Содержание к диссертации
Введение
1. Принципы построения структурных схем 11
1.1. Описание структурных схем синтезаторов с двухточечной угловой модуляцией и использование дополнительных каналов авторегулирования фазы в системе фазовой автоподстройки частоты 11
1.2. Разработка структурных схем синтезаторов с двухточечной угловой модуляцией и дополнительными каналами авторегулирования фазы 23
1.3. Выводы. Постановка задач исследования 34
2. Передаточные модуляционные функции синтезатора с частотно-модулированными управляемым и опорным генераторами 36
2.1. Передаточная модуляционная функция, отражающая реакцию синтезатора на воздействие полезного модулирующего сигнала 36
2.2. Передаточная модуляционная функция, отражающая реакцию синтезатора на воздействие помехового модулирующего сигнала с частотами, кратными частоте сравнения импульсного частотно-фазового детектора, на управляющий вход управляемого генератора 52
2.3. Передаточные модуляционные функции, отражающие реакцию синтезатора на воздействие помеховых модулирующих сигналов на модулирующие входы управляемого и опорного генераторов 56
2.4. Определение условий устойчивости 65
2.5. Выводы 67
3. Анализ частотных характеристик 69
3.1. Амплитудно-частотные модуляционные характеристики при воздействии полезного модулирующего сигнала 69
3.2. Амплитудно-частотные модуляционные характеристики при воздействии помехового модулирующего сигнала с частотами, кратными частоте сравнения импульсного частотно-фазового детектора, на управляющий вход управляемого генератора 72
3.3. Амплитудно-частотные модуляционные характеристики при воздействии помеховых модулирующих сигналов на модулирующие входы управляемого и опорного генераторов.. 85
3.4. Выводы 95
4. Схемотехника узлов и экспериментальное исследование синтезаторов 97
4.1. Схемотехника основных аналоговых узлов 97
4.2. Методика проведения эксперимента 111
4.3. Результаты экспериментального исследования амплитудно-частотных характеристик 119
4.4. Выводы 122
Заключение 126
Литература 128
Приложение
- Разработка структурных схем синтезаторов с двухточечной угловой модуляцией и дополнительными каналами авторегулирования фазы
- Передаточная модуляционная функция, отражающая реакцию синтезатора на воздействие помехового модулирующего сигнала с частотами, кратными частоте сравнения импульсного частотно-фазового детектора, на управляющий вход управляемого генератора
- Амплитудно-частотные модуляционные характеристики при воздействии помехового модулирующего сигнала с частотами, кратными частоте сравнения импульсного частотно-фазового детектора, на управляющий вход управляемого генератора
- Методика проведения эксперимента
Введение к работе
Актуальность темы. В современных радиотехнических системах передачи как аналоговой так и цифровой информации, в частности в системах подвижной радиосвязи ОВЧ и УВЧ диапазонов для формирования ЧМ-сигналов в передатчиках широко используются так называемые частотно-модулированные цифровые синтезаторы частот (ЧМЦСЧ), построенные на основе однокольцевой системы импульсно-фазо вой авто подстройки частоты (ИФАПЧ). Вообще говоря синтезаторы частот на основе ИФАПЧ получили название цифровых (ЦСЧ) только благодаря наличию в них цифровой части, включающей делители частоты с фиксированным (ДФКД) и переменным (ДПКД) коэффициентами деления, а также импульсный частотно-фазовый детектор (ИЧФД). Такой ЦСЧ выполняется в виде микросхемы, имеющей входы со стороны опорного или управляемого опорного кварцевого генератора (ОКГ или УОКГ) и со стороны управляемого генератора (УГ), а также выход ИЧФД. Остальные узлы такого ЦСЧ в том числе и ЧМЦСЧ являются аналоговыми, в частности ОКГ, УОКГ, УГ, ФНЧ в цепи управления УГ.
При проектировании ЧМЦСЧ требуется обеспечить высокое быстродействие синтезатора, т.е. малое время переключения несущих частот. Требуется также обеспечить равномерную амплитудно-частотную модуляционную характеристику (АЧМХ) при воздействии полезного модулирующего сигнала для того, чтобы отсутствовали частотные искажения полезного ЧМ-сигнала, что особенно трудно реализовать при модуляции цифровым сигналом, имеющем, в отличие от аналогового модулирующего сигнала, спектр модулирующих частот FH...FB не (300...3400) Гц, а, как правило, FH...FB - (10...104) Гц. Кроме того, требуется обеспечить
5 малый уровень ПЧМ синтезатора, которая является следствием, во-первых воздействия помеховых модулирующих сигналов с частотами, попадающими в полосу пропускания ФНЧ в цепи управления, на модулирующие входы УГ и УОКГ, во-вторых - помехо-вой модуляции УГ по управляющему входу напряжением с частотами, кратными частоте сравнения ИЧФД. Что касается возможности обеспечения заданного быстродействия при равномерной АЧМХ при воздействии полезного модулирующего сигнала, то эту задачу в некотором смысле выполняет так называемая двухточечная модуляция ЧМ12, при которой полезный модулирующий сигнал подается на УГ и в опорный канал. В этом случае можно увеличить полосу пропускания ФНЧ в цепи управления и повысить быстродействие. Однако, при этом увеличится ПЧМ, вызванная вышеприведенными причинами.
В связи с этим актуальной является разработка схемотехнических решений ЧМЦСЧ с модуляцией ЧМ12, в которых осуществлялась бы такая автоматическая коррекция амплитудно-частотных модуляционных характеристик синтезаторов, определяющих уровень ПЧМ синтезаторов, вызванной вышеназванными причинами, которая свидетельствовала бы об ослаблении уровня ПЧМ. Исследования показывают, что такую задачу можно решить с помощью автокомпенсаторов ПЧМ, которые представляют собой дополнительные каналы авторегулирования фазы.
Цель и задачи работы. Целью диссертационной работы является разработка и исследование синтезаторов частот с двухточечной угловой модуляцией, в которых с использованием дополнительных каналов авторегулирования фазы осуществляется коррекция амплитудно-частотных модуляционных характеристик, определяющая степень ослабления ПЧМ синтезаторов, вызванной действием помеховых модулирующих сигналов.
Достижение указанной цели предполагает решение следующих задач:
1. Описание дополнительных каналов авторегулирования фазы в системе ФАПЧ для ослабления ПЧМ с целью определения возможности их использования для ослабления ПЧМ в ЧМЦСЧ с двухточечной угловой модуляцией.
2. Разработка структурных схем ЧМЦСЧ с двухточечной уг ловой модуляцией с дополнительными каналами авторегулирова ния фазы для ослабления ПЧМ синтезаторов в режиме двухточеч ной угловой модуляции.
3. Составление и преобразование эквивалентных схем ЧМЦСЧ и получение их передаточных модуляционных функций, отражающих реакцию синтезатора как на полезный, так и на по- меховые модулирующие напряжения.
Теоретический анализ амплитудно-частотных модуляционных характеристик в зависимости от параметров узлов синтезатора.
Экспериментальное исследование для подтверждения результатов теоретического исследования.
Методы исследования. Для решения поставленных задач использованы методы теории систем автоматического регулирования, систем автокомпенсации, методы теории устойчивости, методы математического анализа радиотехнических систем и устройств, в том числе операторный метод Лапласа, методы экспериментального исследования, а также компьютерные методы расчета с использованием программы Mathcad 7,0 для Windows 95 и выше.
Научная новизна. В работе получены следующие результаты, характеризующиеся научной новизной:
1. Предложены два варианта структурных схем ЧМЦСЧ с двухточечной угловой модуляцией, в которых для автокомпенса-
7 ции ПЧМ использованы дополнительные каналы авторегулирования фазы.
2. Для предложенной схемы ЧМЦСЧ с частотно- модулируемыми управляемым и опорным генераторами методом преобразования эквивалентных схем получены передаточные мо дуляционные функции (ПМФ), отражающие реакцию синтезатора как на полезное, так и на помеховые модулирующие напряжения.
Исследованы АЧМХ синтезатора, отражающие как уровень частотных искажений полезного ЧМ-сигнала, так и степень ослабления ПЧМ дополнительными каналами авторегулирования фазы.
Проведено экспериментальное исследование АЧМХ, которое подтвердило результаты теоретических исследований.
Практическая ценность работы. Практическая ценность диссертационной работы состоит в том, что результаты исследований позволяют разработчикам, во-первых, производить расчет АЧМХ проектируемых ЧМЦСЧ по полученным конкретным выражениям АЧМХ, характеризующим уровень частотных искажений при модуляции полезным сигналом, а также степень подавления ПЧМ, являющейся следствием воздействия помеховых модулирующих сигналов на модулирующие входы УГ и УОКГ, а также на управляющий вход УГ, во-вторых, практически использовать результаты расчета указанных характеристик для реализации заданных параметров предложенных вариантов схем ЧМЦСЧ, в-третьих, благодаря полученным новым схемным решениям, наиболее широко на практике использовать имеющуюся элементную базу интегральных микросхем ЦСЧ.
Реализация и внедрение результатов работы. Результаты работы внедрены в НИР Воронежского института МВД России, в отделе связи, спецтехники и автоматизации службы тыла ГУВД Во-
8 ронежской области, а также в учебный процесс в Воронежском институте МВД России.
Апробация работы. Основные положения диссертационной работы докладывались и обсуждались на Всероссийской научно-практической конференции «Актуальные вопросы эксплуатации систем охраны и защищенных телекоммуникационных систем» в 2005 г. (г. Воронеж); на Всероссийской научно-практической конференции «Современные методы борьбы с преступностью» (радиотехнические науки) в 2005 г. (г. Воронеж); на V Всероссийской научно-практической конференции «Охрана, безопасность и связь» в 2005 г. (г. Воронеж); на научных семинарах Воронежского института МВД России в 2004, 2005 гг.
Публикации. Основные результаты диссертационной работы опубликованы в 10 печатных работах, включающих 4 статьи, 4 работы, опубликованные в материалах Всероссийских научных конференций, 2 патента на полезные модели РФ.
Структура работы. Диссертационная работа состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературы из 89 наименований и приложения, изложена на 141 странице машинописного текста, в которых приведены 56 рисунков и 5 таблиц.
Краткое содержание работы. Во введении обосновывается актуальность темы диссертационного исследования, формулируется основная цель и задачи исследований, приводятся методы исследований, указываются научные результаты работы, а также практическая ценность полученных научных результатов.
Представляются сведения о конференциях и научных семинарах, на которых докладывались и обсуждались основные положения диссертационной работы, а также сведения о публикациях научных результатов.
Дается краткое содержание глав диссертации.
В первой главе рассмотрены принципы построения ЧМЦСЧ с двухточечной угловой модуляцией, в которых для ослабления
9 ПЧМ, вызванной помеховыми модулирующими сигналами, вводятся дополнительные каналы авторегулирования фазы.
Предложены две основные структурные схемы ЧМЦСЧ, защищенные патентами на полезные модели РФ.
Одна из них предполагает использование метода модуляции ЧМ12 с частотно-модулированными управляемым и опорным генераторами, вторая — с частотно-модулированным управляемым генератором с одновременной модуляцией в опорном канале с использованием фазового модулятора.
Проводится сравнительный качественный анализ предложенных схем с точки зрения получения малых частотных искажений, ослабления ПЧМ, простоты, технологичности.
Составлены отдельные структурные схемы синтезаторов с частотно-модулированными управляемым и опорным генераторами, отражающими реакцию синтезатора на полезный модулирующий сигнал, а также на помеховые модулирующие сигналы, причем эти структурные схемы составлены для режима модуляции при синхронизации кольца ИФАПЧ.
В завершении главы делаются выводы и формулируются задачи дальнейших исследований.
Во второй главе составляются эквивалентные схемы указанных выше синтезаторов, определяются полезная и помеховые ПМФ и осуществляется проверка устойчивости режима модуляции. Впервые эквивалентные схемы составляются с учетом влияния дополнительных каналов авторегулирования фазы на модуляционные свойства синтезаторов, при этом в выражениях для передаточных модуляционных функций присутствуют параметры этих каналов.
На основании преобразования эквивалентных схем, определения ПМФ и условий устойчивости делаются выводы по резуль-
10 татам исследований, которые в значительной степени отличаются от аналогичных выводов по принципам составления схем ЧМЦСЧ другими методами.
В третьей главе анализируются АЧМХ этих синтезаторов, отражающие как полезную частотную модуляцию, так и ПЧМ. Исследования, проведенные в третьей главе, показывают, как дополнительные каналы авторегулирования фазы корректируют АЧМХ синтезаторов при воздействии помеховых модулирующих сигналов, а также — как на форму АЧМХ влияют параметры узлов синтезаторов. После этого делаются выводы по главе в целом.
В четвертой главе проводится схемотехническое макетирование вводимых узлов синтезаторов и экспериментально исследуются частотные модуляционные характеристики. Делаются выводы о степени подтверждения экспериментальными результатами результатов теоретического анализа.
В заключении изложены основные результаты диссертационной работы.
В приложении приведены акты внедрения результатов диссертационной работы.
Разработка структурных схем синтезаторов с двухточечной угловой модуляцией и дополнительными каналами авторегулирования фазы
Используя описанные в [43] системы ФАПЧ с дополнительными каналами авторегулирования фазы, были разработаны две схемы ЧМЦСЧ с двухточечной угловой модуляцией, подтвержденные патентами на полезные модели [44, 45], в которых также предусмотрены дополнительные каналы авторегулирования фазы для ослабления ТТЧМ синтезаторов, вызванной действием помехо-вых напряжений.
На рис. 1.8 изображена структурная схема ЧМЦСЧ с частотно-модулированными УГ и УОКГ, а на рис. 1.9 - схема ЧМЦСЧ с частотной модуляцией УГ и модуляцией ФМ в опорном канале.На этих схемах: ИМС — источник полезного модулирующего сигнала, КЛ - электронный ключ, ИС - индикатор синхронизма, ДЧ - делитель частоты, С — линейный сумматор. Остальные обозначения введены ранее.
Коротко опишем качественно процесс двухточечной модуляции в этих схемах. При частотной модуляции УГ полезным модулирующим сигналом uM(t) с выхода ИМС на выходе ДПКД будут иметь место короткие импульсы, которые промодулированы по фазе в соответствии с интегралом uM(t). Одновременно в схеме (рис. 1.8) производится частотная модуляция УОКГ, при этом девиация частоты УОКГ должна быть в N/R раз меньше девиации частоты УОГ, где N и R — соответственно коэффициенты деления ДПКД и ДФКД.В диапазоне несущих частот синтезатора при постоянной девиации частоты УГ и изменяющемся N изменяется и отношение N/R. Для того, чтобы отслеживать это отношение, предусмотрен УАТ, 26 коэффициент передачи которого, так же как и коэффициент деления N, т.е. несущая частота синтезатора изменяется с помощью БУЧ. При этом изменяется напряжение управления УОКГ при его постоянной несущей частоте и постоянном R. В этом случае импульсы на выходе ДФКД будут промодулированы по фазе также в соответствии с интегралом uM(t); ПРИ этом девиация фазы импульсов на выходах ДФКД и ДПКД будет одинакова, следовательно в ИЧФД реакция кольца ИФАПЧ на полезное модулирующее воздействие должно быть скомпенсировано.
Что касается схемы (рис. 1.9), то в ней процесс модуляции схож с процессом модуляции в схеме (рис. 1.8). Отличие составляет лишь то, что в этой схеме необходимо ввести два дополнительных узла - ИНТ1 и ДЧ, что во-первых несколько усложняет схему, а во-вторых связано с трудностями выполнения идеального ИНТ1, особенно при модуляции цифровым сигналом, у которого FH стремится к нулю [46].
Что касается узлов ИС и КЛ, то они здесь выполняют лишь функцию разрешения прохождения сигнала управления дополнительного канала авторегулирования фазы после установления в синтезаторах режима синхронизма, поэтому в дальнейших рассуждениях, когда будет проводится исследование синтезаторов в режиме угловой модуляции на фиксированной рабочей частоте при синхронизации кольца ИФАПЧ эти два узла учитывать не будем, как впрочем будем считать постоянным коэффициент передачи УАТ и коэффициент деления ДПКД.В связи с тем, что обе рассматриваемые схемы функционально идентичны, остановимся более подробно на схеме (рис. 1.8), тем более, что, как было сказано выше, она несколько проще второй схемы.
Изобразим структурную схему выбранного для дальнейшегоанализа синтезатора для фксированной несущей частоты в режиме синхронизма.В этом случае обобщенную структурную схему ЧМЦСЧ с частотно-модулированными УГ и УОКГ с дополнительными каналами авторегулирования фазы можно изобразить в виде, показанном на рис. 1.10.
На этом рисунке показаны точки приложения полезного uM(t) и помеховых [uni(t), un2(t), иПз(ї)] модулирующих сигналов, выходом схемы является частотно-модулированный сигнал, при этом в качестве выходной функции показано мгновенное отклонение частоты от несущей Afubix(t), вызванное как воздействием полезного модулирующего сигнала, так и помеховых модулирующих сигналов.
В связи с тем, что система синтеза полезного ЧМ-сигнала является линейной, что является непреложным условием формирования ЧМ-сигнала, в котором отсутствовали бы нелинейные искажения, а также в связи с тем, что реакция синтезатора на малые помеховые модулирующие сигналы также является линейной, для удобства дальнейшего анализа целесообразно в соответствии с принципами суперпозиции отдельно представить структурные схемы синтезатора при воздействии каждого из этих модулирующих сигналов.
В этом случае, если система формирует полезный ЧМ-сигнал при действии только полезного модулирующего сигнала, т.е. Дґм(0 = Ф[іім(0], то входом является uM(t), а выходом — ДґмО) и структурная схема синтезатора примет вид, изображенный на рис. 1.11.При воздействии напряжения помеховой модуляции на модулирующий вход УГ будем считать входом urn(t), а выходом Afni(t), т.е. Afni(t) 0[uin(t)], и структурная схема, в которой входом является Un(t), а выходом - Afni(t) будет иметь вид, изображенный на рис. 1.12.
При воздействии напряжения помеховой модуляции на модулирующий вход УОКГ входом считаем иц2(Ч), а выходом -Afn2(t) т.е. Afrntt) = Ф[иП2(0] и структурная схема примет вид, изображенный на рис. 1.13.
Наконец, при воздействии на управляющий вход УГ напряжения помеховой модуляции Uinft), которое представляет из себя, в основном, колебания с частотами, кратными частоте сравнения ИЧФД и возникающие на его выходе, структурную схему, отражающую реакцию синтезатора на воздействие этого напряжения, можно представить в виде, изображенном на рис. 1.14. В этом случае эта схема соответствует осуществлению функции Afn3(t) = Ф[и1ІЗ(і)].Необходимо подчеркнуть, что в структурных схемах изображенных на рис. 1.11, рис. 1.12 и рис. 1.13, присутствуют, кроме системы ИФАПЧ, оба дополнительных канала авторегулирования фазы. Что касается схемы (рис. 1.14), то здесь учитывается только дополнительный канал авторегулирования фазы за пределами системы ИФАПЧ.
Это происходит по той причине, что помеховое напряжение ицз(0 имеет частоты вне полосы синхронизации, поэтому опорной частотой в этом случае является частота УГ, когерентная с частотой ОКГ, а сам УГ подвержен помеховой модуляции напряжением иПз(0 как отдельный опорный генератор [47].
Передаточная модуляционная функция, отражающая реакцию синтезатора на воздействие помехового модулирующего сигнала с частотами, кратными частоте сравнения импульсного частотно-фазового детектора, на управляющий вход управляемого генератора
Выше мы установили, что внешний канал регулирования не влияет на модуляционные характеристики ЧМЦСЧ при выполнении условия N.M=1, так как в этом случае реакции от модулирующего воздействия на выходе ФНЧ канала управления нет. Данный канал предназначен подавления регулярных помех ЧМЦСЧ с частотами, кратными частоте сравнения, имеющихся на выходе ЧФД. На рис. 2.11 представлена преобразованная структурная схема внешнего канала компенсации фазы, изображенная на рис. 1.14, в которой ФВЧ стоит перед ИНТ для удобства анализа.
В результате линеаризации характеристик функциональных узлов синтезатора [9], выделения установившегося стационарного немодулированного состояния и перехода посредством преобразования Лапласа в пространство изображений [52], получается следующая эквивалентная схема ЧМЦСЧ, изображенная на рис. 2.12, при этом в качестве ФВЧ выберем фильтр первого порядка с постоянной времени Тп.ПМФ, отражающая реакцию синтезатора на воздействие помехового модулирующего сигнала с частотами, кратными частоте сравнения импульсного частотно-фазового детектора, на управляющий вход управляемого генератора в соответствии со схемой, изображенной на рис. 2.12, запишется в виде:
Нормированная на Syr ПМФ представится в виде:где Np2=K2SM2/27tTHSyr — коэффициент регулирования внешнего канала компенсации фазы.Из анализа выражения (2.12) видно, что для наилучшего подавления регулярных помех Np2 необходимо брать равным 1, в это случае выражение 2.12 примет вид:
В выражении для NP2 SM2 И Syr — заданы. В этом случае, необходимо, чтобы либо K.2=27iSyrTH/SM2 ПРИ заданном Ти, либо TH=SM2K2/27rSyr при заданном К2.
В частности при К2—1 TH=SM2/27tSyr. То есть в этом случае добиться Ni 2 l возможно при любом значении Тв, при изменении значения Ти или К2. Варьируя значение Тв можно добиться необходимого уровня подавления регулярных помех.
Важной особенностью внешнего канала компенсации фазы является то, что в нем Тц Тц ФНЧ канала управления, иначе ухудшатся динамические свойства всей системы. Учитывая то, что частота среза ФВЧ FCp ФВЧ FCP ФНЧ канала управления (необходимость выполнения данного условия обоснована выше), то при нахождении ПМФ, отражающих реакцию синтезатора на воздействие помеховых модулирующих сигналов на модулирующие входы управляемого и опорного генераторов, можно не учитывать внешний канал регулирования фазы, так как его действие происходит на частотах, где реакции от модулирующего сигнала на выходе ФНЧ нет.
Для нахождения ПМФ, отражающей реакцию синтезатора на воздействие помеховых модулирующих сигналов на модулирующий вход управляемого генератора составим эквивалентную схему, которая примет вид, изображенный на рис, 2.13.
Используя правила преобразования эквивалентных схем полученную схему можно преобразовать к виду, изображенному на рис. 2.14.Учитывая выражение (2.4) схема, изображенная на рис. 2.14 преобразуется к виду, представленном на рис. 2.15.
На основании рис. 2.15 запишем выражение для ПМФ при действии помеховых модулирующих сигналов на модулирующий вход управляемого генератора:PN Учитывая, что при Тс=ЬГ/27г8уГ8д - постоянная времени системы ИФАПЧ, Npi=KiSMiSfl/R - коэффициент регулирования внутреннего канала компенсации фазы, выражение (2.15) примет вид:
Для нахождения ПМФ, отражающей реакцию синтезатора на воздействие помеховых модулирующих сигналов на модулирующий вход опорного генератора составим эквивалентную схему, которая примет вид, изображенный на рис. 2.16.
Используя правила преобразования эквивалентных схем полученную схему можно преобразовать к виду, изображенному на рис. 2.17.
Учитывая выражение (2.4) схема, изображенная на рис. 2.17 преобразуется к виду, представленном на рис. 2.18.
На основании рис. 2,18 запишем выражение для ПМФ при действии помеховых модулирующих сигналов на модулирующий вход опорного генератора: Для нормальной работы ЧМЦСЧ в режиме модуляции данная система должна удовлетворять условиям устойчивости. Известно несколько критериев устойчивости [53-60]. Наиболее часто из них употребляется алгебраический критерий Рауса-Гурвица и частотный критерий Найквиста. Проверим устойчивость исследуемых схем с использованием критерия Рауса-Гурвица.В этом случае выражение (2.6) для нормированной ПМФ ЧМЦСЧ при наличии модулирующего воздействия примет вид:
Характеристическое уравнение описывает систему второго порядка, которая будет устойчива в случае положительности всех ее коэффициентов, т.е. с учетом принятых обозначений получаем: 1.а2 0, т.е. ТСТН 0. 2.ai 0, т.е. Tc(l+NiM) 0. З.ау 0:, т.е. 1 0. В силу положительности величин Тс и T}f получаем, что необходимым и достаточным условием устойчивости ЧМЦСЧ с частотно-модулированными опорным и управляемым генераторами является NP] 0, что удовлетворяет используемым значениям, следовательно, система устойчива. На основе исследований, проведенных в этой главе, можно сделать следующие выводы:1. Нормированная ПМФ при воздействии модулирующего сигнала на модулирующие входы УГ и УОКГ ЧМЦСЧ равна 1 при любых значениях коэффициента регулирования внутреннего канала компенсации фазы NPJ в случае выполнения условия равенства 1 коэффициента регулирования NPM;2. Наличие внешнего канала компенсации фазы в случае наличия модулирующего сигнала на модулирующих входах УГ и УОКГ не влияет на вид ПМФ при выполнении условия NPM-1, так как в этом случае отсутствует реакция на модулирующее воздействие на выходе ФНЧ канала управления вне зависимости от параметров внутреннего канала компенсации фазы;3. Варьируя значения Ти или К2 возможно добиться значения коэффициента регулирования внешнего канала компенсации Np2=l вне зависимости от значения ТВ) изменяя которое можно добиться необходимого уровня подавления регулярных помех с частотами кратными частоте сравнения ИЧФД.является устойчивой и при воздействии полезного модулирующего сигнала, и при воздействии помехового модулирующего сигнала на модулирующие входы опорного управляемого генераторов.
Основной характеристикой ЧМЦСЧ, отражающей его реакцию на гармоническое модулирующее воздействие является комплексная частотная модуляционная характеристика (КЧМХ) [61]. Ее аналитическое представление получается путем параметрической замены р на ]П в выражении для ПМФ.На основании выражения (2.20) для нормированной ПМФ при воздействии полезного модулирующего сигнала и выбранном в качестве ФНЧ канала управления RC-фильтре первого порядка с ПФ Fn(p)=l/(l-f-pTH) получим следующее значение КЧМХ:
Модуль выражения для КЧМХ определяет АЧМХ, при этом следует учитывать, что Q = 7iF.Для реально используемых значений параметров синтезатора построим АЧМХ при постоянной времени системы ИФАПЧ Тс = 0,5-10" с и частоте сравнения ИФД fCp = 25 кГц. Эти же значения будем использовать и в дальнейшем для построения характеристик ЧМЦСЧ.Анализируя выражение (3.2) видим, что при N(.M = 1 АЧМХ является равномерной во всей области модулирующих частот и равной 1 вне зависимости от параметра Тц ФНЧ канала управления и параметра NPt внутреннего канала компенсации фазы, то есть имеет вид Ам (F) =
Амплитудно-частотные модуляционные характеристики при воздействии помехового модулирующего сигнала с частотами, кратными частоте сравнения импульсного частотно-фазового детектора, на управляющий вход управляемого генератора
Для нахождения выражения КЧМХ, отражающей реакцию системы на воздействие помехового модулирующего сигнала с частотами, кратными частоте сравнения импульсного частотно-фазового детектора, на управляющий вход управляемого генератора воспользуемся выражением для ПМФ (2.12), в котором в качестве ФВЧ будем использовать RC-фильтр первого порядка. После преобразования выражение примет вид:
Построим графики АЧМХ при значениях коэффициента регулирования Np2 — 1; 1,1; 1,2 и фиксированном значении частоты среза ФВЧ внешнего канала компенсации фазы Fc = 500 Гц.На рис. 3.2 непрерывная линия соответствует Np2 = 1, штриховая линия соответствует N 2 = 1,1) пунктирная - Np2 = 1,2. Видим, что при Np2 = 1 АЧМХ имеет наилучший вид с точки зрения реакции на действие помехового модулирующего сигнала с частотами, кратными частоте сравнения импульсного частотно-фазового детектора, на управляющий вход управляемого генератора.
Зафиксируем значение коэффициента Nj 2 " 1 и, воспользуясьвыражением (3.5), построим АЧМХ в зависимости от частоты среза ФВЧ внешнего канала компенсации фазы, приняв ее равной Fc = 100, 200, 500 Гц. Данным значениям частоты среза на рис. 3.3 соответствуют пунктирная, штрих пунктирная и штриховая линии соответственно.
Из рис. 3.3 видим, что, варьируя значением частоты среза ФВЧ, мы можем добиться необходимого вида АЧМХ, соответствующего необходимому уровню подавления паразитной модуляции с частотами, кратными частоте сравнения, причем с уменьшением частоты среза подавление становится больше [62].
Следует отметить, что внешнее кольцо компенсации фазы в предложенной схеме ЧМЦСЧ построено на основе принципа компенсации по возмущению [43]. В то же время эта схема не отслеживает паразитные фазовые приращения в ФМ возникающие из-за действия дестабилизирующих факторов на элементы ФМ. В основном это медленные набеги, возникающие под воздействием внешних факторов, например, таких как изменение температуры, влажности окружающей среды, старения элементов, пульсации напряжения источника питания и т.д. Фазовые приращения в ФМ приводят к дополнительной паразитной фазовой модуляции (ПФМ) выходного сигнала синтезатора.
Для уменьшения уровня ГТФМ воспользуемся способом компенсации возмущении с регулировкой по отклонению, описанным в [9]. Канал обратной связи по паразитному фазовому отклонению обеспечивается подключением дополнительной компенсирующей цепи к выходу ФМ, при этом напряжение на выходе компенсирующей цепи пропорционально отклонению фазы выходного сигнала автокомпенсатора и для эффективного подавления ПФМ входного сигнала не требуется точного подбора характеристик модулирующего сигнала с частотами, кратнымичастоте сравнения импульсного частотно-фазового детектора,на управляющий вход управляемого генератора при Nf»2 = составляющих звеньев. Для уменьшения уровня ПФМ воспользуемся способом компенсации возмущении с регулировкой по отклонению, описанным в [9]. Канал обратной связи по паразитному фазовому отклонению обеспечивается подключением дополнительной компенсирующей цепи к выходу ФМ, при этом напряжение на выходе компенсирующей цепи пропорционально отклонению фазы выходного сигнала автокомпенсатора и для эффективного подавления ПФМ входного сигнала не требуется точного подбора характеристик составляющих звеньев. Подобная схема использована, например, в [63] для автоматической подстройки фазового набега в усилителях. Достоинством устройств с отрицательной обратной связью является то, что они уменьшают отклонения регулируемой величины независимо от того, какими факторами они вызваны, мало чувствительны к изменениям параметров самого устройства компенсации помех. Однако следует отметить, что использование регулировки по отклонению для подавления ПФМ, сопровождающей полезный входной сигнал, предполагает наличие статической ошибки, устранение которой приводит к усложнению схемы, возможности самовозбуждения. Кроме того, схема с регулировкой по отклонению обладает некоторой инерционностью, так как подавление ПФМ происходит только после прохождения сигнала на выход автокомпенсатора. Все это необходимо учитывать при разработке практических схем автокомпенсаторов с компенсацией ПФМ каналом с регулировкой по отклонению.
Дополним структурную схему ЧМЦСЧ с внешним каналом компенсации фазы с регулировкой по возмущению ПЧМ (рис. 1.14) дополнительным каналом с регулировкой по отклонению для компенсации ПФМ синтезатора [19, 64, 65].
На рис. 3.4 представлена структурная схема синтезатора с автоматической компенсацией ПЧМ с частотами, кратными часто те сравнения ИФД, а также ПФМ, являющейся следствием медленных фазовых набегов ФМ.
Как видно, в этой схеме в цепи регулировки по возмущению использованы ИНВ2, ИНТ, ФВЧ, а также У2. Дополнительно введенная для автокомпенсации фазовых набегов цепь регулировки по отклонению состоит из фазового детектора (ФД), фильтра нижних частот (ФНЧ1), усилителя постоянного тока (УЗ), и сумматора (С).
На выходе ФД образуется разностное напряжение, которое в полосе пропускания узкополосного ФНЧ1 пропорционально значению паразитного фазового приращения ФМ. Это напряжение через ФНЧ1 проходит на вход УЗ, где усиливается до величины, достаточной для эффективной компенсации медленных фазовых приращений, возникших в ФМ и управляет ими в противофазе. В результате на выходе устройства за счет действия канала с регулировкой по отклонению будет уменьшаться уровень медленных фазовых приращений ФМ, возникающих из-за воздействия дестабилизирующих факторов, при одновременном уменьшении уровня ПЧМ за счет действия канала с регулировкой по возмущению.
Частота среза ФВЧ должна быть больше, или в крайнем случае равна частоте среза ФНЧ1 автокомпенсатора, так как подавление паразитных фазовых приращений каналом авторегулирования фазы с регулировкой по отклонению должно происходить в полосе задерживания ФВЧ. Следовательно должно выполнятся неравенство Тці S: Тв [66].
Для того, чтобы не учитывать влияние каналов по возмущению и по отклонению друг на друга, рассмотрим наиболее простой частный случай, когда ФВЧ и ФНЧ1 первого порядка, а их постоянные времени равны: THi = Тв = Т. В этом случае получим следующую структурную схему, изображенную на рис. 3.5.На основании структурной схемы, изображенной на рис. 3.5, получим эквивалентную схему, изображенную на рис. 3.6.
Методика проведения эксперимента
Основные вопросы, поставленные и решенные в диссертации, проверялись на макете однокольцевого ЧМЦСЧ [89]. Были исследованы модуляционные, динамические и спектральные характеристики макета ЧМЦСЧ с двухточечной и одноточечной модуляцией, а также проверялась эффективность введения схем автокомпенсации.
На первой стадии проверка основных параметров проводилась без подачи модулирующего сигнала. Схема подключения приборов для измерения уровня побочных составляющих в спектре выходного сигнала ЦСЧ показана на рис.4.4.
Напряжение питания от источника (ИП) подводится к ЦСЧ и к буферному устройству, через которое сигналы управления синтезатором поступают от персонального компьютера (ПК). В персональном компьютере записана программа управления синтезатором LMX2306 фирмы National Semiconductor, с помощью которой производится набор кодограммы управления частотой синтезатора. Буферное устройство необходимо для защиты внешнего порта персонального компьютера от возможных случайных повреждений при изменении нагрузки.Методика измерения уровня побочных составляющих в спектре выходного сигнала синтезатора состоит в следующем.
Высокочастотный сигнал с синтезатора поступает на вход де-виометра СКЗ-40, используемого в данном случае в качестве преобразователя частоты. С помощью сигнала внутреннего малошумяще-го генератора происходит преобразование выходной частоты синтезатора в промежуточную ґпч=1 МГц, которая поступает на вход селективного микровольтметра SMV6. По шкале SMV6 устанавливается с помощью аттенюатора СКЗ-40 уровень рабочего колебания Ui = 80 дБ, и производится точная настройка на несущую частоту по нулевым биениям сигналов. Уровень 80 дБ устанавливается, как показывает практика, с целью получения наименьших погрешностей при измерении. После этого но шкале SMV6 производится отстройка на 25 кГц и на 50 кГц от основного сигнала и измеряется уровень побочных составляющих (шумовых и дискретных) U2 на соседнем радиоканале. Относительный уровень побочных составляющих определяется по шкале SMV6 как разность показаний Ui и Цг в децибелах. При измерениях частота выходного сигнала синтезатора контролировалась с помощью частотомера 43-63, а уровень сигнала — с помощью милливольтметра ВЗ-62. Уровень выходного напряжения, измеренный на нагрузке 50 Ом с помощью милливольтметра ВЗ-62 в начале и в конце диапазона рабочих частот составил 0,7-0,9 В.Измерение величины паразитного отклонения частоты выходного колебания синтезатора проводилось с помощью вычислительного измерителя модуляции СКЗ-45. Схема подключения приборов для измерения уровня ПЧМ приведена на рис. 4.5
С помощью персонального компьютера по программе фирмы National Semiconductor устанавливались кодограммы управления частотой синтезатора на разных участках диапазона частот ЦСЧ. На каждой частоте синтезатора измеряются среднеквадратические (СКЗ) значения паразитного отклонения частоты выходного колебания синтезатора в полосе пропускания СКЗ-45 0,3-3,4 кГц; 0,3-20 кГц; 0,3-60 кГц и 0,3-200 кГц.
Ослабление второй гармоники выходного сигнала контролировалось с помощью анализатора спектра TR-4/10 японской фирмы Та-keda Riken, согласно структурной схемы, приведенной на рис.4.6. Измеренное значение ослабления второй гармоники выходного сигнала ЧМЦСЧ изменялось в диапазоне рабочих частот в пределах 18...20 дБ.
Для измерения времени переключения ЦСЧ с одной частоты на другую разработана программа управления синтезатором на микроконтроллере АТ89С52, особенность которой состоит в том, что время стояния на одной частоте должно быть не более 100 мс.На рис. 4.7 представлена схема подключения приборов для измерения времени переключения выходных частот ЦСЧ.
С помощью микроконтроллера устанавливается автоматическое переключение каналов. По переходному процессу при ждущей развертке на экране осциллографа С1-65 определяется время переключения частот. Результаты измерений показали, что время переключения частот при разносе между каналами 1МГц и 10 МГц составляет 15-20 мс.
На второй стадии измеряются параметры ЧМЦСЧ при подаче модулирующего сигнала. Для измерения неравномерности девиации частоты в полосе модулирующих частот FMJf...FMB (неравномерности АЧМХ) приборы подключают к ЧМЦСЧ согласно рис. 4.8.
Определение АЧМХ проводилось путем подачи на модулирующий вход синтезатора сигнала от низкочастотного генератора ГЗ-112 и измерения уровня демодулированного сигнала с помощью девио-метра СКЗ-45. Для визуального контроля искажений с выхода НЧ де-виометра сигнал поступал на вход осциллографа С1-65А. В начале эксперимента измерялись основные параметры синтезатора без введения модулирующего сигнала.
Измерение СКЗ ПЧМ осуществлялось с помощью вычислительного измерителя модуляции СКЗ-45. Результаты измерения ПЧМ при перестройке частот ЦСЧ в диапазоне 145-175 МГц приведены в таблице 4.3. Измерение уровня побочных составляющих в спектре выходного сигнала синтезатора проводилось на частоте 155 МГц. Величина относительного уровня побочных составляющих выходного сиг -інала синтезатора, измеренная в полосе 3 10 Гц при отстройке от номинального значения частоты на 25 103 Гц, составила 80 дБ, а при отстройке на 50-10 Гц - 86дБ.
Время переключения с одной частоты на другую, измеренное t\ по вышеприведенной методике, составило 10-15 мс.
Во второй части экспериментальных исследований измерялисьхарактеристики ЧМЦСЧ при подаче полезного и паразитного модулирующих сигналов.В ЧМЦСЧ при первом варианте модуляция вводилась в УГ и на модулирующий вход УОКГ. Во втором варианте, при исследовании АМЧХ в случае воздействия паразитного модулирующего сигнала на УОКГ модуляция вводилась только в опорный генератор, при этом на второй вход ФМ поступал сигнал автокомпенсации через инвертирующий усилитель при трех разных значениях коэффициента усиления К1. В обоих вариантах цепь автокомпенсации можно было включать и отключать от второго входа ФМ.Результаты измерений АЧМХ по первому варианту приведены в таблице 4.4.
