Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1. Подавление узкополосных помех в широкополосных системах связи
1.1. Оптимальные и квазиоптимальные адаптивные методы различения сигналов на фоне узкополосных помех и гауссова шума 12
1.2. Пространственная фильтрация в широкополосных системах связи
1.3. Нелинейное подавление узкополосных помех 37
Выводы к главе 1 42
ГЛАВА 2. Исследование способа двухэтапнои корреляционной обработки СФМнС
2.1. Способ двухэтапной корреляционной обработки импульсных сигналов
2.2. Определение требований к входному и опорному сигналам 57
2.3. Способ двухэтапной корреляционной обработки в применении к системам связи, использующим непрерывные СФМнС
2.4. Оценка помехоустойчивости способа двухэтапной корреляционной обработки
2.5. Оценка величины параметра Q двухэтапной корреляционной обработки
ВЫВОДЫ к главе 2 78
ГЛАВА 3. Алгоритм режекідиипораженньіх гармоник опорного сигнала коррелятора
3.1. Формирование опорного сигнала при подавлении узкополосных помех в приемнике СФМнС
3.2. Оптимизация спектров СФМнС при приеме на фоне узкополосных помех
Выводы к главе 3 94
ГЛАВА 4. Оценка эффективности предложенных способов методом компьютерного моделирования
4.1. Исследование устройств формирования входных и опорных сигналов
4.2. Моделирование приемника с двухэтапной корреляционной обработкой
4.3. Анализ результатов моделирования приемника с двухэтапной корреляционной обработкой :
4.4. Моделирование алгоритма режекции гармоник опорного сигнала коррелятора
Выводы к главе 4 125
Заключение 126
Библиографический список использованных источников
- Пространственная фильтрация в широкополосных системах связи
- Способ двухэтапной корреляционной обработки в применении к системам связи, использующим непрерывные СФМнС
- Оптимизация спектров СФМнС при приеме на фоне узкополосных помех
- Моделирование приемника с двухэтапной корреляционной обработкой
Введение к работе
В настоящее время во всем мире прослеживается тенденция использования в радиосистемах специального назначения достижений коммерческой радиосвязи, в частности, технологии CDMA (Code Division Multiple Access), основанной на кодовом разделении сложных фазоманипулированных сигналов (СФМнС), что открывает возможность создания дешевых портативных абонентских терминалов. Однако коммерческие радиосистемы, как правило, предназначены для работы в выделенных диапазонах радиоволн в условиях помех типа атмосферного шума.
Системы связи специального назначения должны сохранять работоспособность при воздействии различного вида помех, как непреднамеренных, так и специально организованных. В широкие полосы приемников СФМнС с высокой вероятностью могут попадать мощные помеховые сигналы от посторонних узкополосных передатчиков.
Подавление узкополосных помех в базу раз в корреляторах приемников часто оказывается недостаточным, что вызывает необходимость применения специальных устройств защиты [43, 44]. Наибольшее распространение на практике получили устройства (блоки) защиты, выполненные на основе гребенки полосовых фильтров, осуществляющие режекцию участков спектра СФМнС, пораженных узкополосными помехами [2]. Однако известные блоки защиты такого типа, являясь универсальными, имеют значительные габариты, большое энергопотребление и высокую стоимость, что препятствует их внедрению в портативные абонентские терминалы.
Таким образом, актуальность темы диссертации обусловлена необходимостью разработки способов борьбы с узкополосными помехами, обладающими невысокой вычислительной сложностью, позволяющей реализовать их в портативных приемниках СФМнС.
Известно много способов борьбы с узкополосными помехами, начиная от различных способов осуществления режекции и кончая нелинейными и компенсационными [3, 8, 10, 11, 14, 15-19, 38-49]. Нелинейные способы эф- фективны при мощных одиночных синусоидальных или частотно-модулированных помехах с постоянной амплитудой, компенсационные требуют полной информации об амплитуде и фазе помехи для формирования ее точной копии.
Если копию помехи формировать из выходного сигнала соответствующего полосового фильтра, компенсация помехи переходит в режекцию участка спектра, которую можно осуществить простым отключением этого фильтра. Ввиду сложности (а иногда и невозможности) формирования точных копий узкополосных помех на практике наибольшее распространение получили способы, основанные на режекции.
Универсальный блок защиты, от узкополосных помех, выполненный на основе гребенки полосовых фильтров, должен удовлетворять следующим требованиям [38-40]: максимальная полоса фильтров должна быть согласована с шириной спектра узкополосных помех, которая может изменяться в широких пределах (например, от сотен герц до десятков килогерц); частотная избирательность фильтров должна быть достаточной, чтобы помеха, попавшая в один фильтр, отключала минимум соседних фильтров; при всех включенных фильтрах суммарные амплитудно-частотные (АЧХ) и фазочастотные (ФЧХ) характеристики должны иметь минимальные искажения; отключение нескольких фильтров не должно приводить к существенным искажениям АЧХ и ФЧХ в оставшихся полосах пропускания.
Выполнение этих требований связано со значительными трудностями как при аналоговой, так и при цифровой реализации блока защиты.
Цель работы заключается в разработке, исследовании и оптимизации достаточно эффективных способов подавления узкополосных помех, пригодных для их реализации в портативных приемниках СФМнС.
Цель диссертации определяет содержание научных задач, подлежащих решению.
Сложность реализации блока защиты (БЗ) в первую очередь определяется числом и сложностью входящих в него фильтров. В свою очередь число фильтров зависит от максимального числа равноотстоящих по частоте помех, которое способен режектировать БЗ.
Таким образом, упрощение БЗ может идти по пути сокращения числа подавляемых помех и снижения сложности фильтров. Именно эти направления исследуются в настоящей работе. Автором предложен способ двухэтап-ной обработки СФМнС, который на первом этапе предусматривает формирование на выходе коррелятора не непрерывного синусоидального сигнала, а нескольких последовательностей когерентных сигнальных радиоимпульсов, спектр которых состоит из ряда частотных составляющих. При этом расширенный спектр узкополосной помехи перекрывает лишь часть этих составляющих, которые режектируются на втором этапе обработки. Оценка эффективности этого способа требует проведения соответствующих исследований.
Представляется перспективным перенос блока подавления узкополосных помех в тракт опорного сигнала. Действительно, в приемнике СФМнС опорный сигнал коррелятора представляет периодическую псевдослучайную последовательность (ПСЦ), элементы которой принимают значения ±1. Ввиду периодичности спектр ПСП состоит из дискретных составляющих (гармоник), поэтому режекция узкополосных помех сводится к режекции соответствующих гармоник, а не частотных полос. Очевидно, полезной является режекция только «пораженных» гармоник, однако реализовать такое решение на практике затруднительно.
Акцентирование внимания на борьбе с узкополосными помехами приводит к необходимости соответствующей оптимизации параметров СФМнС.
И, наконец, компьютерное моделирование должно подтвердить возможность реализации предложенных способов в приемниках СФМнС.
Таким образом, научные задачи можно сформулировать следующим образом.
1. Анализ способов подавления узкополосных помех в приемниках
СФМнС.
Оценка эффективности способа двухэтапной корреляционной обработки СФМнС.
Исследование подавления узкополосных помех методом режекции гармоник опорного сигнала коррелятора.
Оптимизация сигналов в условиях воздействия узкополосных помех.
Оценка эффективности предложенных способов методом компьютерного моделирования.
Методы исследования. При решении поставленных в диссертации задач использовался аппарат теории вероятностей и математической статистики, аналитические методы математического анализа, методы цифровой обработки сигналов, методы имитационного и математического моделирования.
Научные результаты и положения, выносимые на защиту
Метод двухэтапной корреляционной обработки СФМнС, обеспечивающий повышение помехоустойчивости приема в обстановке мощных узкополосных помех.
Методика формирования опорного сигнала приемника СФМнС с целью повышения эффективности предложенного метода.
Способ режекции гармоник опорного сигнала коррелятора при воздействии узкополосных помех.
Способ формирования спектра СФМнС с учетом энергетической скрытности и возможности реализации в портативных приемниках.
Структурная схема приемного устройства, реализующая метод двухэтапной корреляционной обработки.
Научная новизна полученных результатов заключается в следующем.
В диссертационной работе впервые синтезирован способ приема сложного фазоманипулированного сигнала на фоне узкополосных помех, заключающийся в режекции участков спектра сигнала, пораженных узко-
9 полосными помехами, снятии манипулирующей псевдослучайной последовательности и последующей демодуляции полученного сигнала. Установлено, что эффективность подавления узкополосной помехи зависит от ее частотного расположения относительно непораженных составляющих полезного сигнала, а также от числа этих составляющих. Синтезирован алгоритм подавления узкополосных помех путем режекции соответствующих гармоник опорного сигнала. Найдены простые, но достаточно эффективные способы режекции и исследована работа коррелятора при режектиро-ванных гармониках опорного сигнала. Предложено несколько критериев оценки эффективности приема сложных фазоманипулированных сигналов, учитывающих сложность режекции узкополосных помех. Найдена оптимальная по этим критериям расстановка составляющих спектра сигнала.
Практическая ценность работы
Предложенные способы подавления узкополосных помех при приеме СФМнС могут найти применение при разработке помехозащищенных систем связи. В работе приведена блок-схема устройства, осуществляющего двухэтапную корреляционную обработку СФМнС, позволяющая реализовать ее в портативных приемниках таких сигналов. Изоляция отдельных частотных составляющих СФМнС и уменьшение их числа открывает новые возможности снижения сложности режектора. Полученные результаты используются в учебном процессе Воронежского технического университета.
Достоверность полученных результатов обусловлена совпадением результатов математического и имитационного моделирования в частных случаях с известными данными, последовательным выводом полученных математических выражений из достаточно общих, не вызывающих сомнений исходных положений, данными имитационного моделирования, а также корректным применением адекватных теоретических методов.
Основные результаты диссертационных исследований автора по всем разделам диссертационной работы докладывались и обсуждались на VI, VII, VIII, IX, X международных научно-технических конференциях
10 "Радиолокация, навигация, связь" в 2000~2004гг., научных сессиях ВГУ в 2002-2004гг. и научных сессиях ВГТУ в 2003-2005гг.
Публикации. По теме диссертации опубликовано 20 работ [87-106], среди которых 9 патентов РФ, выпущено 1 учебное пособие.
Объем и структура диссертационной работы. Диссертация состоит из введения, 4 глав, заключения, списка литературы, включающего 106 наименования, и 2-х приложений. Объем диссертации составляет 142 страницы, включая 87 страниц основного текста, 39 страниц рисунков, 1 таблицу, 11 страниц списка литературы, 4 страницы приложения.
Во введении к диссертации обосновывается актуальность темы исследования, приведен краткий обзор известных результатов по теме диссертации. Сформулирована цель работы, в аннотированном виде изложены основные результаты диссертационной работы.
В первой главе диссертации исследуется проблема подавления узко-полосных помех в широкополосных системах связи в аспекте реализации в портативных приемниках.
Выявлено, что в случае, когда максимумы и минимумы интенсивности в энергетическом спектре помехи имеют случайное распределение по оси частот, практическая реализация схемы фильтрации весьма затруднительна. Так, если интенсивность помехи является случайной функцией частоты, то оптимальный выравниватель будет представлять собой устройство с частотной характеристикой, меняющейся в соответствии с помеховой обстановкой. Показано, что если выравниватель представить в виде набора параллельно включенных узкополосных фильтров с неперекрывающимися частотными характеристиками то форма и полоса г-го узкополосного фильтра должна определяться формой (интенсивностью) энергетического спектра помехи и сигнала в z'-м частотном интервале. Установлено, что основные сложности реализации квазиоптимальных выравнивателей связаны с обеспечением достаточной крутизны уз- кополосных фильтров, что достигается применением фильтров высоких порядков, с минимизацией уровней АЧХ за пределами полосы пропускания фильтра, а также с обеспечением линейности ФЧХ при отключении одного или нескольких фильтров. Устройство защиты поэтому является довольно сложным устройством, требующим для реализации значительное количество вычислительных ресурсов, и в связи с этим его применение ограничено.
Показано, что в случае компенсации помехи основной проблемой является создание на приемной стороне копии помехи, что становится затруднительным при сложных формах помехи и при нестационарном ее характере. Все это так же приводит к удорожанию системы защиты от узкополосных помех и соответственно к повышению стоимости приемного устройства.
Показано, что использование методов пространственной обработки за счет применения специальных антенн (антенных систем) с меняющейся диаграммой направленности и необходимости отслеживания уровня помех и направлений их прихода ограничено лишь системами специального назначения.
Установлено, что при нелинейных методах подавления УП помех необходимо постоянное слежение за уровнем помех, что затруднительно в случае нескольких помех, и особенно нестационарных.
Намечены основные пути снижения сложности реализации блока защиты от узкополосных помех в системах со сложными фазоманипулированны-ми сигналами, а именно: оптимизация максимального числа подавляемых помех; оптимизация фильтров, входящих в гребенку.
Во второй главе предлагается и исследуется метод двухэтапной корреляционной обработки СФМнС, обеспечивающий повышение помехоустойчивости приема в обстановке мощных узкополосных помех.
Предложенный метод отличается тем, что обработку сигнала ведут в два этапа: на первом этапе в результате снятия псевдослучайной последовательности формируют полезный сигнал в виде последовательности когерентных радиоимпульсов со спектром, состоящим из нескольких спектральных линий
12 числом большим 3, при этом спектр узкополосной помехи преобразуют в спектр, поражающий две спектральные линии полезного сигнала, на втором этапе осуществляют корреляционную обработку сигнала с одновременной режекцией помехового спектра путем исключения соответствующих гармонических составляющих из опорного радиоимпульсного сигнала.
Установлено , что для подавления боковых лепестков можно использовать сглаживание фронтов импульсов элементов опорных сигналов, например, по синусоидальному закону.
Во второй главе показано также, что режекцию пораженных узкополосной помехой спектральных составляющих сигнала, полученных на первом этапе обработки, выгодно осуществлять при достаточно большой мощности помехи. Получено конкретное выражение для соотношения мощностей помехи и пгума в полосе приемника, являющееся условием целесообразности такой режекции. Указаны наиболее благоприятные и неблагоприятные с точки зрения помехоустойчивости случаи расположения узкополосных помех и максимальное количество подавляемых помех в этих случаях.
Установлено, что близко расположенные узкополосные помехи с централь ными частотами f, и/2, отстоящие друг от друга на Afn < , где Afn - f,- f2,
4бхэ по влиянию на полезный сигнал при двухэтапной корреляционной обработке аналогичны одной помехе на некоторой промежуточной частоте /ъ є (/,, f2) и не требуют специальной обработки каждой из них в отдельности.
Проведена оценка величины параметра Q двухэтапной корреляционной обработки. Введен критерий эффективности системы режекции и определена величина Qoht для оптимальной по этому критерию системы. Показано, что учет ширины спектра узкополосной помехи существенно влияет на результат анализа.
В третьей главе исследуется формирование спектра СФМнС с учетом энергетической скрытности и возможности реализации в портативных приемниках.
При рассмотрении вопроса защиты портативных приемников сложных фазоманипулированных сигналов от узкополосных помех представляется перспективным перенос блока подавления узкополосных помех в тракт опорного сигнала. Действительно, в приемнике СФМнС опорный сигнал коррелятора представляет периодическую псевдослучайную последовательность, элементы которой принимают значения ±1. Ввиду периодичности спектр ПСП состоит из дискретных составляющих (гармоник), поэтому ре-жекция узкополосных помех сводится к режекции соответствующих гармоник, а не частотных полос. Очевидно, полезной является режекция только пораженных (в смысле, указанном выше) гармоник, однако реализовать такое решение на практике затруднительно.
Предлагается подавление узкополосных помех путем режекции не только пораженных гармоник, а некоторых наборов, включающих и непораженные гармоники. Естественно, этот подход увеличивает потери в отношении сигнал/шум, но зато существенно упрощает реализацию блока подавления. Для осуществления такой режекции необходимо всю совокупность гармоник ПСП разделить на неперекрывающиеся наборы.
Предложена структурная схема, осуществляющая выделение таких наборов.
Предложено также несколько критериев оптимальности спектров сложных фазоманипулированных сигналов, учитывающих сложность режекции узкополосных помех при приеме таких сигналов. Показано, что непрерывный равномерный спектр обычных СФМнС можно считать оптимальным лишь при малом числе УП. Выявлено, что при большом числе УП частотные составляющие оптимального спектра СФМнС должны быть разнесены вплоть до величины 4 Д/уп, где АГуп - ширина спектра УП.
Четвертая глава посвящена вопросам имитационного моделирования предложенных алгоритмов подавления узкополосных помех в приемниках сложных фазоманипулированных сигналов. С помощью инженерного пакета MatLab 6.0 в среде Simulink составлена и оптимизирована модель системы связи с защитой от узкополосных помех способом двухэтапной обработки.
14 Показана ее адекватность полученным в ходе исследования структурным схемам, а также математическим моделям.
Проведенные исследования подтвердили работоспособность, а также относительно невысокую сложность аппаратной и программной реализации предложенного способа борьбы с узкополосными помехами. Установлено, что эффективность подавления узкополосной помехи зависит от ее частотного расположения относительно непораженных составляющих полезного сигнала, а также от числа этих составляющих, определяемого параметром Q. Так, в наилучшем случае, при попадании частотной составляющей сигнала между боковыми лепестками спектра манипулированной помехи величина подавления достигает 60 дБ. В худшем случае, при 0=2 и попадании на максимум первого бокового лепестка величина подавления составляет 20 дБ.
Построенные модели блоков приемника СФМнС открывают возможность его моделирования и исследования в целом, что резко сокращает время и стоимость разработки.
В четвертой главе проведено также имитационное моделирование алгоритма режекции пораженных гармоник опорного сигнала коррелятора. Получены наборы гармонических составляющих, позволяющие осуществить синтез опорного сигнала. Подтверждена относительно невысокая сложность аппаратной и программной реализации алгоритма, позволяющая широко использовать его в системах связи для повышения помехоустойчивости по отношению к мощным узкополосным помехам.
В заключении изложены основные результаты диссертационной работы и сделаны общие выводы.
В приложении приведены общая схема моделирования системы связи с использованием способа двухэтапной корреляционной обработки и расчет мощности помехи на выходе узкополосного фильтра в зависимости от ее расположения.
Пространственная фильтрация в широкополосных системах связи
Выявлено, что в случае, когда максимумы и минимумы интенсивности в энергетическом спектре помехи имеют случайное распределение по оси частот, практическая реализация схемы фильтрации весьма затруднительна. Так, если интенсивность помехи является случайной функцией частоты, то оптимальный выравниватель будет представлять собой устройство с частотной характеристикой, меняющейся в соответствии с помеховой обстановкой. Показано, что если выравниватель представить в виде набора параллельно включенных узкополосных фильтров с неперекрывающимися частотными характеристиками то форма и полоса г-го узкополосного фильтра должна определяться формой (интенсивностью) энергетического спектра помехи и сигнала в z -м частотном интервале. Установлено, что основные сложности реализации квазиоптимальных выравнивателей связаны с обеспечением достаточной крутизны уз кополосных фильтров, что достигается применением фильтров высоких порядков, с минимизацией уровней АЧХ за пределами полосы пропускания фильтра, а также с обеспечением линейности ФЧХ при отключении одного или нескольких фильтров. Устройство защиты поэтому является довольно сложным устройством, требующим для реализации значительное количество вычислительных ресурсов, и в связи с этим его применение ограничено.
Показано, что в случае компенсации помехи основной проблемой является создание на приемной стороне копии помехи, что становится затруднительным при сложных формах помехи и при нестационарном ее характере. Все это так же приводит к удорожанию системы защиты от узкополосных помех и соответственно к повышению стоимости приемного устройства.
Показано, что использование методов пространственной обработки за счет применения специальных антенн (антенных систем) с меняющейся диаграммой направленности и необходимости отслеживания уровня помех и направлений их прихода ограничено лишь системами специального назначения.
Установлено, что при нелинейных методах подавления УП помех необходимо постоянное слежение за уровнем помех, что затруднительно в случае нескольких помех, и особенно нестационарных.
Намечены основные пути снижения сложности реализации блока защиты от узкополосных помех в системах со сложными фазоманипулированны-ми сигналами, а именно: - оптимизация максимального числа подавляемых помех; - оптимизация фильтров, входящих в гребенку.
Во второй главе предлагается и исследуется метод двухэтапной корреляционной обработки СФМнС, обеспечивающий повышение помехоустойчивости приема в обстановке мощных узкополосных помех.
Предложенный метод отличается тем, что обработку сигнала ведут в два этапа: на первом этапе в результате снятия псевдослучайной последовательности формируют полезный сигнал в виде последовательности когерентных радиоимпульсов со спектром, состоящим из нескольких спектральных линий числом большим 3, при этом спектр узкополосной помехи преобразуют в спектр, поражающий две спектральные линии полезного сигнала, на втором этапе осуществляют корреляционную обработку сигнала с одновременной режекцией помехового спектра путем исключения соответствующих гармонических составляющих из опорного радиоимпульсного сигнала.
Установлено , что для подавления боковых лепестков можно использовать сглаживание фронтов импульсов элементов опорных сигналов, например, по синусоидальному закону.
Во второй главе показано также, что режекцию пораженных узкополосной помехой спектральных составляющих сигнала, полученных на первом этапе обработки, выгодно осуществлять при достаточно большой мощности помехи. Получено конкретное выражение для соотношения мощностей помехи и пгума в полосе приемника, являющееся условием целесообразности такой режекции. Указаны наиболее благоприятные и неблагоприятные с точки зрения помехоустойчивости случаи расположения узкополосных помех и максимальное количество подавляемых помех в этих случаях.
Установлено, что близко расположенные узкополосные помехи с централь ными частотами f, и/2, отстоящие друг от друга на Afn , где Afn - f,- f2, 4бхэ по влиянию на полезный сигнал при двухэтапной корреляционной обработке аналогичны одной помехе на некоторой промежуточной частоте /ъ є (/,, f2) и не требуют специальной обработки каждой из них в отдельности.
Проведена оценка величины параметра Q двухэтапной корреляционной обработки. Введен критерий эффективности системы режекции и определена величина QOHT для оптимальной по этому критерию системы. Показано, что учет ширины спектра узкополосной помехи существенно влияет на результат анализа.
В третьей главе исследуется формирование спектра СФМнС с учетом энергетической скрытности и возможности реализации в портативных приемниках.
При рассмотрении вопроса защиты портативных приемников сложных фазоманипулированных сигналов от узкополосных помех представляется перспективным перенос блока подавления узкополосных помех в тракт опорного сигнала. Действительно, в приемнике СФМнС опорный сигнал коррелятора представляет периодическую псевдослучайную последовательность, элементы которой принимают значения ±1. Ввиду периодичности спектр ПСП состоит из дискретных составляющих (гармоник), поэтому ре-жекция узкополосных помех сводится к режекции соответствующих гармоник, а не частотных полос. Очевидно, полезной является режекция только пораженных (в смысле, указанном выше) гармоник, однако реализовать такое решение на практике затруднительно.
Предлагается подавление узкополосных помех путем режекции не только пораженных гармоник, а некоторых наборов, включающих и непораженные гармоники. Естественно, этот подход увеличивает потери в отношении сигнал/шум, но зато существенно упрощает реализацию блока подавления. Для осуществления такой режекции необходимо всю совокупность гармоник ПСП разделить на неперекрывающиеся наборы.
Способ двухэтапной корреляционной обработки в применении к системам связи, использующим непрерывные СФМнС
Первый этап обработки предполагает снятие ПСП из принимаемого СФМнС, при этом спектр УП помехи должен преобразовываться в спектр более узкий, чем спектр входного СФМнС. Для более эффективного подавления УП помех их спектр после первого этапа обработки должен иметь как можно меньший уровень боковых лепестков. Это позволит выделить спектральные линии СФМнС, переносящего информацию (полезного СФМнС), при более мощных помехах. Такое условие минимизации боковых лепестков помех на первом этапе можно удовлетворить, например, путем придания специальной формы входному и опорному сигналам.
Сигналы с фазовой манипуляцией, включающей скачки фазы колебания на 180,обладают широкой полосой частот и высоким уровнем внеполос-ных излучений [38]. Естественный путь снижения уровня внеполосных излучений - уменьшение амплитуды огибающей в момент перескока фазы колебания. Это так называемые амплитудные методы ограничений спектра. Уровень внеполосных излучений для ФМ сигналов также можно уменьшить путем выбора соответствующего закона изменения фазы колебания в момент манипуляции к плавному. Преимущества такого метода связаны с отсутствием амплитудной модуляции в результирующем колебании, что особенно важно при использовании в радиопередающем устройстве активных прибо ров, работающих в нелинейном режиме. Молшо одновременно использовать амплитудные и фазовые методы. Такой метод называется амплитудно-фазовым.
При выборе методов ограничения полосы частот необходимо учитывать сложность аппаратурной реализации устройств формирования и излучения колебаний и связанные с этим аппаратурные погрешности, приводящие к увеличению уровня внеполосных излучений формируемого сигнала. Например, реализация сложных законов изменения амплитуды и фазы колебания требует, как правило, применения цифровой или дискретно-аналоговой техники. Таким устройствам присущи погрешности, связанные с дискретизацией сигналов и с их квантованием по амплитуде. Значение этих погрешностей в ряде случаев может оказаться достаточно большим, что приведет как к искажению спектра колебания вблизи несущей частоты, так и увеличению уровня внеполосных излучений формируемого сигнала.
При синтезе сигналов с ограниченным спектром используются различные критерии оптимальности, связанные с условиями передачи и приема сигналов (режимом работы радиопередатчика, требованиями к ПМУ, алгоритмом демодуляции, видом уплотнения каналов, сложностью аппаратурной реализации устройств формирования и обработки и т.д.). Одним из часто используемых критериев оптимальности является критерий максимальной концентрации энергии в необходимой полосе частот AFH или в полосе AF99% для сигналов с конечной длительностью. Заметим, что при амплитудных методах ограничения полосы огибающая оптимальных сигналов близка по виду к гауссовскому импульсу [39].
Другим критерием оптимальности является критерий обеспечения оптимальной скорости спада уровня внеполосных излучений или обеспечения гарантированного уровня излучения за пределами занимаемой полосы частот AF3.
В таблице 2.1 приведены нормированные значения полосы AF99% -Т и скорость спада уровня внеполосных излучений для оптимальных (по критерию максимальной концентрации энергии в полосе AF990/o) и ряда других сигналов.
Из таблицы 2.1 видно, что форма сигнала, полученная в соответствии с одним критерием оптимальности, может быть совершенно не оптимальной в соответствии с другим критерием. Таким образом, для максимального снижения уровня внеполосных излучений и достижения достаточной скорости спада уровня энергетического спектра, с учетом минимальной сложности аппаратной реализации устройства формирования целесообразно перейти от классических ФМ сигналов с прямоугольной огибающей к сигналам с формой огибающей типа sin х.
Сравним теперь энергетические спектры случайных последовательностей сигналов при выбранном способе ограничения полосы и без него. Для этого рассмотрим два случая. а) Независимые сигналы длительностью Т.
В этом случае длительность сигнала равна длительности Т информационного символа. Форма сигнала однозначно определяется передаваемым информационным символом и не зависит от предшествующих.
Оптимизация спектров СФМнС при приеме на фоне узкополосных помех
В качестве среды моделирования была выбрана система Simulink из пакета Matlab 6.0 как одно из наиболее мощных программных средств, позволяющая создавать, анализировать и оптимизировать модели любого уровня сложности и обладающая широким набором атомарных блоков с настраиваемыми параметрами. В частности, в версии Matlab 6.0 содержатся следующие библиотеки функций, относящиеся к области цифровой обработки сигналов [37]: - Digital Signal Processing Toolbox («Цифровая обработка сигналов») - Filter Design Toolbox («Разработка фильтров») - Communication Toolbox («Связь»). Система Simulink 4.0, входящая в пакет Matlab 6.0, обладает рядом преимуществ, позволяющих: - уйти от написания и долгой, кропотливой отладки кода на М-языке высокого уровня среды Matlab, сделав приоритет на визуальной разработке новых моделей; - ускорить сборку и отладку новых моделей из набора готовых компонент; - получить разработчику более удобные средства для настройки модели и отдельных ее узлов; - использовать новые, мощные средства сбора и анализа статистики по разрабатываемым моделям; - увеличить скорость работы моделей. 1. Формирование входного сигнала.
Как отмечалось выше, формирование бинарного СФМнС происходит путем манипулирования сигнала несущей частоты сигналами расширяющей ПСП и сигналом информации.
В качестве источника ПСП использовался блок PN Sequence Generator (генератор псевдошумовой последовательности) из библиотеки Communications Blockset («Связь»), имеющий следующие задаваемые параметры (рис.4.1а): - Generator polynomial (порождающий полином); - Initial states (начальные состояния); - Sample time (шаг временной дискретизации).
Данный блок представляет собой генератор М-последовательности, задаваемой приведенными выше параметрами. В процессе моделирования использовать М-последовательность с длиной L = 210 -1 = 1023 элемента и тактовой частотой fncn= — = Ю0Гц. Для формирования из нулей М последовательности элементов с полярностью «-1» применялся логический оператор NOT, вход которого соединяли с блоком формирования ПСП, а выход вычитался из текущего значения блока (рис.4.16).
Далее сформированная таким образом ПСП перемножается с сигналом информации, представляющим собой так же М-последовательность, состоящую из Lu -1023 элементов, принимающих значения +1, с тактовой частотой fu = — = 1Гц. Таким образом, база полученного сложного сигнала равна
Генератор несущего колебания, которое перемножается с манипулирующей последовательностью, моделировался с помощью стандартного блока Sine Wave (синусоида) раздела Sources (источники) библиотеки Simulinlc. Этот блок имеет следующие параметры: - Amplitude (амплитуда); - Bias (смещение, постоянная составляющая); - Frequency (rad/sec) (частота, рад/с); - Phase (rad) (фаза, рад); - Sample time (шаг временной дискретизации).
Исходя из того, что частота несущего колебания должна быть много больше ширины спектра модулирующего сигнала, а также учитывая выбор соответствующего шага мольного времени [41], несущая частота была принята равной /0=1 кГц, а шаг временной дискретизации 2 10"э с, что не находится в противоречии с теоремой Котельникова и позволяет получить достаточную степень точности представления сигналов.
Сигнал на выходе устройства формирования расширяющей ПСП и фа-зоманипулированиая несущая представлены на рис.4.2. (вверху) и фазоманипулированная несущая (внизу)
2. Формирование опорного сигнала. Процесс формирования опорного сигнала можно разбить на два этапа: а) Формирование на основе исходной расширяющей псевдослучайной последовательности Q новых псевдослучайных последовательностей с дли тельностью элемента в Q раз меньше исходного;
б) "Сглаживание" полученных ПСП по синусоидальному закону. Реализацию первого этапа легко осуществить с помощью блоков Pulse Generator (генератор импульсов) раздела Sources и Sample and Hold (удержание) раздела Signal Operations (операции над сигналами) библиотеки DSP Blockset (цифровая обработка сигналов). Блок Sample and Hold берет отсчет входного сигнала в определенный момент времени, определяемый подсоединенным генератором импульсов, и удерживает значение этого отсчета до момента поступления нового импульса. Подсистема, выполняющая данные операции для Q-2 и ее структура, приведена на рис.4.3. Генераторы тактовых импульсов (ГТИ 1,2) вырабатывают импульсы с периодом Г-2гэ-0,02с.Их начальные фазы отличаются на At - гэ=0,01 с.
Моделирование приемника с двухэтапной корреляционной обработкой
Рассмотрим вопрос моделирования в среде Simulink способов формирования наборов Я, гармонических составляющих с помощью трансверсального фильтра и модифицированной схемы В.И. Юзвинского, приведенных соответственно на рис. 3.1 и рис. 3.2.
Схема трансверсального фильтра для М=5 изображена на рис. 4.45, где каждая задержка (Transport Delay) составляет 0,03с, что соответствует длительности элемента используемой при моделировании ПСП (PN Sequence Generator на рис. 4.46), равному гэ=0,01с, периоду ПСП 7 =0,15 с. Коэффициент усиления (Gain) на выходе сумматора равен 1/5. Данный блок введен для нормирования выходного сигнала на количество отводов фильтра. При этом выделение наборов Н0 для М=3, М=5 можно осуществить с помощью схемы на рис. 4.46. Здесь блок дискретизации (Zero Order Hold) имеет значение Sample Time 0,005с для адекватного отображения спектра сигнала, которое осуществляется с помощью анализатора спектра Spectrum Scope. На рис. 4.47 приведены исходный спектр ПСП (а) и наборы гармоник Н0 для М=Ъ (б), М=5 (в). Видно, что в соответствии с (3.3) на выход трансверсального фильтра поступают каждая третья (б) или каждая пятая (в) компоненты. Побочные частотные составляющие возникают из-за аналоговой реализации линий задержки трансверсального фильтра, что "размывает" фронты элементов ПСП.
Схема выделения наборов Hs для М=5 изображена на рис. 4.48. В качестве источников опорных колебаний использовались генераторы синусоидальных колебаний (блок Sine Wave) с фазами 0 (синус) и я/2 (косинус).
Частоты генераторов, в соответствии с рис. 3.2, составляют sin (2тт 1/Т), где п=\, 2. Количество наборов в этом случае равно 2, что подтверждает теоретические результаты, полученные в главе 3.
Наборы гармоник И} и Н2 для М=5 приведены на рис. 4.49 а) и б) соответственно. Варианты с другими параметрами моделей и количеством гармонических составляющих в наборах, равно как и с другими наборами, полностью аналогичны приведенным в работе и поэтому отдельно не приводятся.
Таким образом, проведенное моделирование алгоритма ре-жекции пораженных гармоник опорного сигнала коррелятора подтверждает относительно невысокую сложность аппаратной и программной реализации алгоритма. ВЫВОДЫ к главе 4
1. С помощью инженерного пакета MatLab 6.0 в среде Simulink составлена и оптимизирована модель системы связи с защитой от узкополосных помех способом двухэтапной обработки. Показана ее адекватность полученным в ходе исследования структурным схемам, а также математическим моделям.
2. Проведенные исследования подтвердили работоспособность, а также относительно невысокую сложность аппаратной и программной реализации предложенного способа борьбы с узкополосными помехами.
3. Установлено, что эффективность подавления узкополосной помехи зависит от ее частотного расположения относительно непораженных составляющих полезного сигнала, а также от числа этих составляющих, определяемого параметром Q. Так, в наилучшем случае, при попадании частотной составляющей сигнала между боковыми лепестками спектра маиипулированной помехи величина подавления достигает 60 дБ. В худшем случае, при 0=2 и попадании на максимум первого бокового лепестка величина подавления составляет 20 дБ.
4. Проведено имитационное моделирование алгоритма режекции пораженных гармоник опорного сигнала коррелятора. Получены наборы гармонических составляющих, позволяющие. осуществить синтез опорного сигнала. Подтверждена относительно невысокая сложность аппаратной и программной реализации алгоритма, позволяющая широко использовать его в системах связи для повышения помехоустойчивости по отношению к мощным узкополосным помехам.
1. Проведенный анализ показал, что реализация известных методов подавления узкополосных помех при использовании сложных фазоманипулированных сигналов при наличии нескольких помех, мощность и расположение которых на оси часто меняется во времени, связана со значительными техническими и вычислительными сложностями и, следовательно, увеличивает стоимость приемника и, следовательно, ограничивает возможности широкого применения данных методов.
2. Предложен способ двухэтапной обработки сложных фазоманипулированных сигналов, достаточно эффективный для подавления мощных узкополосных помех. Эффективность способа подтверждена имитационным моделированием на ЭВМ.
3. Переход от классических ФМ сигналов с прямоугольной огибающей к сигналам с формой огибающей типа sinx, где форма сигнала зависит как от текущего информационного символа, так и от предыдущего, позволяет существенно снизить уровень внеполосных излучений полезного сигнала, а также маиипулированной помехи на первом этапе обработки.
4. Структурная схема, осуществляющая способ двухэтапной корреляционной обработки СФМнС, пригодна для реализации в приемниках систем связи. Вычислительная сложность способа растет значительно быстрее, чем уменьшаются относительные потери при подавлении узкополосных помех, поэтому целесообразно использовать вариант с небольшими значениями параметра Q (2- 4), согласно введенному критерию эффективности режекции. Воздействие нескольких достаточно близко расположенных узкополосных помех на приемник с двухэтапной обработкой неотличимо от влияния одной помехи, соответственно, не требует дополнительной обработки.
