Содержание к диссертации
Введение
1 Способы построения и методы проектирования транзисторных СВЧ усилителей 19
1.1 Способы построения транзисторных СВЧ усилителей 19
1.1.1 Транзисторные усилители с четырехполюсными корректирующими цепями 20
1.1.2 Транзисторные усилители с двухполюсными цепями коррекции и обратной связи 23
1.2 Автоматизированное проектирование транзисторных СВЧ усилителей 26
1.3 Метод декомпозиционного структурного синтеза активных СВЧ устройств 29
1.3.1 Основные положения декомпозиционного подхода 29
1.3.2 Математическая формулировка задач на этапах декомпозиционного синтеза и методы их решения 31
1.4 Основные задачи исследования 36
2 Методы и алгоритмы декомпозиционного синтеза активных СВЧ цепей 37
2.1 Алгоритм построения математических моделей линейных шумящих СВЧ цепей 37
2.2 Программа символьного анализа линейных шумящих СВЧ цепей 41
2.3 Автоматизированное получение математических моделей усилительных каскадов с одним корректирующим двухполюсником 44
2.4 Построение ОДЗ иммитанса корректирующих и согласующих цепей при проектировании полупроводниковых СВЧ устройств 49
2.4.1 Построение ОДЗ иммитанса по требованиям к пассивным корректирующим цепям 50
2.4.2 Построение контурных диаграмм и ОДЗ для усилительного каскада с одним КД 53
2.5 Методы построения контуров характеристик усилительного каскада и ОДЗ на плоскости параметров корректирующей цепи 56
2.5.1 Построение изолиний модуля и фазы комплекснозначной функции на основе использования свойства аналитичности 56
2.5.2 Исследование алгоритма построения границы сложных областей на основе применения Л-функций 60
2.6 Синтез пассивных корректирующих цепей по областями иммитанса 69
2.6.1 Основные принципы "визуального" проектирования 69
2.6.2 Интерактивное "визуальное" проектирование пассивных КЦ и СЦ по областям иммитанса 70
2.6.3 Интерактивная процедура "визуального" проектирования КЦ и СЦ по ОДЗ иммитанса 72
2.6.4. Пример: проектирование реактивной цепи для согласования ігіС-нагрузки 76
2.7 Автоматизированный расчет цепей коррекции по ОДЗ на плоскости им митанса с учетом отклонений величин элементов 80
2.7.1 Методика интерактивного "визуального" расчета КЦ с учетом отклонений величин элементов 84
2.7.2 Пример: расчет реактивной СЦ с учетом разброса параметров элементов 88
2.8 Основные результаты исследования 93
3 Проектирование транзисторных СВЧ усилителей на основе декомпозиционного подхода 95
3.1 Проектирование многокаскадных усилителей с двухполюсными цепями коррекции и обратной связи 95
3.1.1 Параметры многокаскадного усилителя с корректирующими двухполюсниками 95
3.1.2 Построение ОДЗ иммитанса корректирующего двухполюсника для многокаскадного усилителя 99
3.1.3 Пример: проектирование сверхширокополосного двухкаскадного усилителя с цепью параллельной обратной связи 102
3.2 Методика проектирование СВЧ усилителей с двумя корректирующимицепями 104
3.2.1 Усилительный каскад с Г- и L-образными корректирующими цепями 107
3.2.2 Улучшенная методика расчета усилительных каскадов с Г- и L-образными корректирующими цепями 117
3.2.3 Проектирование СВЧ усилителей с реактивными четырехполюс-ными корректирующими цепями 127
3.3 Проектирование СВЧ усилителей с двухполюсными цепями коррекции с учетом разброса параметров элементов 134
3.4 Основные результаты исследования 141
4 Автоматизированное проектирование, разработка и экспериментальное исследование транзисторных СВЧ усилителей 143
4.1 Комплекс программ автоматизированного проектирования СВЧ усилителей 143
4.2 Программа "визуального" проектирования корректирующих и согласующих цепей LOCUS 144
4.2.1 Проектирование корректирующих и согласующих цепей с помо щью программы LOCUS 149
4.3 Программа автоматизированного проектирования СВЧ усилителей с двухполюсными цепями коррекции и обратной связи AMP-CF 155
4.3.1 Структурная схема усилителя 155
4.3.2 Основные проектные процедуры 157
4.3.3 Пример: проектирование монолитного малошумящего СВЧ усилителя диапазона частот 2-10 ГГц 166
4.4 Программа автоматизированного проектирования СВЧ усилителей с ре активными корректирующими цепями REGION 168
4.4.1 Основные проектные процедуры 168
4.4.2 Пример: проектирование малошумящего СВЧ усилителя диапазона частот 3,4-4,2 ГГц 173
4.4.3 Описание процесса проектирования усилителей с реактивными ЧКЦ с помощью программ REGION и LOCUS... 177
4.5 Программа автоматизированного проектирования СВЧ усилителей с Г-и L-образными корректирующими цепями CORNET 180
4.6 "Визуальная" методика проектирования транзисторных СВЧ усилителей на основе декомпозиционного подхода 182
4.7 Разработка и экспериментальное исследование транзисторных СВЧ уси лителей 187
4.7.1 Монолитный малошумящий СВЧ усилитель диапазона частот 2-Ю ГГц... 187
4.7.2 Монолитный малошумящий СВЧ усилитель диапазона частот 1,5-2,5 ГГц 191
4.7.3 Монолитный двухкаскадный СВЧ усилитель диапазона частот 35-45 ГГц 195
4.7.4 Маломощный СВЧ усилитель диапазона частот 0,01- 3,5 ГГц 197
4.7.5 Мощный линейный усилитель диапазона частот 10-800 МГц 199
4.7.6 Линейные транзисторные СВЧ усилители диапазона частот 0,01-3,3 ГГц 200
4.8 Основные результаты исследования 206
Заключение 208
Приложение
- Автоматизированное проектирование транзисторных СВЧ усилителей
- Методы построения контуров характеристик усилительного каскада и ОДЗ на плоскости параметров корректирующей цепи
- Методика проектирование СВЧ усилителей с двумя корректирующимицепями
- Программа автоматизированного проектирования СВЧ усилителей с двухполюсными цепями коррекции и обратной связи AMP-CF
Автоматизированное проектирование транзисторных СВЧ усилителей
Можно выделить следующие основные подходы к автоматизированного проектированию транзисторных ВЧ/СВЧ усилителей с ЧКЦ и КД (см. рис. 1.1 а-в и рис. 1.3 а-в): аналитические процедуры синтеза, численные методы синтеза, графоаналитические методы и процедуры, методы параметрического синтеза. Каткий обзор указанных методов представлен в приложении Б.К сожалению, перечисленные подходы к проектированию усилителей с ЧКЦ и КД обладают рядом недостатков.1) Для аналитических процедур расчета или синтеза КЦ - использование упрощенных (обычно однонаправленных) моделей АЭ, которые недостаточно точно описывают свойства реального полупроводникового прибора в широкой полосе частот; невозможность учета при проектировании всего комплекса требований к параметрам усилительного каскада (усиление, шум, согласование, устойчивость).2) Для численных методик синтеза - использование процедур нелинейного программирования, которые требуют выбора хорошего начального приближения и формирования сложной целевой функции.3)Для графоаналитических методик - необходимость построения большого числа диаграмм для рабочих характеристик каскада на нескольких частотах, что делает их малопригодными для расчета широкополосных цепей; сложность определения структуры КЦ.
Кроме рассмотренных методов проектирования СВЧ усилителей, которые уже являются практически классикой, можно также отметить более современные численные методы автоматизированного синтеза усилителей, основанные на методах случайного перебора [166, 170, 171, 192] и систематического поиска [161, 162,218]. В последнее время все больший интерес вызывают методы синтеза пассивных цепей, а также электронных устройств различного типа (в том числе и СВЧ усилителей), основанные на генетических алгоритмах [23,91,193,232].
В современной практике среди радиоинженеров наибольшее распространение получили методы параметрической оптимизации СВЧ усилителей с заданной структурой. Это объясняется наличием мощных средств оптимизации в составе профессиональных САПР СВЧ устройств (Microwave Office, ADS, Libra, Aplac и др.). При этом исходная структура усилителя и начальные значения элементов выбираются разработчиком на основе упрощенных методов расчета (аналитических или графических), данных в литературе и личного опыта. Процесс проектирования при этом носит итерационный характер из-за необходимости исследования различных структурных схем усилительных каскадов, назначения разных начальных значений элементов и требований к характеристикам усилителя. Все это делает процесс проектирования СВЧ усилителей сложным и трудоемким, причем качество проектирования во многом определяется опытом и знаниями разработчика.
Также следует отметить немногочисленность на современном рынке САПР СВЧ устройств специализированных программ для автоматизированного проектирования СВЧ усилителей и их ограниченные возможности. Краткий обзор существующих программ автоматизированного проектирования ВЧ/СВЧ усилителей представлен в Приложении Б.
При изготовлении и эксплуатации усилителей характеристики пассивных (корректирующих, согласующих и т.д.) цепей и самих АЭ претерпевают неизбежные изменения вследствие технологического разброса параметров элементов, различных внешних дестабилизирующих факторов, эффекта "старения" компонентов и пр. Поэтому возникает задача минимизации влияния разброса параметров элементов (допусков) на этапе проектирования устройства.
Существующие подходы (см. обзор в приложении Б) к проектированию транзисторных СВЧ усилителей не позволяют учесть разброс параметров (допуски) элементов непосредственно на стадии выбора (синтеза) схемы усилителя. Поэтому после проведения расчета усилителя (выбора схемы и номинальных значений элементов) обычно далее проводят статистическое исследование параметров усилителя методом Монте-Карло или расчет чувствительностей характеристик к изменению параметров элементов [3, 50, 52, 57, 63, 82]. Это дает разработчику информацию о величине выхода годных устройств при возможных изменениях значений элементов КЦ и самого АЭ. Если выход годных ниже заданного уровня, его стараются максимизировать путем уточнения значений элементов усилителя в рамках выбранной схемы.
Обычно эта задача сводится к центрированию области разброса внутри допустимой области выходных характеристик устройства [49, 160, 174, 187, 212]. При этом используются численные алгоритмы, основанные на процедурах нелинейной оптимизации. Данный подход требует большого объема вычислений и возможен только при проектировании не слишком сложных устройств. Кроме того, он не гарантирует успеха, так как не дает необходимых сведений для выбора наиболее подходящей схемы усилителя. Существование же алгоритмов и программ структурного синтеза цепей и устройств с учетом допусков на параметры элементов автору неизвестны. Краткий обзор методов проектирования радиоэлектронных устройств с учетом влияния технологического разброса (допусков) параметров элементов представлен в приложении А.
В настоящее время наиболее эффективным подходом к проектированию тран зисторных ВЧ/СВЧ усилителей, позволяющим осуществить синтез КЦ по комплексутребований к характеристикам, представляется декомпозиционный метод [10, 15, 26,29, 41, 97, 100, 167]. Он основан на построении ОДЗ иммитансов (коэффициентов отражения) КЦ, отвечающих заданным ограничениям на характеристики усилительных «? каскадов. При таком подходе синтез КЦ производится не по одной оптимальной час тотной зависимости иммитанса, а по областям иммитанса на фиксированных частотах рабочего диапазона. В результате решения задачи синтеза [7, 10, 17, 29, 100] можно получить для КЦ целую группу схемных решений, из которых затем выбирается оптимальное с определенной точки зрения (например, исходя из простоты реализации в СВЧ диапазоне). Более подробно сам метод декомпозиционного структурного синтеза и основные способы решения задач на его этапах будут рассмотрены ниже. , у До недавних пор методы синтеза (расчета) активных ВЧ и СВЧ ППУ развива лись в основном в направлении максимального учета специфики проектируемых устройств и упрощения их математических моделей. Однако для создания общей теории синтеза необходим другой подход, основанный на теории сложных систем. В общем случае СВЧ ППУ представляет собой сложную систему с сосредоточенными и (или) распределенными постоянными, с большим числом взаимосвязанных параметров. В связи с этим синтез СВЧ ППУ должен включать в себя все основные этапы, характерные для проектирования сложных систем: выбор структурной схемы, декомпозицию, построение и идентификацию математической модели, определение оптимальных параметров элементов и т.д.
В качестве базы для создания единой теории проектирования широкого классапоэтапный метод синтеза активных СВЧ устройств. Метод обеспечивает общий подход к проектированию линейных и нелинейных (линеаризованных) ВЧ и СВЧ ППУ, которые представляются в виде соединения полупроводниковых приборов и пассивных КЦ (согласующих цепей, цепей ОС и т. д.). При этом КЦ рассматриваются как управляемая часть цепи, выбором которой добиваются нужных характеристик устройства в целом (см. рис. 1.4).
При декомпозиционном синтезе полагается известной структурная схема ППУ,щ в которой конкретизируются типы блоков (например, активные элементы, двухпо люсные и четырехполюсные КЦ, реактивные ЧКЦ и ДКЦ, и т.д.) и задаются связи между ними. Параметры части блоков заданы (полупроводниковые АЭ, цепи с известной структурой и элементами). Остальные блоки (пассивные КЦ) являются "черными ящиками", структуру и элементы которых предстоит определить в процессе
Методы построения контуров характеристик усилительного каскада и ОДЗ на плоскости параметров корректирующей цепи
Задача построения контуров на плоскости параметров (иммитанса или коэффициента отражения) проектируемой КЦ решается сравнительно легко в случае усилительного каскада с одним КД или одной реактивной ЧКЦ [6, 8, 11-14, 16, 17, 97, 98, 102], так как они представляют собой простейшие геометрические фигуры (прямые линии или окружности), описываемые простыми аналитическими выражениями. Однако при усложнении структурной схем усилителя (каскады с двумя КД, с ЧКЦ на входе и выходе) рабочие характеристики описываются уравнениями высокой степени относительно варьируемых параметров КЦ и, следовательно, их контуры (линии равных значений) будут иметь более сложную форму. Получить замкнутые аналитические выражения для построения данных контуров слишком сложно или чаще всего просто невозможно.
В [28] было рассмотрено применение методов компьютерной графики для построения контуров характеристик СВЧ усилителей с КЦ. Однако эти и другие [92] алгоритмы компьютерной графики (например, слежения вдоль кривой или сканирования) имеют ряд недостатков, которые ограничивают их практическое применение. К основным из них следует отнести сложность, большие затраты времени, ненадежность (возможность "потери" изолинии). Кроме того, указанные алгоритмы не учитывают специфику решаемой задачи. Применение данных алгоритмов для получения ОДЗ на плоскости иммитанса КЦ также наталкивается на определенные трудности в связи с указанными недостатками.
В данном разделе рассматриваются более эффективные алгоритмы построения контуров характеристик усилительных каскадов с несколькими КЦ, а также способы построения ОДЗ на плоскости параметров КЦ.
В ряде случаев (см. разделы 2.3 и 3.1) выражения для комплекснозначных характеристик активной СВЧ цепи с несколькими КД (например, выражения для S-параметров рассеяния) можно представить в виде дробно-рациональной функции следующего вида [12,97,98]:где P (w), Q(yv) - полиномы; pP,q„ (n = 0,N ) - комплексные коэффициенты; S - число рабочих характеристик.
Рассмотрим вначале способ построения линий постоянных значений (линий уровня) модулей параметров рассеяния = s = const на комплексной плоскостиw. Функция s (w), определяемая соотношением (2.17), представляет собой мероморф-ную функцию комплексного переменного w, которая аналитична во всей комплексной плоскости, за исключением точек полюсов [142]. Эта функция может быть записана также в полюсно-нулевой форме [80, 87]:где o - начальное значение параметра (при w- co); wo$,i, wPti (l=l,N) - соответственно нули и полюсы функции s w).
При исследовании линий уровня \s$\ = const удобно использовать физическую аналогию, отождествив аналитическую функцию In s w) с комплексным потенциалом плоского электростатического поля [80]. Пусть в точках ігулей wo i, и полюсов wpj располагаются соответственно положительные и отрицательные единичные точечные заряды. Тогда линии постоянных значений модуля функции \s$\ = const будут совпадать с эквипотенциальными линиями, а линии постоянных значений фазы arg s (w) = const - с силовыми линиями (линиями потока) электростатического поля. Так как отображение комплексной плоскости на комплексную плоскость w, осуществляемое аналитической функцией s w), является конформным, семейства линий \s$\ = const и args$= const взаимно ортогональны и в окрестностях точек нулей и полюсов линии \s$\ = const окружают эти точки [143] (см. рис. 2.11).Предлагаемый способ построения линий = const основан на известном в теории функций комплексного переменного факте, что дробно-рациональная функция s (w) принимает в комплексной плоскости w (включая бесконечно удаленную точку) любые комплексные значения. Этот факт вытекает как частный случай из малой теоремы Пикара, доказанной для мероморфных функций [87]. Зададим некоторое комплексное значение 5 = si. В соответствии с малой теоремой Пикара, обязательнонайдутся такие величины комплексной переменной w, для которых s (w) = s$. С учетом (2.17) получим уравнениеP&\w)-slQ(w) = 0. (2.19)
Аналитичность функции s yv) позволяет разрешить уравнение (2.19) относительно иммитанса w. Корниэтого уравнения (нули полинома P \w)-stQ(yv)) опре деляют значения w, при которых s =s . Число корней равно N, обозначим их W/ (/ = l,iV). Таким образом, каждая точка s на комплексной плоскости в общем случае имеет Лоточек-прообразов w\, w2,..., wN на плоскости w [142].
Выберем si = si I ej p, где \sl\- заданное значение. Если фазовый угол ср пробегает все значения в интервале [0,2п], точки w/ на плоскости w описывают N замкнутых кривых либо отрезков кривых (дуг). В совокупности эти кривые и дуги образуют линии = на комплексной
Рисунок 2.11 -Линии уровнями I = const иarg sn= const на плоскости импеданса КД Z/уія двух каскадного усилителя с цепью параллельной ОСплоскости w. На рис. 2.12 показано построение линии постоянного модуля функции для случая N=2.
При практической реализации алгоритма построения линий1-1= I si I выбирают дискретные значения фазового угла щ = dAq (d = l,Nd)B интервале щ є[0,2л] с некоторым шагом А р. Для каждого значения si - \ si \ ej Pd находяткорни w) (I = l,N) уравнения (2.19) и, таким образом, получают точки линий s = s I. Следует отметить, что аналогичным образом могут быть построены линиипостоянной фазы args = q?, при этом = 141 eJ p , где р - заданное значение фазового угла, а величина s$ должна изменяться в интервале [0, оо).
В качестве примера на рис. 2.11 приведена контурная диаграмма, на которой показаны линии \sn\ = const и arg .Уц = const на плоскости импеданса КД Z. Диаграм RewРисунок. 2.12 - Построение линий постоянного модуля функции л для случая N = 2 ма построена на частоте 2 ГГц для усилителя, состоящего из двух одинаковых каскадов с параллельной ОС (см. рис. 3.3 а), в каскадах применен полевой транзистор с барьером Шоттки АП344А-2. Функция S\\{Z) имеет два нуля Z0i = 92,2 +./28,4 Ом, 3,2=-68,5+./121,1 Ом и два полюса Zpl = -27,7 +j310,1 Ом и Zp2 = -37,6 +./9,9 Ом. Применение подобных диаграмм позволяет исследовать зависимости модуля и фазы параметров рассеяния СВЧ устройства от иммитанса КЦ.
Алгоритм построения ОДЗ на плоскости иммитанса КДРассмотрим алгоритм построения ОДЗ на плоскости иммитанса КЦ w, отвечающей заданным требованиям к параметрам усилительного каскада. Будем полагать, что требования, предъявляемые к характеристикам устройства, представлены в общем случае в виде двусторонних ограничений:где H V,H - нижнее и верхнее граничные значения характеристик усилителя;Hv - текущая характеристика усилителя; X - общее число характеристик, принимаемых во внимание при проектировании.Частные допустимые области параметра w Ev = {w: Н \Hv(w)\ H },v = 1Д, отвечающие ограничениям (2.20) на отдельные характеристики усилителя ограничены контурами Hv = Н и \HV\= Н . Полная допустимая область Еяоп представляет собой общую часть (пересечение) частных допустимых областей Ev на плоскости w:
Методика проектирование СВЧ усилителей с двумя корректирующимицепями
В настоящем разделе предлагается общая методика проектирования усилительных каскадов с двумя КЦ. Примером могут служить усилители с двумя КД (рис. 1.1 в), а также с реактивными ЧКЦ на входе и выходе (рис. 1.1 а). Методика основана на аналитической взаимосвязи иммитансов КЦ и, в соответствии с ДМС (см. раздел 1.3), включает два основных этапа: 1) построение на фиксированных частотах рабочего диапазона областей допустимых значений иммитанса КЦ, соответствующих комплексу требований к характеристикам усилителя; 2) синтез (расчет) самих КЦ по полученным ОДЗ. Методика решения задачи второго этапа (синтеза КЦ по заданным ОДЗ на плоскости иммитанса) была рассмотрена во второй главе, поэтому здесь подробно остановимся на решении проблемы получения ОДЗ иммитанса КЦ по заданным требованиям к усилительному каскаду.
Рассмотрение проведем на примере усилителя с двумя КД (рис. 3.6). В этом случае задача поиска ОДЗ иммитансов КД по совокупности ограничений на характеристики усилительного каскада с учетом необходимых условий физической реализуемости КД сводится к решению системы неравенств [97-100]где Hv - характеристики усилителя, в качестве которых могут выступать коэффициент усиления G=\s2i , модули коэффициентов отражения на входе ml = \sn\n выходетг = I s221 развязка s\2 \, коэффициент шума F, инвариантный коэффициент устойчивости k и др.; w\, w2 - нормированные иммитансы КД; Н , Н - заданные
Рисунок 3.6 - Усилительный каскад с двумя КДограничения на характеристики; X - число характеристик, принимаемых во внимание при проектировании. В общем случае решение системы (3.12) представляет собой допустимую область в четырехмерном пространстве иммитансов КД w\ и w2 (см. рис. 3.7). В случае однонаправленного АЭ ( 12= 0) задача определения этих ОДЗ может быть решена независимо для переменных w\ и w2. Однако для неоднонаправленного АЭ задача усложняется, так как значения переменных w\ и w2 оказываются взаимосвязанными. Это означает, что независимое нахождение ОДЗ величин W\ и w2 невозможно, допустимая область переменной w\ будет зависеть от выбранного значения w2, и наоборот. Рисунок 3.7 - Допустимая область Е в четырехмерном пространстве В этом случае под ОДЗ Ew2 переменной w2 понимается проекция области Е на комплексную плоскость w2 (рис. 3.7). Область Ew2 содержит такие точки w2, для каждой из которых существует хотя бы одно значение щ, удовлетворяющее системе неравенств (3.12). По определению, проекция Ew2 области Е на плоскость w2 содержит все допустимые значения иммитанса второго КД, т.е. такие значения (точки) w2, для которых существует хотя бы одна величина w\, удовлетворяющая ограничениям (3.12). Ясно, что ОДЗ Ew2 не зависит от иммитанса первого КД w\. Аналогично, проекция Ewl области Е на плоскость w\ включает все допустимые значения иммитанса первого КД и не зависит от иммитанса w2. Области Ew\ и Ew2 называются "полными" ОДЗ [105, 146,154].
Для проведения синтеза КД нам необходимо получить "полные" ОДЗ Ewi и Ew2 на плоскости иммитансов КД. Известные способы решения данной задачи, основанные на последовательном исключении переменных [97-99] или методе проекций [30, 31, 101], сложны, недостаточно формализованы либо требуют значительных затрат вычислительных ресурсов. В данной работе предлагается другой подход к получению "полных" ОДЗ Ewi и Ew2, основанный на учете взаимосвязи иммитансов КД W\ и w2.
Выберем один из комплекснозначных параметров усилителя5(wl,w2) = 15 ( , ) е таким образом, чтобы его модуль был рабочей характеристикой усилителя в (3.12), т.е. 1 ( , )1 = ( ). В качестве такого параметра удобно выбрать коэффициент отражения на входе su или выходе s22 каскада.
Для усилителя с двумя КД параметр S является функцией иммитансов КД w\ и w2, т.е.В соответствии с (3.12) зададим некоторое допустимое комплексное значение параметра S : S% = S ej p , где Щ \ S% \ Н\; pQ - произвольное значение фазы винтервале [0,2тс]. Тогда уравнениеустанавливает связь между иммитансами КД w\ и w2. Пусть S wh w2) - аналитическая функция комплексных переменных wi и w2, тогда из (3.14) можно в явном виде выразить через w\:
Подставив уравнение связи (3.15) в (3.12), получим систему неравенств в видегде все выражения являются функциями только иммитанса первого КД w\ и заданного комплексного значения S . Система (3.16) определяет область wl(.S) на плоскостиw\, в пределах которой выполняются неравенства (3.12) при заданном условии S =S . Геометрически Ewl(S ) представляет собой проекцию на плоскости w\ сечения четырехмерной областиЕ поверхностью S (wl}w2) = 5 (см. рис. 3.8). Полная проекция Е Hawi
Теперь выберем множество значений S таким образом, чтобы величины S \ и р находились в узлах прямоугольной сетки (рис .3.9), Н S% \ Я„, 0 ср 2тс, и для каждого значения S найдем соответствующую область Ewl(S%). Сетка покрывает все множество допустимых значений параметра S$, поэтому при достаточно частой сетке объединение полученных областей будет приблизительно совпадать с "пол ной" ОДЗ Ewi на плоскости иммитанса первого КД ь
Аналогично, выразив из (3.13) иммитанс w\ через w2, можно получить "полную" ОДЗEW2 на плоскости иммитанса w2 второго КД. Далее рассмотрим применение описанного подхода для проектирования СВЧ усилителей различных структур с двумя КЦ.
Как отмечалось ранее в первой главе, одним из способов построения транзисторных широкополосных СВЧ усилителей является применение на входе и выходе усилительных каскадов диссипативных корректирующих (согласующе-выравнивающих) цепей [83, 157 и др.]. Часто ДКЦ выполняют в виде Г- или L-образных цепочек, образованных включением корректирующих двухполюсников с частотнозависимым импедансом (рис. 3.9). Недостатки существующих методов расчета усилителей с ДКЦ [18, 32, 65, 83, 95, 157] рассмотрены в приложении Б (раздел Б.З).В данном разделе предлагается методика, позволяющая осуществить синтез (расчет) Г- и L-образных КЦ широкополосного усилительного каскада (рис. 3.10) с учетом заданных ограничений на характеристики усиления и согласования.Аналитические выражения для -параметров усилительных каскадов с Г- и L-образными КЦ были получены с помощью программы символьного анализа
Программа автоматизированного проектирования СВЧ усилителей с двухполюсными цепями коррекции и обратной связи AMP-CF
Рассмотренные в главах 2 и 3 методы и алгоритмы автоматизированного проектирования усилителей с КД реализованы в программе AMP-CF. Программа AMP-CF предназначена для проектирования малошумящих линейных ВЧ/СВЧ транзисторных усилителей. Она позволяет осуществить проектирование широкополосных и узкополосных усилительных каскадов, в которых для улучшения характеристик могут использоваться двухполюсные цепи коррекции или ОС (реактивные или диссипатив-ные), а также реактивные ЧКЦ на входе и выходе. Проектирование выполняется по комплексу характеристик, включая коэффициент усиления, форму АЧХ, коэффициент шума, КСВН на входе и выходе и устойчивость.
Программа AMP-CF разрешает графически исследовать зависимости характеристик усилительного каскада от импеданса двухполюсной цепи коррекции, цепи ОС или стабилизирующей цепи (для общности будем называть такие цепи корректирующими двухполюсниками - КД), найти предельно достижимые характеристики каскада с КД, оценить совместимость предъявляемых к усилителю требований. Это дает возможность выбрать тип транзистора и наиболее подходящую структурную схему усилителя, то есть определить способ включения КД, необходимость использования и режимы настройки ЧКЦ.
Структурная схема проектируемого усилителя показана на рис. 4.9 а. Она содержит транзистор, описываемый параметрами рассеяния и шумовыми параметрами (файл формата Touchstone .s2p). Последовательно с выводами транзистора могут быть включены дополнительные RL-щш: Lh L2 и Rh Z3 (см. рис. 4.9 б). Транзистор с дополнительными Жгцепями будем называть активным элементом (АЭ).-цепк могут представлять собой элементы, присутствующие при конструктивной реализации усилителя (например, индуктивности выводов), либо дополнительные элементы коррекции и ОС. Например, включение индуктивностей L\ и Li используется для получения дополнительного фазового сдвига в усилителе с параллельной ОС. Индуктивность Z3 представляет собой цепь последовательной реактивной ОС. Резистор Дз служит также элементом последовательной резистивной ОС. Элементы дополнительных RL-цепей задаются пользователем и могут варьироваться при проектировании усилителя.К АЭ одним из шести способов (рис. 4.10) подключается КД, схему и элементы которого требуется найти в процессе проектирования. КД может использоваться на входе или выходе АЭ в качестве выравнивающей и (или) согласующей цепи (рис. 4.10 а-г), в качестве цепи последовательной или параллельной ОС (рис. 4.10 д,е), а также стабилизирующей цепи. АЭ с подключенным КД будет называть активным блоком (АБ).
Структурная схема усилителя может также включать в себя входную и (или) выходную реактивные ЧКЦ (рис. 4.9 а), которые также требуется синтезировать. При этом ЧКЦ могут иметь одігу из настроек, указанных в таблице 4.3. Здесь приняты следующие обозначения: Zs и ZL - соответственно импедансы генератора и нагрузки АБ; Zin и Zout - входной и выходной импедансы АБ (рис. 4.9 a); Z$„ - импеданс источника сигнала, соответствующий минимальному коэффициенту шума АБ. Возможны любые сочетания приведенных настроек, это позволяет рассмотреть различные варианты построения и расчета усилителя. Проектирование усилителей с помощью программы AMP-CF включает следующие основные процедуры:1) Выбор типа транзистора.2) Выбор структурной схемы усилителя - способа подключения КД и настроек ЧКЦ. Задание элементов дополнительных iJL-цепей.3) Исследование зависимостей характеристик усилителя от импеданса КД. Нахождение предельно достижимых характеристик усилителя с КД (с КД и ЧКЦ) на фиксированных частотах для заданного типа транзистора. Назначение требований к характеристикам усилителя.4) Оценка совместимости и уточнение требований к характеристикам усилителя.5) Проектирование (синтез) КД.6) Проектирование (синтез) реактивных ЧКЦ, если необходимо.
Получение ОДЗ на плоскости входного коэффициента отражения реактивных ЧКЦ осуществляется с помощью программы REGION. Расчет КД и ЧКЦ по полученным ОДЗ выполняется с помощью программы LOCUS.
Для реализации проектных процедур в программе AMP-CF предусмотрены два основных режима:
В режиме исследования программа AMP-CF позволяет построить контурные диаграммы (линии уровня) различных характеристик усилителя (коэффициента усиления, коэффициента шума, входного и выходного КСВН, коэффициента устойчивости и др.) на плоскости иммитанса КД, а также поверхности этих характеристик. Если в усилителе используются входная и (или) выходная ЧКЦ, они могут иметь одну из настроек, указанных в таблице 4.3. При этом импедансы источника сигнала Zs и нагрузки Zi АБ (рис. 4.9 б) изменяются одновременно с импедансом КД таким образом, чтобы для АБ (транзистора с КД) реализовать необходимый режим настройки ЧКЦ (соответствующий максимальному усилению, минимальному шуму и т.д.).
В качестве примера на рис. 4.11 для усилителя с параллельной ОС (рис. 4.12 а) изображены линии уровня коэффициента усиления G на плоскости импеданса цепи. ОС Z, а также поверхность этой характеристики, построенные с помощью программы AMP-CF. В усилителе используется монолитный GaAs транзистор рНЕМТ с шириной затвора 4x60 мкм (0,2 мкм технология ED02AH, фирмы OMMIC, Франция). Условия расчета: частота 2 ГГц; значения элементов дополнительных ЛС-цепей: і?з = 0; і = І2 = з = 0нГн; сопротивления источника сигнала и нагрузки АБ:
