Содержание к диссертации
Введение
1. Общие вопросы построения частотно-модулированных цифровых синтезаторовчастот 12
1.1. Синтезаторы с одноточечной модуляцией 12
1.2. Разработка синтезаторов с компенсацией частотных искажений методом двухточечной модуляции 17
1.3. Разработка синтезаторов с автоматической компенсацией частотных искажений 23
1.4. Выводы. Цели и задачи исследования 29
2. Исследование режима частотной модуляции синтезаторов 34
2.1. Эквивалентные схемы и передаточные модуляционные функции 34
2.2. Условия устойчивости 48
2.3. Анализ амплитудно-частотных модуляционных характеристик 51
2.4. Выводы 61
3. Исследование режима ослабления помех в синтезаторах 63
3.1. Эквивалентные схемы и передаточные функции, определяющие реакцию синтезаторов на паразитные приращения фазы фазового модулятора и частоты опорного генератора 63
3.2. Условия устойчивости 73
3.3. Анализ амплитудно-частотных характеристик системы импульсно-фазовой автоподстройки частоты синтезаторов .. 76
3.4. Анализ действия флуктуационных помех на систему импульсно-фазовой автоподстройки частоты синтезаторов. 85
3.5. Выводы 91
4. Схемотехника и экспериментальное исследование синтезаторов 92
4.1. Особенности построения ЦСЧ с ЧМ на современной элементной базе 92
4.2. Импульсно-фазовые модуляторы и интеграторы 101
4.3. Схемы дополнительного кольца авторегулирования 110
4.4. Методика проведения эксперимента 114
4.5. Результаты экспериментального исследования 122
4.6. Выводы 141
Заключение 145
Литература 147
Приложение акты внедрения результатов диссертационной работы 159
- Разработка синтезаторов с компенсацией частотных искажений методом двухточечной модуляции
- Анализ амплитудно-частотных модуляционных характеристик
- Анализ амплитудно-частотных характеристик системы импульсно-фазовой автоподстройки частоты синтезаторов
- Импульсно-фазовые модуляторы и интеграторы
Введение к работе
Актуальность темы. В настоящее время в радиотехнике, в частности в системах подвижной УКВ-радиосвязи, широкое применение получили частотно-модулированные цифровые синтезаторы частот (ЧМЦСЧ) с делителем частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД) в цепи обратной связи, при этом в имеющейся научно-технической литературе описаны ЧМЦСЧ с компенсацией и автокомпенсацией искажений классическим методом двухточечной угловой модуляции (ЧМ12), при котором для компенсации искажений модулирующее воздействие подается на модулирующий вход управляемого генератора (УГ) и через интегратор на модулирующий вход фазового модулятора (ФМ), включенного в опорный канал между делителем частоты с фиксированным коэффициентом деления (ДФКД) и импульсно-фазовым детектором (ИФД). Для автокомпенсации искажений используется тот же ФМ, включенный между ДФКД и ИФД сигнал управления которого формируется каналом обратной связи, состоящим из усилителя постоянного тока (УПТ) и инвертора (ИНВ).
Основным достоинством описанных в литературе классических двухточечных методов модуляции ЧМ12 является возможность получения равномерной амплитудно-частотной модуляционной характеристики синтезаторов, форма которой практически не зависит от инерционности ФНЧ в канале управления, что позволяет расширить полосу пропускания этого фильтра, а, следовательно, улучшить динамические свойства ЧМЦСЧ, что особенно важно при использовании их в системах радиосвязи с ППРЧ.
Однако на практике реализовать классический метод модуляции ЧМ12 с компенсацией или автокомпенсацией искажений не представляется возможным, так как выпускаемые в настоящее время микросхемы цифровых синтезаторов частот (ЦСЧ) объединяют в одном корпусе этой микросхемы ДФКД, ДПКД и ИФД, что не позволяет включать ФМ между ДФКД и ИФД.
В связи с этим актуальной является задача разработки и исследования схем ЧМЦСЧ с двухточечной угловой модуляцией, использующих микросхемы ЦСЧ, в которых для компенсации и автокомпенсации искажений имелась бы возможность включения ФМ в опорном канале до микросхемы ЦСЧ. Более того, с точки зрения улучшения отношения сигнал/шум желательно использовать ФМ на более высоких частотах, чем частота сравнения ИФД. Однако значение этих частот ограничивается невозможностью реализации линейного режима работы ФМ при заданном соотношении частот опорного кварцевого генератора (ОКГ) и УГ.
Исследования показали, что эта возможность реализуема при использовании дополнительного делителя частоты (ДЧ) сигнала ОКГ, осуществляющего деление частоты ОКГ до такого значения, при котором с одной стороны реализуется линейный режим работы ФМ, а с другой стороны обеспечиваются необходимые условия работы ДФКД микросхемы ЦСЧ.
вмявкаци
Цель и задачи работы. Целью диссертационной работы является разработка и исследование модуляционных сверил ПМЦСП і иснпууацией и ав-
токомпенсацией искажений с дополнительным ДЧ в опорном канале для реализации возможности использования микросхем ЦСЧ.
Для достижения указанной цели в работе решались следующие задачи:
Разработка структурных схем ЧМЦСЧ с компенсацией и автокомпенсацией искажений с дополнительным ДЧ в опорном канале.
Составление эквивалентных схем предложенных вариантов построения ЧМЦСЧ и получение их передаточных функций.
Анализ устойчивости схем для различных режимов работы.
Теоретический анализ амплитудно-частотных модуляционных характеристик (АЧМХ) и амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) системы импульсно-фазовой автоподстройки частоты (ИФАПЧ) синтезаторов.
Макетирование ЧМЦСЧ на основе разработанных схемных решений и экспериментальная проверка результатов теоретического исследования.
Методы исследования. Для решения поставленных задач использованы методы теории автоматического управления, методы теории устойчивости, методы математического анализа радиотехнических систем, в частности операторный метод Лапласа, а также методы схемотехнического макетирования и экспериментального исследования.
Научная новизна. В диссертации получены следующие результаты, характеризующиеся научной новизной и выносимые на защиту:
1. Предложены варианты структурных схем ЧМЦСЧ с компенсацией и автокомпенсацией искажений методом двухточечной угловой модуляции с дополнительным ДЧ в опорном канале.
Получены передаточные модуляционные функции (ПМФ) и исследованы АЧМХ предложенных схем ЧМЦСЧ.
Получены передаточные функции (ПФ) и исследованы АЧХ предложенных схем ЧМЦСЧ, определяющие реакцию системы ИФАПЧ на паразитные возмущения частоты ОКГ и фазы ФМ.
Произведен теоретический анализ действия флуктуационных помех на систему ИФАПЧ для предложенных схем ЧМЦСЧ.
Осуществлено проектирование предложенных схем ЧМЦСЧ методом схемотехнического макетирования и экспериментально получены АЧМХ и АЧХ синтезаторов, в пределах инженерной погрешности совпадающие с теоретическими характеристиками.
Практическая ценность работы. Практическая ценность работы состоит в том, что результаты исследований позволяют разработчикам, во-первых, производить расчет характеристик проектируемых ЧМЦСЧ по полученным конкретным выражениям частотных характеристик, во-вторых, практически использовать результаты расчета указанных характеристик для реализации заданных параметров предложенных вариантов схем ЧМЦСЧ с компенсацией и автокомпенсацией искажений, в-третьих, благодаря полученным новым схемным решениям, наиболее широко на практике использовать имеющуюся элементную базу интегральных микросхем ЦСЧ.
Реализация и внедрение результатов работы. Результаты диссертационной работы использованы в НИР Воронежского института МВД и внедре-
ны в ОКР по проектированию и разработке синтезаторов для систем подвижной радиосвязи в Воронежском НИИ связи. Кроме того, результаты внедрены в учебный процесс в Воронежском институте МВД России.
Апробация работы. Основные положения диссертационной работы докладывались и обсуждались на следующих конференциях: 1. Межвузовской научно-практической конференции «Актуальные вопросы проектирования и эксплуатации средств охраны и защищенных коммуникационных систем». Воронеж: Воронежский институт МВД России, 2000. 2. Межвузовской научно-практической конференции «Методы и способы повышения эффективности радиоэлектронных средств охраны». Воронеж: Воронежский институт МВД России, 2001. 3. Всероссийской научно-практической конференции «Охрана и безопасность - 2001». Воронеж: Воронежский институт МВД России, 2001. 4. Всероссийской научно-практической конференции «Актуальные вопросы разработки, эксплуатации и информационной защиты систем безопасности и телекоммуникационных систем». Воронеж: Воронежский институт МВД России, 2002. 5. Всероссийской научно-практической конференции «Современные проблемы борьбы с преступностью». Воронеж: Воронежский институт МВД России, 2002. 6. Всероссийской научно-практической конференции «Совре-менныепроблемы борьбы с преступностью». Воронеж: Воронежский институт МВД России, 2003. 7. Всероссийской научно-практической конференции «Актуальные вопросы эксплуатации систем охраны и защищенных телекоммуникационных систем». Воронеж: Воронежский институт МВД России, 2003. 8. Всероссийской научно-практической конференции «Охрана, безопасность и связь - 2003». Воронежский институт МВД России, 2003. 9. Всероссийской научно-практической конференции «Современные проблемы борьбы с преступностью». Воронеж: Воронежский институт МВД России, 2004.
Публикации. Основные результаты диссертационной работы опубликованы в 18 печатных работах, включающих 6 статей, 8 работ, опубликованных в материалах Всероссийских научно-практических конференций, 3 свидетельства и 1 патент на полезную модель.
Структура работы. Диссертационная работа состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературы из 103 наименований и приложения, изложена на 161 странице машинописного текста, в котором приведены 60 рисунков и 13 таблиц.
Разработка синтезаторов с компенсацией частотных искажений методом двухточечной модуляции
В ряде случаев качество модуляции одноточечных схем может не удовлетворять поставленным требованиям [16]. Для улучшения качества модуляции предлагается большое разнообразие различных вариантов двухточечных схем построения ЧМЦСЧ [36]. Рис, 1,3. Структурная схема ЧМЦСЧ с косвенным методом модуляции ЧМ2 при включении ФМ между ДФКД и ИФД К двухточечным схемам относятся синтезаторы с подачей модулирующего воздействия от ИМС непосредственно на модулирующий вход УГ и в один из других каналов [42-44]. При двухточечном методе модуляции ЧМ12 вторым каналом является модулирующий вход ФМ, включенного в опорный канал между ДФКД и ИФД [42].
При модуляции по этому методу с помощью ФМ импульсы на опорном входе ИФД должны быть промодулированы по фазе так же, как импульсы после ДПКД. Тогда на выходе ИФД будет отсутствовать импульсный сигнал ошибки от модуляции и, следовательно, будет отсутствовать реакция кольца ИФАПЧ на модулирующее возмущение. При этом имеется принципиальная возможность пропустить в ЦСЧ модулирующий сигнал в широкой полосе частот без искажений с сохранением высокого быстродействия. Структурная схема такого синтезатора изображена на рис. 1.4.
Данный компенсационный метод модуляции является прямым объединением одноточечных методов модуляции ЧМ1 и ЧМ2. В этом случае при идеальном интеграторе и соответствующем подборе параметров синтезатора получаем АЧМХ, равномерную во всей области частот модулирующего сигнала, что свидетельствует о возможности неискаженной модуляции.
Недостатком схемы с двухточечной модуляцией методом ЧМ12, изображенной на рис. 1.4, является то, что используемые в настоящее время для ЧМЦСЧ интегральные микросхемы ЦСЧ имеют объединенные в один блок ДФКД, ИФД и ДПКД, что делает затруднительным включение между ними ФМ. В связи с этим, представляется необходимым разработать и провести анализ схем ЧМЦСЧ с включением ФМ в опорный канал после ОКГ. Рис. 1.4. Структурная схема ЧМЦСЧ с двухточечной модуляцией ЧМ12 при включении ФМ между ДФКД и ИФД При компенсационном методе модуляции ЧМ12 структурная схема ЧМЦСЧ с учетом изменений в опорном канале примет вид, изображенный на рис. 1,5 [45-48]. Существенным ограничением на использование схем ЧМЦСЧ с таким включением ФМ является то, что часто трудно реализовать линейный режим работы ФМ. Приведем пример.
Принятая в связной радиоаппаратуре девиация несущего ко-лебания составляет 4/д=5-10 Гц. Тогда, если на выходе синтезатора частота /Cv=500 МГц и диапазон модулирующих частот телефонного канала составляет =(300+3400) Гц, то девиация частоты на опорной частоте/оя Ю МГц [49] будет в 50 раз меньше (500-106/1107=50) и составит А/д=5-103 Гц/50=100 Гц. Наибольший индекс модуляции на самой низкой частоте модуляции CFM=300 ГЦ) т9=А/д/ 7 =100 Гц/300=0,33 рад, т.е., если включить ФМ на выходе опорного кварцевого генератора 10 МГц, то он должен обеспечить максимальный индекс модуляции тир=0,33 рад, что выполнимо для известных ФМ [4].
Однако, использование цифрового сигнала в качестве модулирующего смещает нижнюю модулирующую частоту до 10 Гц. Все это приводит к тому, что если на выходе синтезатора частота fcq-500 МГц и диапазон модулирующих частот составляет ./ =(10+10000) Гц, т.е. полоса частот цифрового сигнала, то при девиации частоты на опорной частоте /оп=Ю МГц Д/} =5-10 Гц/50=100 Гц, наибольший индекс модуляции на самой низкой модулирующей частоте {FM=10 Гц) составит т А/д/ FMH=\00/10=\0 рад. Обеспечить такой индекс модуляции известными схемами ФМ затруднительно.
Для расширения полосы модуляции в область нижних частот и сохранения возможности использования интегральных микросхем ЦСЧ, имеющих объединенные в один блок ДФКД, ИФД дпкд Рис. 1.5. Структурная схема ЧМЦСЧ с двухточечной модуляцией ЧМ12 при включении ФМ после ОКГ и ДПКД, описанную выше схему необходимо дополнить введением в опорный канал между ОКГ и ФМ ДЧ с коэффициентом деления и. В этом случае на выходе ФМ формируется модулированный опорный сигнал с индексом модуляции т9о в п раз меньшим, чем, если бы ФМ был включен сразу после ОКГ.
При компенсационном методе модуляции ЧМ12 структурная схема ЧМЦСЧ с ДЧ в опорном канале примет вид, изображенный на рис. 1.6 [50]. При двухточечной модуляции методом ЧМ12, когда ФМ вводится в опорный канал либо между ДФКД и ИФД, либо после ОКГ или ДЧ, имеет место увеличение кратковременной нестабильности частоты несущего колебания ЧМЦСЧ, что вызвано действием на ФМ дестабилизирующих факторов, таких, как наводки сети и мощных оконечных каскадов передатчика, изменение модуляционных характеристик ФМ при изменении параметров окружающей среды, старение элементов и т.д. В результате паразитные приращения фазы импульсов на выходе ФМ приводят к появлению паразитной частотной модуляции (ПЧМ) сигнала на выходе синтезатора. Кроме этого под действием дестабилизирующих факторов в ЧМЦСЧ могут наблюдаться паразитные приращения частоты сигнала ОКГ. Уходы частоты ОКГ влияют на шумовую полосу синтезатора в режиме синхронизма, а, следовательно, и на качество выходного сигнала в ЧМЦСЧ.
Анализ амплитудно-частотных модуляционных характеристик
Основной характеристикой ЧМЦСЧ, отражающей его реакцию на гармоническое модулирующее воздействие является комплексная частотная модуляционная характеристика (КЧМХ) [83]. Ее аналитическое представление получается путем параметрической замены р на Q в выражении для ПМФ. Ранее было показано, что вид выражения для ПМФ ЧМЦСЧ с двухточечной модуляцией методом ЧМ12 не зависит от способа включения ФМ и наличия ДЧ, поэтому для анализа АЧМХ ЧМЦСЧ при этом методе модуляции достаточно ограничиться исследованием одной из схем. Воспользуемся схемой ЧМЦСЧ с двухточечным методом модуляции ЧМ12 при реальном интеграторе и включении ФМ между ДФКД и ИФД. Выбрав в качестве ФНЧ ЯС-фильтр первого порядка с ПФ F(p)=l/(l+pT}), где Ті- постоянная времени ФНЧ, получаем следующее выражение для КЧМХ ЧМЦСЧ с двухточечной модуляцией методом ЧМ12 при реальном интеграторе, структурная схема которого изображена на рис. 1.4: E{ja)= - т(т1 + тИФ)+Мт-ттИфт + тИф) \-&2Т(Т,+ТИФ) + ]Ы? + ТИФ-ТТИФТ12) Модуль выражения для КЧМХ определяет АЧМХ. АЧМХ для данного случая запишется следующим образом: Л(р)= і Ь Уг(т; + Гяф)Г + [2 (г-ьгда-7тй рг;(2ЯР)2)Г (222) [l-(2 Ff 7 + ТИФ)] + [2 (г + 7ЯФ T T FfJ В отличии от выражения (2.22), полученного для АЧМХ ЧМЦСЧ при реальном интеграторе, АЧМХ при идеальном интеграторе является равномерной на всей полосе модулирующих частот и равной 1 [84]. В случае безинерционного канала управления (Ті=0), выражение (2.22) примет вид: A{F)= \Л )гГТт\ +[2 Р(Г + ГИФ)Г (2 23) \ l - (2 F)2 Ttm Г + [2xF (Т + Tm f Из выражения (2.22) видно, что АЧМХ представляет из себя эквивалентный фильтр верхних частот (ФВЧ), частота среза которого определяется постоянной времени ТИФ, а, следовательно, и коэффициентом усиления А", определяемым из выражения Sj=S2 для исследуемой схемы.
Для реально используемых значений параметров синтезатора построим АЧМХ при постоянной времени системы ИФАПЧ Г=0,5 10"3 с и частоте сравнения ИФД fcp—25 кГц. Эти же значения будем использовать и в дальнейшем для построения характеристик ЧМЦСЧ.
На рис. 2.7 представлены несколько АЧМХ, соответствующих различным значениям параметров реального интегратора: пунктирная - К=Ю, 7 =0,065 с, штрих пунктирная - А=100, ТИФ=0,65 с, штриховая - А 150, Г#ф=0,975 с. На этом же рисунке сплошной линией изображена АЧМХ синтезатора с идеальным интегратором.
Для схем ЧМЦСЧ с двухточечным методом модуляции ЧМ12 при реальном интеграторе и включении ФМ после ОКГ, а также для схем ЧМЦСЧ с двухточечным методом модуляции ЧМ12 при реальном интеграторе и включении ДЧ между ОКГ и ФМ, значение коэффициента усиления К при том же значении ТИФ будет соответственно в R и J?/ раз больше. Это следует из необходимости равенства коэффициентов нормировок для ПМФ всех исследуемых схем ЧМЦСЧ с двухточечным методом модуляции ЧМ12.
Из рис. 2.7 видно, что при использовании реального интегратора принципиально невозможно добиться равномерности АЧМХ в области нижних частот даже при безинерционном канале управления, т.к. АЧМХ принимает вид характеристики фильтра верхних частот. Наилучший результат с точки зрения меньших частоты среза и величины выброса АЧМХ в области нижних частот достигается при ТИФ близком к 1, и соответствующему ему A(F). ЧМ12 при использовании идеального и реального интегратора при безинерционном канале управления большему значению К, т.е. при тех значениях, при которых реальный интегратор наиболее близок к идеальному.
Для исследования поведения АЧМХ при инерционном канале управления воспользуемся выражением (2.22). Зафиксируем для сравнения некоторые значения параметров реального интегратора и построим АЧМХ в зависимости от частоты среза Fc ФНЧ канала управления.
АЧМХ построим при следующих параметрах реального интегратора: на рис. 2.8а - К=\0, ТИФ=0,065 С, на рис. 2.86 - Л 150, ТИФ=0,975 с, при этом / с=50,100,500 Гц соответствуют пунктирная, штрих пунктирная и штриховая линии соответственно. Непрерывная линия соответствует безинерционному каналу управления.
Анализ амплитудно-частотных характеристик системы импульсно-фазовой автоподстройки частоты синтезаторов
Выбрав в качестве ФНЧ канала управления ЯС-фильтр первого порядка, перейдем к комплексной частотной характеристике (КЧХ) путем замены в выражении (3.2) для ПФ ЧМЦСЧ с двухточечной модуляцией ЧМ12, структурная схема которого изображена на рис. 1.6, р H3.JO: W- _Q +jar. (3.22) Амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) синтезатора для паразитных приращений фазы выходных сигналов ФМ получим, как модуль выражения (3.22): AAg (F) = jri== 2ЖРТ (3.23) 1 V(l - (2яР) 7Т, J + {ixFT)1 Из выражения (3.23) видно, что форма АЧХ зависит от выбора постоянной времени ФНЧ Т], т.е. от частоты среза фильтра канала управления, которая выбирается исходя из компромиссных условий, которым должен отвечать разрабатываемый синтезатор: достаточное быстродействие; равномерность АЧМХ в полосе модуляции; подавление гармоник на выходе ИФД с частотами, кратными частоте сравнения.
Коэффициент деления Rt, как указывалось ранее, в п раз меньше коэффициента деления R. Возьмем п=50, что удовлетворит случаю, описанному в п. 1.2 и снизит максимальный индекс модуляции ту с 10 до необходимых 0.2 рад. В этом случае /=400/50=8, тогда АЧХ примет вид, изображенный на рис. 3.7, при этом частотам среза ФНЧ канала управления Fc=50,100,500 Гц соответствуют пунктирная, штрих пунктирная и штриховая линии соответственно.
Из анализа рис. 3.8 видно, что при паразитных приращениях частоты сигнала ОКГ, на выходе синтезатора получим значительную ПЧМ в области нижних частот, что негативно скажется на чистоте спектра выходного сигнала, а, следовательно, и в целом на помехоустойчивости синтезатора. При этом с уменьшением Fc величина выбросов АЧХ, а, следовательно, и значение ПЧМ в области нижних частот становится больше.
При выборе в качестве ФНЧ канала управления ЛС-фильтра первого порядка, получим следующее выражение КЧХ для паразитных приращений фазы выходных сигналов ФМ ЧМЦСЧ с частотно-модулированным УГ и автоматическим компенсатором фазовой модуляции с регулировкой по отклонению в опорном G ЗШ 1000 liOQ 2Q00 25DQ 3000 JT рц
Для реально используемых значений параметров синтезатора, при выборе того же коэффициента я=50 (R/=R/n), N2 = \00 построим график АЧХ исследуемой схемы, изображенный на рис. 3.9, при этом / =50,100,500 Гц соответствуют пунктирная, штрих пунктирная и штриховая линии соответственно.
Из рис. 3.9 видим, что с уменьшением частоты среза ФНЧ, как и в случае компенсационного метода модуляции, максимум АЧХ смещается в область меньших частот, но дополнительно при этом появляются выбросы АЧХ.
При сравнении рис. 3.7 и 3.9 видим, что в случае использования метода модуляции с частотно-модулированным УГ и автоматическим компенсатором фазовой модуляции с регулировкой по отклонению в опорном канале получаем на выходе ЧМЦСЧ значительно меньшую ПЧМ, вызванную паразитными приращениями фазы выходного сигнала ФМ, а, следовательно, большую помехоустойчивость синтезатора, чем при использовании метода модуляции ЧМ12 [88, 89].
Для реально используемых значений параметров синтезатора, при Л = Ю0, построим АЧХ исследуемой схемы, которая примет вид, изображенный на рис. 3.10, при этом частоте среза ФНЧ канала управления с=50,100,500 Гц соответствуют пунктирная, штрих пунктирная и штриховая линии соответственно.
На практике в ЧМЦСЧ имеют место помехи случайного характера, например, в виде флуктуационного шума, наложенного на опорный сигнал, при этом будем считать, что колебания ОКГ промодулированы по фазе нормальным флуктуационным шумом.
При малых помехах допустима линеаризация характеристики ФД в небольшой области, охватывающей точку устойчивого равновесия [46]. Однако даже при малых помехах анализ действия флуктуационных помех на систему ИФАПЧ значительно отличается от анализа влияния детерминированных помех. Так, при гармонической помехе фильтрующая способность системы полностью определяется ее ПФ. По известным значениям указанной функции и параметрам помехи можно определить параметры отклонения фазы УГ. При случайных помехах отклонения фазы последнего носят также случайный характер, поэтому необходимо использовать статистические характеристики случайных процессов, такие, как функции распределения, энергетический спектр и дисперсия.
Импульсно-фазовые модуляторы и интеграторы
Одними из наиболее важных узлов ЧМЦСЧ, в основном определяющих модуляционные параметры, являются импульсно-фазовый модулятор (ИФМ) и интегратор. В ЧМЦСЧ для осуществления широкополосной модуляции ИФМ можно включать между выходом ДФКД и опорным входом ЧФД [97] или между выходом ДПКД и другим входом ЧФД [98]. Для получения практически неискаженной частотной модуляции модулирующее напряжение UM надо подавать в ИФМ через интегратор. В ЧМЦСЧ можно использовать такой интегратор, в котором начальное напряжение на его выходе иии (при =0) можно задавать независимо от входного напряжения. Напряжение на выходе интегратора на определённом интервале нарастает или убывает относительно l/цн в соответствии с изменениями цифрового модулирующего сигнала типа ПСП, одно из свойств которого состоит в том, что за его период количество единиц или нулей отличается не более, чем на 1 [99]. Иначе говоря, когда на интервале преобладают единицы, напряжение на выходе интегратора возрастает, а на интервале с преобладанием нулей напряжение уменьшается. Как только напряжение на выходе интегратора достигнет минимально или максимально возможного, т. е. 0 или ип, интегрирование прекратится. Эти уровни и определяют максимально возможный динамический диапазон интегратора. С другой стороны известно, что напряжение на выходе интегратора при постоянном напряжении на его входе должно теоретически неограниченно возрастать. Отсюда при уменьшении частоты модуляции FMH—+0 динамический диапазон интегратора ид— со.
Таким образом, динамический диапазон интегратора в двухточечной схеме ЧМЦСЧ зависит от выбранного значения Un, начального напряжения на выходе интегратора иин и нижней частоты модуляции FMH Рассмотрим принцип работы системы интегратор-ИФМ, функциональная схема которой приведена на рис. 4.7.
Временные диаграммы работы ИФМ показаны на рис. 4.8а, б, в, г, д. Рис. 4.8а - исходный модулирующий сигнал, 4.86 - импульсы на выходе ДФКД, 4.8в - импульсы на выходе генератора пилообразного напряжения (ГПН), 4.8г — импульсы на выходе D-триггера, 4.8д - последовательность коротких импульсов, сформированная из передних фронтов импульсов с D-триггера.
ИФМ состоит из последовательно включенных D-триггера, генератора пилообразного напряжения (на основе электронного компаратора напряжений (рис. 4.7). На второй вход компаратора поступает модулирующее напряжение с интегратора, а выход компаратора соединён с S-входом D-триггера (входом установки триггера в исходное состояние). На С-вход D-триггера поступают короткие импульсы с ДФКД или возможно импульсы типа меандр с предыдущего триггера (рис.4.7). В этом нет никакой разницы, поскольку срабатывание D-триггера происходит по переднему фронту входного импульса.
Поступающий на С-вход D-триггера импульс опрокидывает его из состояния лог. 1 в состояние лог. 0 на выходе (рис. 4.8г момент времени to). При этом ключ размыкается, ёмкость С начинает заряжаться от генератора тока и на входе компаратора формируется пилообразное напряжение (рис. 4.8в). На второй вход компаратора поступает от интегратора модулирующее напряжение UM С постоянной составляющей ІІин, равной при отсутствии модуляции половине амплитуды пилообразного напряжения.
При модуляции напряжение на втором входе компаратора изменяется в окрестности своего среднего значения ІІин синфазно с модулирующим сигналом. Как только пилообразное напряжение достигает уровня модулирующего напряжения, компаратор срабатывает и на его выходе формируется перепад из лог. 0 в лог. 1, которая поступает на S-вход D-триггера и сбрасывает его в исходное состояние с уровнем лог. 1 на выходе (рис. 4.8г). В результате ключ Кл открывается и ёмкость С быстро разряжается, а на выходе компаратора опять формируется уровень лог. 0, С приходом следующего импульса с ДФКД процесс повторяется.
Импульсы с выхода D-триггера поступают на опорный вход ЧФД, в котором происходит сравнение их по переднему фронту с импульсами после ДПКД, (то есть информацию о модуляции не 107 сет передний фронт импульсов). Если из передних фронтов импульсов на выходе D-триггера сформировать короткие импульсы (рис. 4.8д) и сравнить их с исходными (рис. 4.86), то увидим, что, во-первых, полученная последовательность импульсов не периодическая как после ДФКД и, во-вторых - все импульсы смещены по оси времени на величину Ate относительно исходных. Величина смещения Ate выбирается из условия, чтобы за это время модулирующий сигнал самой высокой частоты изменился незначительно. Например, если верхняя частота модулирующего сигнала мв=Ю3 Гц (период Тв = 10 4 с), то можно выбрать Ate ГО"4 с, т. е. на порядок меньше Тв. С другой стороны при значительном уменьшении Ate необходимо увеличивать динамический диапазон интегратора, что усложняет разработку его схемы. Поэтому выбираем Аіс=Ю с.
Таким образом, на выходе ИФМ формируется последовательность импульсов, модулированных по фазе так же, как и импульсы на выходе ДПКД (вследствие модуляции УГ при двухточечной модуляции в ЧМЦСЧ) при условии правильно подобранного уровня напряжения смещения на управляющем входе ИФМ. В результате на оба входа ЧФД поступают импульсы, одинаково промодулированные по фазе и на выходе ЧФД не образуется сигнал ошибки от модуляции, то есть нет реакции кольца ИФАПЧ на модулирующее возмущение УГ.
Исходя из выбранного напряжения питания /д=10 В, определим начальное напряжение на управляющем входе ИФМ, которое должно поступать с выхода интегратора. Очевидно, оно должно быть равно половине амплитуды пилообразного напряжения. Для повышения линейности пилообразного напряжения, оптимальной работы генератора тока в ГПН и уменьшения помех от ГПН выбираем амплитуду пилообразного напряжения не более, чем 0,6-Un, т.е. t/гяя б В. Тогда начальное напряжение на выходе интегратора (при отсутствии модуляции) UffH=0,5-UrijH=:3 В.
При этом значение крутизны ИФМ #ФМ=ЛЇ //#Я=3,33-10"6 с/В. При выбранном напряжении питания Uu=10 В, амплитуде пилообразного напряжения иГлн=6 В и соответственного начального напряжения на выходе интегратора максимальный динамический диапазон интегратора должен быть Vгд 0тин ± 3 В.
На рис. 4.9 приведена принципиальная электрическая схема ИФМ, используемого в разработанном ЧМЦСЧ. Принцип работы этого ИФМ описан выше. В качестве D-триггера применена микросхема 564ТМ2, генератор тока выполнен на полевом транзисторе 2П308А9 (в корпусе SOT 23), ключ Кл - на транзисторе 2Т3130Б9, управляемого с прямого выхода D-триггера через два инвертора D2.1H D2.2 микросхемы 564ЛН2. Такой же инвертор D2.3 есть на выходе компаратора D3, выполненного на микросхеме 521САЗ.
