокомпенсации, методы теории устойчивости, методы математического
анализа радиотехнических систем и устройств, в том числе операторный метод Лапласа, методы экспериментального исследования, а также символьные методы расчета с использованием математического редактора MathCADll.
Научная новизна. В работе получены следующие научные результаты, характеризующиеся научной новизной и выносимые на защиту:
1. Предложены варианты структурных схем тандемных синтезаторов
частот с двухточечной угловой модуляцией методом ЧМ12АК для
компенсации частотных искажений и ПЧМ, для чего в схемах использован
дополнительный канал авторегулирования фазы.
2. Для предложенных схем тандемных ЧМЦСЧ методом
преобразования эквивалентных схем получены ПМФ, отражающие реакцию
синтезаторов на полезное модулирующие напряжение, а также ПГГМФ,
отражающие реакцию синтезатора на помеховые напряжения.
3. Исследованы АЧМХ тандемных ЧМЦСЧ, отражающие уровень
частотных искажений, а также ПАЧМХ, отражающие степень ослабления
ПЧМ дополнительным каналом авторегулирования фазы.
4. Проведено схемотехническое макетирование введенных
дополнительных узлов синтезаторов, в том числе дополнительного канала
авторегулирования фазы.
Практическая ценность работы. Практическая ценность диссертационной работы состоит в том, что результаты исследований позволяют разработчикам, во-первых, производить расчеты АЧМХ и ПАЧМХ проектируемых тандемных ЧМЦСЧ по полученным конкретным выражением этих характеристик, во-вторых, практически использовать результаты расчета указанных характеристик для реализации заданных параметров предложенных вариантов схем тандемных ЧМЦСЧ, в-третьих, благодаря полученным новым схемным решениям наиболее широко на практике использовать имеющуюся элементную базу интегральных микросхем ЦСЧ.
Реализация и внедрение результатов работы. Результаты работы внедрены в НИР Воронежского института МВД России, в ОКР ОАО Воронежский НИИ «Вега», а также в учебный процесс Воронежского института МВД России.
Апробация работы. Основные положения диссертационной работы докладывались и обсуждались на Всероссийской научно-практической конференции «Охрана, безопасность и связь» (Воронеж, 2007г.); Всероссийской научно-практической конференции «Системы синхронизации, формирования и обработки сигналов для связи и вещания» (Воронеж, 2009г.); научных семинарах кафедры телекоммуникационных систем Воронежского института МВД России (Воронеж, 2007, 2008, 2009г.г.).
Публикации. Основные результаты диссертационной работы опубликованы в 9 печатных работах, включающих 5 статей, 3 работы, опубликованные в материалах Всероссийских научных конференций, 1 патент на полезную модель. Работа [6] опубликована в издании, рекомендованном ВАК.
В работах, опубликованных в соавторстве, приведенных в конце автореферата, лично автором предложено: в [1] ввести дополнительный канал авторегулирования фазы для компенсации частотных искажений и помех в виде паразитной частотной модуляции; в [2] использовать интегратор в канале компенсации при двухточечной модуляции первого кольца ИФАПЧ; в [3] использовать импульсно-фазовый модулятор в опорном канале для осуществления двухточечной модуляции в первом кольце ИФАПЧ; в [4] использовать дополнительный делитель частоты с фиксированным коэффициентом деления для осуществления линейного режима работы импульсно-фазового модулятора в опорном канале первого кольца ИФАПЧ; в [5] применить двухточечную модуляцию управляемого генератора и управляемого опорного генератора первого кольца ИФАПЧ.
Структура работы. Диссертационная работа состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературы из 118 наименований, изложена на 156 страницах машинописного текста, в котором приведены 58 рисунков и 3 таблицы.
Структурные схемы тандемных синтезаторов частот с двухточечной угловой модуляцией
Вопросами анализа и проектирования однокольцевых ЧМЦСЧ посвящено большое количество публикаций. Достаточно сослаться на монографии и учебные пособия [41,82,83], научные статьи и материалы научных конференций [2,12,17,19-22,24,35,36,38,39,42-52,58,59,73-76,78,86-90,116,], свидетельства и патенты [27-31,64-72], а также на защищенные диссертации [23,40,63,76,99,108]. Во всех этих работах затрагиваются те или иные отдельные аспекты построения одкольцевых ЧМЦСЧ на основе кольца ИФАПЧ.
Анализируя указанные выше работы, можно констатировать, что наилучшие результаты с точки зрения получения равномерной АЧМХ при высоком быстродействии и малом уровне ПЧМ имеют однокольцевые синтезаторы с двухточечной угловой модуляцией методом ЧМ12, который предполагает модуляцию УГ и одновременно косвенную модуляцию опорного колебания.
В связи с этим представляется целесообразным использование двухточечной угловой модуляции методом ЧМ12 и в двухкольцевых, т.е. тандемных ЦСЧ.
Для того, чтобы определить, в каком кольце ИФАПЧ следует осуществлять двухточечную угловую модуляцию, обратимся еще раз к рис. 1.2. С одной стороны, кольцо ИФАПЧ1 синтезирует фиксированную частоту /J, с другой стороны при использовании ДДІЖД2 кольцо ИФАПЧ2 является широкополосным. Таким образом, очевидно, что двухточечную модуляцию необходимо осуществлять в кольце ИФАПЧ1, потому что в этом случае сигнал с фиксированной частотой fx на выходе кольца ИФАПЧ1 будет являться опорным ЧМ-сигналом для кольца ИФАПЧ2 и это кольцо будет работать с частотно-модулированным опорным колебанием. Следовательно режим частотной модуляции кольца ИФАПЧ2 необходимо рассматривать как косвенную модуляцию в опорном канале, которая в литературе получила название модуляции методом ЧМ2.
Варианты структурных схем тандемных синтезаторов, в которых модуляция осуществляется методом ЧМ12 в кольце ИФАПЧ1 и методом ЧМ2 в кольце ИФАПЧ2, изображены на рис. 1.3 и 1.4. На этих рисунках приняты следующие обозначения: УОГ - управляемый по частоте ОГ; ATI и АТ2 — аттенюаторы; РУ — регулируемый усилитель; ИНТ1 - интегратор; ИФМ - импульсно-фазовый модулятор; ДЧ - предварительный делитель частоты с фиксированным коэффициентом деления R; ЦАП - цифро-аналоговый преобразователь. Следует отметить, что назначение перечисленных узлов тандемных синтезаторов такое же, как в однокольцевых ЧМЦСЧ, рассмотренных в приведенных литературных источниках. Подчеркнем, что в схеме, изображенной на рис. 1.4 ДЧ служит для того, чтобы обеспечить линейный режим модуляции ИФМ. В общем случае, в зависимости от соотношений выходных частот УГ1 и ОГ, он может отсутствовать.
Кроме того, необходимо констатировать, что в качестве ДЧ может быть использован ДФКД микросхемы ЦСЧ, так как у нее имеется отдельный вывод ДФКД.
Как следует из рис. 1.3 и рис. 1.4, тандемные ЧМЦСЧ представлены как устройства, преобразующие мгновенное значение полезного модулирующего сигнала г/,,0) в полезное ФНЧ1
Структурная схема тандемного синтезатора частот с частотной модуляцией управляемого генератора и косвенной модуляцией в опорном канале кольца ИФАПЧ1 методом ЧМ12. мгновенное отклонение частоты А/2(0 выходного сигнала кольца ИФАПЧ2, т.е. выходного сигнала тандемного ЧМЦСЧ.
Будем считать, что схемы, изображенные на рис. 1.3 и 1.4 в режиме двухточечной угловой модуляции являются автономными системами, под которыми будем понимать такие системы, в которых кроме воздействия полезного модулирующего сигнала uv(f) не действуют помеховые модулирующие сигналы. В то же время, изображенные ЧМ-синтезаторы с двухточечной угловой модуляцией могут рассматриваться как неавтономные системы, т.е. могут быть подвержены паразитной частотной модуляции ПЧМ, например, за счет помеховых напряжений, попадающих на модулирующие входы УОГ — um(t) и ИФМ - un2(t) с частотами, лежащими в,полосе частот полезного модулирующего сигнала.
В этом случае тандемные ЧМЦСЧ с двухточечной модуляцией, изображенные на рис 1.3 и рис. 1.4, как неавтономные системы, подверженные ПЧМ, будут иметь вид, изображенный на рис. 1.5 и рис. 1.6.
На этих рисунках А/Ш2(У) и А/Л22(0 - мгновенные значения отклонений частоты ПЧМ кольца ИФАПЧ2, т.е. синтезатора в целом, при действии помеховых напряжений, соответственно um(t) и un2(t).
Кроме того, в этих синтезаторах имеются помеховые напряжения на выходе ИЧФД1 с частотами, кратными частоте сравнения ИЧФД1 и на выходе ИЧФД2 с частотами, кратными шагу сетки всего синтезатора. Эти напряжения, пройдя через петлевые ФНЧ в цепях управления, производят ПЧМ УГ1 и УГ2 по их управляющим входам.
Условия устойчивости синтезаторов в режиме частотной модуляции
Однако использование этого канала авторегулирования по возмущению в первом кольце ИФАПЧ имеет смысл только в том случае, когда частота среза ФНЧ1 Fcn соизмерима с частотой сравнения первого кольца ИФАПЧ fCPl. Если же частота Fcn{{fcn, использование этой цепи нецелесообразно. Для общности изложения на рис. 1.10 изображена структурная схема тандемного синтезатора с частотной модуляцией УГ1 и УОГ, а на рис. 1.11 - структурная схема тандемного синтезатора с частотной модуляцией УГ1 и косвенной модуляцией ИФМ в опорном канале, причем на обеих схемах изображены дополнительные каналы авторегулирования фазы для компенсации помех. Такие методы модуляции назовем условно методом ЧМ12АК. На этих схемах: ИМС — источник полезного модулирующего сигнала; ИС - индикатор синхронизма; КЛ — электронный ключ; С - линейный сумматор. Остальные обозначения введены ранее. Опишем качественно процесс двухточечной модуляции и компенсации помех в этих схемах. При частотной модуляции УГ1 полезным модулирующим сигналом uu(t) с выхода ИМС на выходе ДПКД1 будут иметь место короткие импульсы, которые промодулированны по фазе в соответствии с интегралом uM(t). Одновременно в схеме на рис. 1.10 производиться частотная модуляция УОГ, при этом девиация частоты УОГ должна быть в —- раз меньше девиации частоты УГ1, где Ж, Я, и R -R}R соответственно коэффициенты деления ДПКД1, ДФКД1 и ДЧ. Это обеспечивается при заданной крутизне модуляционной характеристики УОГ — SMOr соответствующим подбором коэффициента передачи КАП ATI. имс
Структурная схема тандемного синтезатора частот с частотной модуляцией управляемого генератора, косвенной модуляцией в опорном канале и дополнительными каналами авторегулирования фазы для компенсации помех. В свою очередь, в диапазоне несущих частот синтезаторов при постоянной девиации частоты сигнала на выходе УГ2 изменяется дробный коэффициент деления ДДПКД2 - N2, при этом, в связи с тем, что несущая частота сигнала на выходе УГ1 постоянна а также постоянна и частота сравнения ИЧФД2 - /СР2, коэффициент деления ДФКД2 также постоянен и равен R2. Следовательно девиация частоты сигнала на выходе УГ1 должна изменяться обратно пропорционально N2. Для этого в схеме используется РУ, коэффициент усиления которого при заданной крутизне модуляционной характеристики УГ1 - SMvn также должен изменяться обратно пропорционально N2. В этом случае импульсы на выходе ДФКД1 будут промодулированны по фазе также в соответствии с интегралом им(0 при этом девиация фазы импульсов на выходе ДФКД1 и ДПКД1 будет одинакова, следовательно в ИЧФД1 реакция кольца ИФАПЧ1 на полезное модулирующее воздействие должна быть при правильно подобранных параметрах узлов скомпенсировано.
Что касается схемы на рис. 1.11, то в ней процесс модуляции схож с процессом модуляции в схеме на рис. 1.10. Отличие состоит в том, что в этой схеме в опорном канале кольца ИФАПЧ1 частотная модуляция в ИФМ осуществляется косвенным методом, поэтому в ней введен ИНТ1. Кроме того, девиация частоты сигнала на выходе ИФМ должна быть в — раз меньше, чем на выходе УГ1. Это уменьшение девиации частоты достигается с помощью аттенюатора АТ2 с коэффициентом передачи КЛТ2 при заданной крутизне модуляционной характеристики ИФМ - Smf.
Что касается узлов ИС и КЛ, то они здесь выполняют лишь функцию разрешения прохождения сигнала управления дополнительного канала авторегулирования фазы в кольце ИФАПЧ1 после установления в тандемном синтезаторе режима синхронизма, поэтому в дальнейших рассуждениях, когда будет проводиться исследование предложенных синтезаторов в режиме двухточечной угловой модуляции и компенсации помех на фиксированной рабочей частоте /2 кольца ИФАПЧ2 при синхронизации колец эти узлы учитываться не будут. Кроме того в этом случае зафиксируем при постоянных значениях R , Rlt R2, iV, и N2 постоянные значения коэффициента усиления РУ - КРУ, а также коэффициенты передачи ATI и АТ2 - КАП и КАТ2. Напомним еще раз, что в связи с тем, что в синтезаторах используется узкополосная частотная модуляция, можно применять линейные модели синтезаторов при исследовании режимов полезной модуляции и компенсации ПЧМ, вызванной воздействием помеховых напряжений um(t) и un2(t). В этом случае можно не учитывать канал авторегулирования фазы, использующую регулировку по возмущению.
В свою очередь при исследовании режима компенсации регулярных помех, т.е. ПЧМ с частотами, кратными частоте сравнения ИЧФД1, можно не учитывать влияние кольца ИФАПЧ1, а также, каналов авторегулирования фазы, использующих регулировку по отклонению. В этом случае структурные схемы, отражающие процесс частотной модуляции и компенсации ПЧМ, вызванной действием помеховых напряжений для схемы на рис. 1.10 будут иметь вид, изображенный на рис. 1.12, а для схемы на рис. 1.11 будет иметь вид, изображенный на рис. 1.13. Что касается процесса компенсации ПЧМ, вызванной помеховым напряжением с частотами, кратными частоте сравнения ИЧФД1 un3(t), то для схем на рис. 1.10 и рис. 1.11 он может быть, в
Условия устойчивости синтезаторов в режиме компенсации помех
Проведем исследование режима частотной модуляции для структурных схем, приведенных в первой главе. Схема изображенная на рис. 1,3, предполагает использование двухточечной частотной модуляции УГ1 и УОГ (методом ЧМ12). Для определения ПМФ этой структурной схемы преобразуем ее к виду, когда прохождение модулирующего сигнала происходит по прямому каналу (рис. 2.1). Эквивалентная операторная схема, отражающая режим частотной модуляции в таком тандемном синтезаторе, имеет вид, изображенный на рис. 2.2. На этом рисунке приняты следующие обозначения: UM(p) - операторное изображение модулирующего сигнала; AfiCp), Af2(p) - операторные изображения, соответственно, девиации частоты на выходах УГ1 и УГ2; кРУ - коэффициент усиления РУ; кАП — коэффициент передачи ATI; SMor крутизна характеристики управления УОГ по модулирующему входу; SMvri syyn крутизны характеристик управления УГ1, соответственно по модулирующему и управляющему входам; syyr2 крутизна характеристики управления УГ2 по ИФАПЧ1 Преобразованная структурная схема тандемного синтезатора с частотно-модулируемыми УГ1 и УОГ, когда прохождение модулирующего сигнала происходит по прямому каналу.
В то же время практически реализовать NPl =1 затруднительно из-за разброса параметров элементов схемы. В связи с этим интерес представляет исследование влияние величины N Pi на модуляционные свойства рассматриваемой схемы.
Схема, изображенная на рис. 1.4, предполагает использование двухточечной модуляции, заключающейся в частотной модуляции УГ1 и косвенной модуляцией ИФМ в опорном канале кольца ИФАПЧ1 (метод ЧМ12).
Для определения ПМФ этой схемы преобразуем ее к виду, когда прохождение модулирующего сигнала проходит по прямому каналу (рис. 2.3). Эквивалентная операторная схема, отражающая режим частотной модуляции в таком тандемном синтезаторе, имеет вид, изображенный на рис. 2.4. На этом рисунке приняты следующие обозначения: kAr2 - коэффициент передачи АТ2; Тт - постоянная времени ИНТ1; Sim - крутизна модуляционной характеристики ИФМ. Остальные обозначения приняты ранее. На основании эквивалентной схемы (рис. 2.4) ПМФ этого тандемного ЧМЦСЧ равна
Преобразованная структурная схема тандемного синтезатора с частотной модуляцией УГ1 и косвенной модуляцией ИФМ в опорном канале ИФАПЧ1, когда прохождение модулирующего сигнала происходит по прямому каналу. Рис. 2.4. Эквивалентная схема тандемного синтезатора, изображенного на рис. 1.4, отражающая режим частотной модуляции. где WM2X(р) = Шр-, WU22(р) = &fl, (2.8) uu(p) AMP) причем WM2X(p) и WM22(p) — ПМФ соответственно первого и второго колец ИФАПЧ, включенных последовательно в схеме на рис. 1.4. компенсации , частотных искажений с регулировкой по возмущению в схеме тандемного синтезатора с двухточечной модуляцией УГ1 и ИФМ в опорном канале ИФАПЧ1 по схеме рис. 1.4.
В то же время практически реализовать N =1 затруднительно из-за разброса параметров элементов схемы. В связи с этим интерес представляет исследование влияние величины N"x на модуляционные свойства рассматриваемой схемы. В этом случае при исследовании влияния N PX и N"x коэффициент регулирования на модулирующие свойства схемы, представленной на рис. 1.3 и рис. 1.4 можно положить N PX=N"X=NPX и назвать этот коэффициент коэффициентом регулирования по возмущению.
Перейдем к рассмотрению структурной схемы (рис. 1.12) тандемного синтезатора с двухточечной частотной модуляцией УГ1 и УОГ, дополненной цепью авторегулирования фазы (метод ЧМ12АК). Для определения ПМФ этой схемы преобразуем ее к виду, когда прохождение модулирующего сигнала проходит по прямому каналу (рис. 2.5). ИФАПЧ1
Преобразованная структурная схема тандемного синтезатора с частотно-модулируемым УГ1 и УОГ, дополненная каналом авторегулирования фазы (метод модуляции ЧМ12АК), когда прохождение модулирующего сигнала происходит по прямому каналу. Эквивалентная операторная схема, отражающая режим частотной модуляции в таком синтезаторе, имеет вид, изображенный на рис. 2.6. Используя правила преобразования эквивалентных схем изображенную на рис. 2.6 схему можно преобразовать к виду, изображенному на рис. 2.7. Заменим часть схемы, изображенной на рис. 2.7, обведенную пунктиром, одним блоком - автокомпенсатором частотных искажений с регулировкой по отклонению - W ip), причем WAK{P) = ] = ЛГ , ,, (2.13) i+jt .J-.S -S -F (D) l + NP2 Fm(P) где NP2=kyi Яим Ядх коэффициент регулирования цепи Rl автокомпенсации частотных искажений с регулировкой по отклонению. Учитывая введенный блок с передаточной функцией W ip) и применяя правила преобразования эквивалентных схем, схему, изображенную на рис. 2.7, можно преобразовать в эквивалентную схему, изображенную на рис. 2.8.
Схема дополнительного кольца авторегулирования
Особенности проектирования тандемных ЧМЦСЧ с использованием современных микросхем ИФАПЧ-синтезаторов можно видеть на примере разработанных синтезаторов с последовательным включением двух колец и с введением частотной модуляции ЧМ12 (рис. 4.1) и ЧМ12АК (рис. 4.2).
Первое кольцо ИФАПЧ1 выполнено на микросхеме ADF4001 с целочисленным ДПКД1 и предназначено для формирования колебания с низким уровнем шума, используемого в качестве опорного ЧМ сигнала для второго кольца. Второе кольцо ИФАПЧ2 на микросхеме ADF4252 с ДДПКД2 быстродействующее, работает в заданном диапазоне частот.
Первое кольцо ИФАПЧ1 узкополосное, содержит делитель частоты с фиксированным коэффициентом деления Rx ДФКД1, цифровой частотно-фазовый детектор ИЧФД1, целочисленный делитель частоты с переменным коэффициентом деления 7V, ДПКД1, 24-битовый входной сдвиговый регистр, на который поступают внешние управляющие сигналы от микроконтроллера МК, а также опорные кварцевый генератор ОГ, петлевой фильтр нижних частот ФНЧ1, интегратор ИНТ, аттенюатор AT, генератор, управляемый напряжением УГ1 и регулируемый усилитель РУ.
Первые четыре элемента (ДФКД1, ИЧФД1, ДПКД1 и 24-битовый приемный регистр) являются составной частью микросхемы ADF4001. Остальные узлы, содержащие частотно-зависимые и габаритные элементы, расположены вне микросхемы. Здесь делитель ДФКД1 называется фиксированным по традиционной терминологии, хотя в микросхеме коэффициент деления #! может быть переменным. Предварительный делитель частоты (ПД) имеет коэффициент деления R . Через регулируемый
усилитель РУ проходит модулирующий информационный сигнал на модулирующий вход УГ1 и управляющий вход ИФМ от внешнего источника модулирующего сигнала ИМС. Управляющий сигнал поступает от микроконтроллера МК на соответствующий управляющий вход РУ и изменяет его коэффициент передачи при изменении выходной частоты второго кольца. Тем самым автоматически стабилизируется заданный уровень девиации выходной частоты синтезатора в широком диапазоне перестраиваемых частот при определенном постоянном уровне модулирующего сигнала от ИМС.
Второе кольцо ИФПАЧ2 выполнено на микросхеме ADF4252 и построено аналогично, за исключением того, что здесь вместо ДПКД применяется дробный ДПКД (ДДПКД2). Управление обоими синтезаторами происходит от одного микроконтроллера по четырем каналам: С - тактовые импульсы, D — информационные импульсы, а также импульсы разрешения И31 и И32 поступают по отдельным проводам в соответствующий 24-битовые входные сдвиговые регистры каждого кольца. Тем самым осуществляется независимое управление двумя микросхемами от одного МК. Это управление в эксперименте осуществлялось от микроконтроллера АТ89С52 фирмы Atmel по специально разработанной программе.
Одними из наиболее важных узлов ЧМЦСЧ, в основном определяющих модуляционные параметры, является импульсно-фазовый модулятор (ИФМ) и интегратор. В ЧМЦСЧ для осуществления широкополосной модуляции ИФМ можно включать между выходом ДФКД и опорным входом ИЧФД. Для получения практически неискаженной частотной модуляции модулирующее напряжение UM надо подавать в ИФМ через интегратор. В ЧМЦСЧ можно использовать такой интегратор, в котором начальное напряжение на его выходе Um (при t-О) можно задавать независимо от входного напряжения. Напряжение на выходе интегратора на определенном интервале нарастает или убывает относительно Um в соответствии с изменениями цифрового модулирующего сигнала типа ПСП, одно из свойств которого состоит в том, что за его период количество единиц или нулей отличается не более чем на 1 [108]. Иначе говоря, когда на интервале преобладают единицы, напряжение на выходе интегратора возрастает, а на интервале с преобладанием нулей напряжение уменьшается. Как только напряжение на выходе интегратора достигнет минимально или максимально возможного, т.е. 0 или Un, интегрирование прекратится. Эти уровни и определяют максимально возможный динамический диапазон интегратора. С другой стороны известно, что напряжение на выходе интегратора при постоянном напряжении на его. входе должно теоретически неограниченно возрастать. Отсюда при уменьшении частоты модуляции FUH -»0 динамический диапазон интегратора Uд - да.
Таким образом, динамический диапазон интегратора в двухточечной схеме ЧМЦСЧ зависит от выбранного значения ип, начального напряжения на выходе интегратора Um и нижней частоты модуляции Fm.
Рассмотрим принцип работы системы интегратор-ИФМ, функциональная схема которой приведена на рис. 4.3.
Временные диаграммы работы ИФМ показаны на рис. 4.4. Рис. 4.4а - исходный модулирующий сигнал, 4.46 — импульсы на выходе ПД, 4.4в - импульсы на выходе генератора пилообразного напряжения (ГПН), 4.4г - импульсы на выходе D-триггера, 4.4д -последовательность коротких импульсов, сформированная из передних фронтов импульсов с D-триггера.
ИФМ состоит из последовательно включенных D-триггера, генератора пилообразного напряжения на основе электронного ключа Кл, генератора тока (ГТ), времязадающей емкости О и компаратора напряжений (рис. 4.3). На второй вход компаратора поступает модулирующее напряжение с интегратора, а выход компаратора соединён с S-входом D-триггера (входом установки триггера в исходное состояние). На С-вход D-триггера поступают короткие импульсы с ПД или возможно импульсы типа меандр с предыдущего триггера. В этом нет никакой разницы, поскольку срабатывание D-триггера происходит по переднему фронту входного импульса. Поступающий на С-вход D-триггера импульс опрокидывает его из состояния логической 1 в состояние логического 0 на выходе (рис. 4.4г момент времени /0). При этом ключ размыкается, емкость О начинает заряжаться от генератора тока и на входе компаратора формируется пилообразное напряжение (рис. 4.4в).
