Содержание к диссертации
Введение
1. Общие вопросы построения однокольцевых синтезаторов с частотно-модулированным управляемым генератором 12
1.1 Анализ модуляционных характеристик в зависимости от параметров фильтра нижних частот в цепи управления 12
1.2 Компенсационные методы ослабления частотных искажений в однокольцевых частотно-модулированных цифровых синтезаторах частот 23
1.3 Принципы построения схем однокольцевых частотно-модулированных цифровых синтезаторов частот с автоматической коррекцией модуляционных характеристик 28
1.4 Выводы. Постановка задач исследования 35
2. Основные соотношения линейной непрерывной модели синтезатора с автоматической коррекцией модуляционных характеристик 40
2.1 Структурные схемы синтезаторов с устройствами автоматической компенсации фазовой модуляции с регулировкой по отклонению 40
2.2 Передаточные функции и операторные эквивалентные схемы узлов синтезатора 43
2.3 Реакция синтезатора на модулирующее воздействие 52
2.4 Реакция синтезатора на приращение частоты опорного сигнала 62
2.5 Исследование устойчивости синтезатора в режиме частотной модуляции
2.6 Выводы 77
3. Исследование синтезаторов с автоматической коррекцией модуляционных характеристик 79
3.1 Частотные модуляционные характеристики 79
3.2 Частотные характеристики системы импульсно-фазовой автоподстройки частоты 100
3.3 Переходные характеристики 109
3.4 Экспериментальная проверка расчета амплитудночастотных модуляционных характеристик 119
3.5 Выводы 123
Заключение 126
Литература
- Компенсационные методы ослабления частотных искажений в однокольцевых частотно-модулированных цифровых синтезаторах частот
- Принципы построения схем однокольцевых частотно-модулированных цифровых синтезаторов частот с автоматической коррекцией модуляционных характеристик
- Передаточные функции и операторные эквивалентные схемы узлов синтезатора
- Частотные характеристики системы импульсно-фазовой автоподстройки частоты
Введение к работе
Актуальность темы. В совремешгых радиотехнических системах передачи информации, в частности в системах подвижной УКВ-радиосвязи для формирования ЧМ-сигналов в передатчиках широко используются частотно-модулированные цифровые синтезаторы частот (ЧМЦСЧ), построенные на основе однокольцевой системы импульсно-фазовой автоподстройки частоты (ИФАПЧ) с делителем частоты с переменным коэффициентом целения (ДПКД) в цепи обратной связи.
Одним из простых и наиболее распространенных методов осуществления частотной модуляции в однокольцевых синтезаторах частот является использование управляемого генератора (УГ) в режиме частотной модуляции информационным сигналом. Такой метод в литературе называется прямым одноточечным методом частотной модуляции (ЧМ1).
При ЧМ1 воздействие модулирующего сигнала от источника сигнала (ИС) на УГ представляет для системы ИФАПЧ внутреннее возмущение, которое система в полосе частот фильтра нижних частот (ФНЧ) цепи управления стремится минимизировать, что приводит к частотным искажениям ЧМ-колебания, которые принято оценивать формой амплитудно-частотной модуляционной характеристики (АЧМХ), причем отсутствию частотных искажений соответствует равномерная АЧМХ в полосе частот модулирующего сигнала.
При введении модулирующего сигнала в УГ добиться равномерности АЧМХ в области верхних частот модулирующего сигнала не представляет сложности, так как даже при безинерционном тракте управления сама система ИФАПЧ не успевает реагировать на быстрые изменения частоты УГ, вызванные высокочастотными составляющими модулирующего сигнала. В то же время медленные уходы частоты УГ, определяемые низкочастотными составляющими модулирующего сигнала, система ИФАПЧ в полосе частот ФНЧ отрабатывает. Это приводит к частотным искажениям в области нижних частот модулирующего сигнала, т.е. к неравномерности АЧМХ в области нижних частот, что неблагоприятно сказывается при расширении спектра информационного сигнала в область нижних частот, в частности при модуляции цифровым сигналом в виде псевдослучайной последовательности двоичных импульсов.
Расчеты показывают, что простое значительное сужение полосы пропускания ФНЧ в цепи управления не позволяет добиться требуемой равномерности АЧМХ в широком диапазоне частот модулирующего
сигнала, поэтому поиск новых путей улучшения формы АЧМХ одно-кольцевых синтезаторов с ЧМ1 является актуальной задачей.
Одним из эффективных методов улучшения формы АЧМХ таких синтезаторов является метод автоматической коррекции модуляционных характеристик, который занимает промежуточное положение между одноточечным методом ЧМ1 и двухточечными ЧМ12 и ЧМ13, при которых соответственно модулирующий сигнал вводится в УГ и опорный канал, а также в УГ и цепь обратной связи. Промежуточное положение метода автоматической коррекции АЧМХ определяется тем, что при таком методе действительно имеется только одна точка модуляции - управляемый генератор. С другой стороны, его использование предполагает включение импульсно-фазовых модуляторов (ИФМ) либо в опорном канале после делителя частоты с фиксированным коэффициентом деления (ДФКД), как в двухточечном методе ЧМ12, либо в цепи обратной связи после ДПКД, как в двухточечном методе ЧМ13. Однако в этом методе импульсно-фазовые модуляторы не являются вторыми точками введения модулирующего сигнала, а служат только в качестве устройств управления цепей автоматической коррекции
Таким образом, методы автоматической коррекции модуляционных характеристик являются самостоятельными методами формирования ЧМ-сигналов в синтезаторах и в силу своей специфики обладают своими отличительными свойствами, которые в литературе не изучены, но изучение которых, несомненно, позволило бы использовать их при разработке аппаратуры в рамках поставленных технических задач на проектирование.
Работа выполнена в соответствии с Федеральной программой 1996 года "Развитие средств связи, телевидения и радиовещания" и одним из основных научных направлений Воронежского государственного технического университета "Перспективные радиоэлектронные и лазерные устройства, системы передачи, приема, обработки и защиты информации" в рамках госбюджетной НИР 96.17 "Исследование и разработка устройств и технологии радиоэлектронных средств".
Цель работы и задачи исследования. Целью диссертационной работы является разработка и исследование свойств однокольцевых цифровых синтезаторов частот при прямом методе частотной модуляции и автоматической коррекции модуляционных характеристик.
Для достижения поставленной цели в работе решались следующие задачи:
1. Разработка ряда структурных схем ЧМЦСЧ с автоматической коррекцией модуляционных характеристик.
2. Построение эквивалентных схем различных вариантов схем
ЧМЦСЧ с автоматической коррекцией модуляционных характеристик.
-
Получение основных соотношений ЧМЦСЧ с автокоррекцией модуляционных характеристик.
-
Теоретический анализ разработанных схемных решений.
-
Экспериментальная проверка результатов теоретического исследования.
Методы исследования. Для решения поставленных задач использованы методы теории автоматического управления, методы теории устойчивости, методы математического анализа радиотехнических цепей, в частности операторный метод Лапласа, а также методы экспериментального исследования.
Научная новизна. В диссертации получены следующие результаты, характеризующиеся научной новизной:
-
Структурные схемы ЧМЦСЧ с автоматической коррекцией модуляционных характеристик, отличающиеся использованием автоматической компенсации фазовой модуляции по возмущению и отклонению компенсируемого воздействия и защищенные тремя свидетельствами на полезные модели;
-
Обобщенная эквивалентная схема различных вариантов ЧМЦСЧ с автоматической коррекцией модуляционных характеристик, отражающая реакцию линейной непрерывной модели синтезатора в режиме синхронизации на модуляцию управляемого генератора, а также передаточная модуляционная функция этой обобщенной эквивалентной схемы;
-
Обобщенная эквивалентная схема различных вариантов ЧМЦСЧ с автоматической коррекцией модуляционных характеристик, учитывающая реакцию линейной непрерывной модели синтезатора в режиме сшгхронизации на приращение частоты опорного сигнала, а также передаточная функция этой обобщенной эквивалентной схемы;
-
Частотные характеристики разработанных схем ЧМЦСЧ, отличающиеся равномерностью в диапазоне модулирующих частот и независимостью от полосы пропускания фильтра в цепи управления.
Практическая ценность работы. Практическая ценность диссертационной работы состоит в том, что результаты теоретических исследований позволяют разработчикам, во-первых, производить расчет характеристик проектируемых ЧМЦСЧ по полученным конкретным выражениям частотных и переходных характеристик, во-вторых, практически использовать результаты расчета указанных характеристик для заданных параметров различных вариантов схем ЧМЦСЧ с автоматической
коррекцией модуляционных характеристик. Кроме того, новые схемы ЧМЦСЧ, использующие устройства автокомпенсации фазовой модуляции с регулировкой по отклонению, могут быть непосредственно использованы взамен схем ЧМЦСЧ с двухточечной модуляцией ЧМ12 и ЧМ13 без изменения структурных схем указанных синтезаторов при размыкании канала компенсации, состоящего из управляемого аттенюатора, интегратора и инвертора, т.е. при упрощении структурных схем этих синтезаторов.
Реализация и внедрение результатов работы. Результаты диссертационной работы использованы в НИР и внедрены в ОКР по проектированию и разработке синтезаторов для систем подвижной радиосвязи в Воронежском НИИ «Вега» и на Воронежском заводе «Сигнал». Кроме того, результаты работы внедрены в учебный процесс в Воронежском институте МВД России.
Апробация работы. Основные положения диссертационной работы докладывались и обсуждались на научных конференциях ВВШ МВД России (Воронеж, 1997, 1998), межвузовской научно-практической конференции (Воронеж, 1998), научной конференции профессорско-преподавательского состава Воронежского государственного технического университета (Воронеж, 1999), Всероссийской научно-технической конференции молодых ученых и студентов, посвященной Дню радио (Красноярск 1999), научных семинарах кафедры конструирования и производства радиоаппаратуры ВГТУ (Воронеж, 1999).
Публикации по теме диссертации. Основные результаты диссертационной работы опубликованы в двенадцати печатных работах, включающих главу монографии, четыре статьи, тезисы четырех докладов, описания трех свидетельств на полезные модели.
Структура работы. Диссертационная работа состоит из введения, трех глав, заключения, списка литературы из 81 наименования и двух приложений, изложена на 153 страницах машинописного текста, в котором приведено 56 рисунков и пять таблиц.
Компенсационные методы ослабления частотных искажений в однокольцевых частотно-модулированных цифровых синтезаторах частот
Известно, что ЦСЧ, используемый в качестве формирователя дискретной сетки высокостабильных частот, характеризуется двумя основными характеристиками: уровнем помех регулярного характера, появляющихся в виде паразитной частотной модуляции (ПЧМ) с частотами, кратными частоте сравнения им-пульсно-фазового детектора (ИФД), а также быстродействием, т.е. временем вхождения в синхронизм системы ФАПЧ при смене рабочих частот [1-8]. Очевидно, выполнить одновременно требование низкого уровня ПЧМ и высокого быстродействия в однокольцевом ЦСЧ с малым шагом сетки частот Afra, равном частоте сравнения ИФД fcp, не представляется возможным, так как эти требования противоречивы.
Использование прямого одноточечного метода модуляции ЧМ1 в однокольцевом ЦСЧ в определенном смысле снимает эти противоречия, так как заведомо предполагает наличие узкополосного ФНЧ в цепи управления для уменьшения частотных искажений в нижней части частотного диапазона модулирующего сигнала [9-18], поэтому в таком ЧМЦСЧ заведомо невозможно добиться высокого быстродействия.
В то же время при использовании метода модуляции ЧМ1 необходимо располагать данными о влиянии различных типов ФНЧ в цепи управления на спектральные характеристики ЦСЧ, т.е. на уровень ПЧМ выходного сигнала. В большинстве случа 13 ев в системе ИФАПЧ в цепи управления используются два типа фильтров - пропорционально-интегрирующий и интегрирующий. Как показано в [17], применение пропорционально-интегрирующего фильтра с точки зрения эффективного ослабления высокочастотных детерминированных помех, возникающих на выходе ИФД с частотами, кратными частоте сравнения fCp ИФД, нецелесообразно, так как для этих частотных составляющих напряжение на выходе пропорционально-интегрирующего фильтра пропорционально входному напряжению, т.е. напряжению помех на выходе ИФД, в связи с чем на выходе ЧМЦСЧ будет иметь место значительная остаточная ПЧМ.
Очевидно, с точки зрения более эффективного ослабления помех с частотами, кратными частоте сравнения fcp ИФД, наиболее целесообразно использовать в цепи управления интегрирующий фильтр первого порядка, применение которого, к тому же, упрощает схему синтезатора и незначительно увеличивает порядок системы ИФАПЧ.
В связи с вышеизложенным при дальнейшем анализе ЧМЦСЧ, в том числе при анализе модуляционных характеристик, будем использовать интегрирующий фильтр по схеме синтезатора, изображенного на рис. 1.1.
В соответствии с рис. 1.1 синтезатор содержит УГ, ДПКД, ИФД, ОКГ и ДФКД, а также источник модулирующего сигнала uM(t). В качестве ИФД обычно используется либо цифровой частотно-фазовый детектор с тремя устойчивыми состояниями (ЧФД), называемый также широтно-импульсным ЧФД (ШИЧФД), либо детектор типа "выборка-запоминание".
В таком синтезаторе частота УГ делится с помощью ДПКД в N раз, значение которого устанавливается с помощью блока установки частоты (БУЧ), при этом в режиме синхронизма при отсутствии модуляции частота УГ определяется соотношением
Структурная схема однокольцевого ЦСЧ с частотно-модулированным управляемым генератором (ЧМ1) Из (1.1) следует, что ЦСЧ является умножителем частоты for в диапазоне частот от fcpNmin до fcpNmax и шагом частот Afm=for/R. В общем случае рассматриваемый ЦСЧ может работать в широком диапазоне частот УКВ диапазона. Однако, с точки зрения описания процессов и решения тех задач, которые определяются сформулируемой темой работы, конкретизируем некоторые параметры узлов синтезатора. В качестве параметров рассматриваемой системы примем, что ЦСЧ синтезирует среднюю частоту ОВЧ диапазона f == 1 - 10s Гц, шаг сетки синтезатора примем Afm=25-103 Гц, следовательно частота сравнения ИФД равна fop=25-103 Гц. В этом случае коэффициент деления ДПКД N = 4-103, а коэффициент деления ДФКД R = 4-102 при for = l-107 Гц. Крутизну ИФД примем равной 8Д=0.65 В/рад, что соответствует реальному среднему значению используемых типов ИФД. Далее, в общем случае при одноточечном методе модуляции ЧМ1 модулирующее и управляющее воздействие могут прикладываться к одному и тому же варикапу УГ, однако чаще функции модуляции и управления частотой УГ осуществляются по двум каналам с помощью отдельных варикапов. Примем крутизну характеристики по управляющему входу Sry=2-106 Гц/В, а по модулирующему входу SrM=l-104 Гц/В, что соответствует реальным значениям использования рассматриваемого ЧМЦСЧ в системах подвижной радиосвязи.
Зафиксировав таким образом параметры рассматриваемого ЧМЦСЧ, полагаем, что при использовании такого синтезатора в качестве формирователя узкополосного ЧМ-сигнала он представляет собой неавтономную линейную непрерывную систему
Принципы построения схем однокольцевых частотно-модулированных цифровых синтезаторов частот с автоматической коррекцией модуляционных характеристик
Основываясь на указанных выше схемах системы ФАПЧ, были разработаны две новые структурные схемы однокольце-вых ЦСЧ с частотно-модулированными УГ и автоматической коррекцией модуляционных характеристик, использующие устройства автокомпенсации фазовой модуляции с регулировкой по отклонению (регулировкой назад) [49,50].
Новая структурная схема ЧМЦСЧ с автоматическим компенсатором фазовой модуляции в цепи обратной связи с регулировкой по отклонению изображена на рис. 2.1. Как видно из схемы, в связи с тем, что в автокомпенсаторе с регулировкой по отклонению невозможно добиться инвариантности, т.е. полной компенсации фазовых отклонений, здесь в качестве ФНЧ цепи управления автокомпенсатора используется ФНЧ цепи управления синтезатора. Очевидно, с помощью усилителя УПТ2 в цепи управления автокомпенсатора можно регулировать степень компенсации фазовой модуляции импульсов с выхода ДПКД в ИФМ, тем самым иметь на выходе ИФМ импульсы со значительно ослабленной девиацией фазы. На рис. 2.2 изображена новая структурная схема ЧМЦСЧ с автоматическим компенсатором фазовой модуляции в опорном канале с регулировкой по отклонению [49]. Принцип работы этой схемы такой же, как и схемы, изображенной на рис. 2.1. гес йАРСтвн
Структурная схема однокольцевого ЦСЧ с частотно-модулированным УГ и автоматическим компенсатором фазовой модуляции с регулировкой по отклонению в опорном канале Отличительной особенностью этой схемы является то, что применение инвертора ИНВ дает возможность получать на выходе ИФМ импульсы, промодулированные по фазе так же, как импульсы на выходе ДПКД. При этом в результате сравнения двух потоков синфазно модулированных импульсов в ИФД на его выходе в установившемся режиме напряжение, пропорциональное закону фазовой модуляции, значительно ослаблено.
Объединяя схемы, изображенные на рис. 1.7 и рис. 2.1, получим схему синтезатора с использованием автокомпенсатора фазовой модуляции с комбинированным управлением, включенного в цепь обратной связи (рис. 2.3). Объединяя схемы, изображенные на рис. 1.8 и рис. 2.2, получим схему синтезатора с использованием автокомпенсатора фазовой модуляции с комбинированным управлением, включенного в опорный канал (рис. 2.4).
На этих рисунках отсутствуют индикаторы синхронизма и ключи в связи с тем, что они соответствуют случаю режима синхронизации.
С учетом того, что приведенные выше ЧМЦСЧ работают в режиме синхронизации и используется узкополосная частотная модуляция, воспользуемся линейной непрерывной моделью синтезатора и операторным методом Лапласа для их анализа [51-62], который успешно применяется в научно-технической литературе при исследовании ЦСЧ с ИФАПЧ, например в [4,63]. ДФКД- ИФМ ! ИФД1 С Дпкд л УГ J чл ; V / v \ ! л окг ИНВ — с имс / \ УПТ1 / \ Ф1 / \ S х" ИФ д ч Рис. 2.4 Структурная схема однокольцевого ЦСЧ с частотно-модулированным УГ и автоматическим компенсатором фазовой модуляции с комбинированным управлением в опорном канале Как известно, при этом методе система автоматического управления разделяется на части - узлы (звенья) направленного действия, обладающие свойством передачи сигналов только в одном направлении от входа к выходу, при этом совокупность узлов совместно с линиями связи между ними, характеризующими их взаимодействие, образуют операторную эквивалентную схему системы автоматического управления.
Определим передаточные функции и построим эквивалентные схемы узлов синтезаторов, изображенных на рис. 2.3 и рис. 2.4. 1. Структурная схема УГ имеет следующий вид (рис. 2.5): uM(t) УГ р Af2(t) Ли ф(г) Рис. 2.5 Структурная схема УГ На этом рисунке uM(t) - мгновенное значение напряжения модулирующего сигнала, Диф(0 -мгновенное значение приращения напряжения на выходе ФНЧ в цепи управления, Af2(t) - мгновенное значение приращения частоты выходного сигнала синтезатора. В соответствии с рис. 2.1 Af2(t) = SrM Uu(t) + Sry ДиФ(1), (2.1) где SrM - крутизна УГ по модулирующему входу, Sry - крутизна УГ по управляющему входу. Преобразование (2.1) по Лапласу дает AF2(p) = SrM U(p) + Sry ДиФ(р) = AFi(p) + Sry AU j,(p), (2.2) где AF2(p) - операторное изображение приращения частоты выходного сигнала синтезатора, U(p) - операторное изображение модулирующего сигнала, ДЦф(р) - операторное изображение приращения напряжения на выходе ФНЧ в цепи управления, AFi(p) - операторное изображение приращения частоты УГ при отключенной системе ИФАПЧ. В соответствии с (2.2) эквивалентная схема УГ имеет следующий вид (рис. 2.6): VT U(p) » N-м AFl(p) (Т AF2(p) р {J s где Дид(р) - операторное изображение приращения напряжения на выходе ИФД, ДФо(р) и АФ(р) - операторное изображение приращения фаз на опорном и сигнальном входах ИФД. Эквивалентные схемы ИФД в соответствии с (2.5) и (2.6) изображены на рис. 2.8 а, б.
Передаточные функции и операторные эквивалентные схемы узлов синтезатора
При введении регулирования с Ni=0,9 максимум уменьшается до значения H„(jQ)j = 1,75, то есть в 1,72 раза. Одновременно повышается частота расположения экстремума функций F=120 Гц при Ni=0 до 130 Гц при Ni=0,9.
Сдвиг частоты расположения экстремумов наблюдается и при изменении постоянных Т. Уменьшение постоянных времени фильтров приводит к возрастанию частоты экстремума. Так при Ni=0,5 (точечные линии) уменьшение постоянных с Т=0,02 (рис. 3.2 а) до Т=0,01 (рис. 3.2 б) привело к увеличению частоты экстремума с F=51,l Гц до F=73,3 Гц. В целом линейность АЧМХ несколько возрастает при введении автокоррекции и увеличении коэффициента передачи тракта регулирования вперед. Выражение для ФЧМХ получим как аргумент комплексного соотношения (3.11) (1 - T2Q2)(1 + — - T2D2) - 2T Графики ФЧМХ при Tc=0,5-10-3c и различных коэффициентах регулирования Ni, а также частотах среза ФНЧ в трактах системы, представлены на рис. 3.3.
Анализ ФЧМХ показывает, что наибольшее отклонение фазового сдвига в системе наблюдается на начальном отрезке оси частот. С увеличением частоты модулирующего сигнала они уменьшаются до нуля. Введение автокоррекции изменяет харак РОЬ fib:
В то же время, анализируя совместно АЧМХ и ФЧМХ синтезатора с автокоррекцией и регулировкой вперед при одинаковых постоянных времени фильтров в цепи управления и регулировки, замечаем, что при таком соотношении Т и Ті эффект коррекции АЧМХ проявляется слабо, а ФЧМХ на нижних частотах модулирующего сигнала становится даже более нелинейной, чем при отсутствии автокоррекции.
Будем рассматривать более общий случай, когда постоянные времени фильтров не одинаковые.
Передаточная характеристика (3.18) представляет собой комплексное соотношение. Разделяя его на действительную и мнимую составляющие и находя модуль (3.18), получим выражение для амплитудночастотной модуляционной характеристики синтезатора с автокоррекцией и регулировкой вперед при произвольных соотношениях постоянных времени Т и Ті н-да- Ь "ту+о о-тг.о у _ (ЗЛ9) ч Тс J 1 Nl -(T+TJQ2] +а2[і+ї--тт1а2 Как видно (3.19) представляет собой АЧМХ эквивалентного фильтра верхних частот. Важным обстоятельством для эффективной коррекции АЧМХ является выбор соотношения T и Ті. Выбор этого соотношения проведем из тех соображений, что основное назначение фильтра в цепи управления состоит в обеспечении, с одной стороны, заданного быстродействия, с другой - заданного ослабления ПЧМ с частотами, кратными частоте сравнения ИФД, поэтому считаем Т заданным. В этом случае, очевидно, постоянная времени фильтра в цепи регулировки Ті должна быть на порядок меньше постоянной времени Т для того, чтобы обеспечить эффективную автокомпенсацию модулирующего сигнала на склоне характеристики фильтра в цепи управления при изменении частоты модулирующего сигнала от частоты F=FC, т.е. частоты среза фильтра, до частоты lOFc, т.е. до той частоты , на которой фильтр в цепи управления уже сам эффективно (на 20 дБ) ослабляет модулирующий сигнал.
Используя (З.І9), были рассчитаны АЧМХ синтезатора с автокоррекцией и регулировкой вперед при Ti=0.1T, а также при различных постоянных времени Т и коэффициентах регулирования Ni.
Кроме того, в соответствии с (3.18) при Ті, отличном от Т, ФЧМХ синтезатора с автокоррекцией и регулировкой вперед имеет вид: Используя (3.20) были также рассчитаны ФЧМХ синтезатора с автокоррекцией и регулировкой вперед при Ti=0.1T, а также при различных постоянных времени Т и коэффициентах регулирования Ni. На рис. 3.4 а - 3.6 а приведены АЧМХ синтезаторов при постоянных времени фильтра в цепи управления, соответственно равных Т=0,02 с, Т=0,01 с и Т=0,004 с, причем кривые, изображенные сплошной линией, соответствуют коэффициенту регулирования Ni=0 (отсутствие автоматической коррекции), кривые, изображенные точками, соответствуют коэффициенту регулирования Ni=0,5, а кривые, изображенные пунктиром, соответствуют коэффициенту регулирования Ni=0,9. На рис. 3.4. б - 3.6 б приведены ФЧМХ синтезаторов для тех же значений Т и Ni. Анализ АЧМХ и ФЧМХ показывает, что во-первых, введение цепей автоматической компенсации модулирующего сигнала значительно улучшает форму этих характеристик. Кроме того, из рисунков видно, что с увеличением коэффициента регулирования Ni форма АЧМХ все более приближается к равномерной в широкой полосе модулирующих частот, а форма ФЧМХ все более приближается к линейной в широкой полосе модулирующих частот.
Важно отметить, что при Ni=0,9 форма АЧМХ и ФЧМХ практически не зависит от постоянной времени фильтра Т в цепи управления. Это обстоятельство позволяет сделать вывод, что при таком значении Ni снимаются противоречия между быстродействием синтезатора и частотными искажениями модуляции. Если проводить количественный анализ, то из графиков следует, что при Ni=0,9 при любых значениях Т модуляция осуществляется без искажений, начиная с частоты модулирующего сигнала FM=30 Гц. Очевидно, что с увеличением Ni можно ещё более сместить граничную частоту модулирующего сигнала, при
Частотные характеристики системы импульсно-фазовой автоподстройки частоты
Таким образом, имея таблицы 3.1-3.4, а также аналитические выражения для переходных характеристик, можно проанализировать, как применяется та или иная переходная характеристика в зависимости от постоянной времени фильтра в цепях управления и регулировки, а также от коэффициентов регулировки вперед Ni и назад N2.
Наибольший интерес представляет реакция синтезатора на скачок модулирующего сигнала при использовании регулировки назад. Эта реакция может быть оценена по таблице 3.2 и выражению (3.43). Во-первых, как следует из таблицы, корни рі не зависят от постоянной времени фильтра Т, а зависят только от коэффициента регулировки N2, во-вторых корни р2 значительно меньше по величине, чем pi, поэтому они на вид переходной характеристики не окажут существенного влияния.
Расчеты показывают, что действительно переходные характеристики совпадают при различных постоянных фильтра в цепи управления (рис. 3.16).
На этом рисунке сплошная линия соответствует значению N2=l, линия со звездочкой - значению N2=4, линия с ромбом значению - N2=9.
Это свидетельствует о том, что введение регулировки по отклонению благоприятно сказывается на качестве модуляции и снижает противоречие между быстродействием синтезатора и качеством модуляции. Анализ рис. 3.16 позволяет сделать вывод о том, что во-первых переходный процесс носит апериодический характер, во 119 вторых относительно модулирующего сигнала синтезатор с увеличением N2 становится все менее инерционным.
Экспериментальную проверку расчета АЧМХ проведем на примере ЧМЦСЧ с автоматическим компенсатором фазовой модуляции с регулировкой по отклонению в опорном канале (рис. 2.2), как наиболее простом и эффективном способе автоматической коррекции модуляционных характеристик. Для проверки расчета был использован синтезатор промышленно выпускаемой радиостанции 1Р21ВЗА, работающей в диапазоне частот 33 - 48,5 МГц с шагом сетки 12,5 кГц .
ИФМ выполнен на синхронном Д-триггере серии КМОП 564ТМ2, включенном по схеме ждущего мультивибратора. Инвертирующий усилитель (VT1) и эмиттерный повторитель (VT2) построены на интегральных транзисторах на микросхеме 198НТІБ и имеет коэффициент усиления N=10.
Для повышения термостабильности уровня выходного напряжения эмиттегного повторителя в цепи использован транзистор VT3 в диодном включении из этой же транзисторной сборки, а в качестве разрядного диода - транзистор VT4. На информационный Д-вход триггера постоянно подан через резистор уровень «лог 1». На синхронный С-вход триггера от ДПКД поступает очередной импульс, по фронту которого осуществляется перезапись «лог I» с информационного входа на выход. На неинвертирующем выходе формируется положительный перепад напряжения (выход триггера находился в состоянии «лог 0»), который поступает на вход сброса триггера. Одновременно на этот же вход сброса поступает через резистор R10 модулирующее напряжение с выхода эмиттерного повторителя VT2. При достижении на R- входе порогового напряжения триггер сбрасывается в состояние «лог 0» и на неинвертирующем выходе формируется низкий уровень, в результате чего конденсатор С1 быстро разряжается через транзистор VT4 в диодном включении. При этом на инвертирующем выходе формируется импульс отрицательной полярности, фронт которого промодулирован по фазе в соответствии с модулирующим сигналом. В ЧМЦСЧ этот импульс затем поступает на вход ЧГФД, срабатывание которого происхлдит по его фронту.
Величина задержки переднего фронта импульса с инвертирующего выхода триггера At относительно фронта его входного импульса выбирается из условия, чтобы за это время модулирующий сигнал самой высокой частоты изменился незначительно, т.е. At 0,lTB? где Тв - период самой высокой частоты модулирующего сигнала. Отсюда времязадающая емкость Cl=At/R, где R«20 кОм. Смещение транзисторов VT1 и VT2 подбирается с помощью переменного резистора RI таким образом, чтобы они работали в линейном режиме и напряжение на эмиттере транзистора VT2 было меньше порога срабатывания по R- входу триггера во всем диапазоне изменения температуры от +50С до -50С.
