Содержание к диссертации
Введение
1. Моделирование канала связи с мобильными высокоскоростными объектами 22
1.1. Условия моделирования канала связи 22
1.2. Моделирование диаграмм направленности антенн 26
1.3. Учёт поляризации излучения 33
1.4. Моделирование составляющих сигнала трёхкомпонентной модели.. 40
1.5. Описание программного обеспечения для имитационного моделирования радиоканала и результаты моделирования 47
1.6. Выводы 66
2. Исследование возможности выделения информации из отклика нелинейной системы в полосе частот полезного сигнала при действии на входе мощной помехи 68
2.1. Анализ спектрально-временных характеристик отклика нелинейной системы при воздействии суммы полезного сигнала и помехи 68
2.2. Обоснование возможности выделения фазы полезного сигнала основной частоты на выходе нелинейной системы при действии мощной помехи 72
2.3. Выводы 84
3. Анализ влияния мощной блокирующей помехи на выходные отношения сигнал/шум и сигнал/помеха приёмного устройства 86
3.1. Метод расчёта продуктов нелинейного преобразования и отношений сигнал/шум и сигнал/помеха на выходе нелинейной частотно-избирательной системы 86
3.2. Влияние помехи на отношение сигнал/шум на выходе резонансного усилительного каскада в случае импульсных сигнала и помехи 94
3.3. Оценка подавления гармонического сигнала гармонической и узкополосной гауссовской помехами при нелинейном преобразовании 103
3.4. Выводы 118
4. Выделение полезного сигнала из отклика перегруженного мощной помехой входного усилительного каскада 120
4.1. Анализ нелинейных искажений полезного сигнала при прохождении через перегруженный мощной помехой усилитель 120
4.2. Структурная схема приёмника, устойчивого к мощной помехе, превышающей его динамический диапазон 127
4.3. Выводы 139
Заключение 141
Литература 145
- Моделирование диаграмм направленности антенн
- Обоснование возможности выделения фазы полезного сигнала основной частоты на выходе нелинейной системы при действии мощной помехи
- Влияние помехи на отношение сигнал/шум на выходе резонансного усилительного каскада в случае импульсных сигнала и помехи
- Структурная схема приёмника, устойчивого к мощной помехе, превышающей его динамический диапазон
Введение к работе
Актуальность проблемы.
Обнаружение радиосигналов и измерение их параметров информационно-измерительными системами (ИИС) существенно усложнилось в последнее время. Интенсивное развитие средств радиосвязи, радиолокации и радиоуправления привело к тому, что в условиях ограниченного пространства на одном и том же или на соседних участках частотного диапазона одновременно работает несколько радиосистем различного назначения. С учетом возрастающего энергетического потенциала радиопередающих средств и тенденции к увеличению чувствительности радиоприемных средств в целом, складывается ситуация, которая получила название проблемы электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств (ЭМС РЭС) [1, 2].
Проблема ЭМС РЭС является определенной конкретизацией известной проблемы помехозащищенности РЭС. Фундаментальные работы В.А. Котельникова [3], Д.В. Агеева [4], И.Н. Амиантова [5], Л.С. Гуткина [6], Ю.С. Лезина [7], В.И. Тихонова [8, 9], А.П. Трифонова [10, 11] и многих других ученых, решающие общие задачи помехоустойчивости радиоприемных устройств, подготовили обширную теоретическую базу для решения многих конкретных задач ЭМС. Тем не менее, проблемы помехоустойчивости и обеспечения ЭМС РЭС ставят некоторые новые задачи, определяемые спецификой совместной работы большого числа радиоэлектронных средств.
В частности, такой задачей является задача приёма телеметрической информации с передатчиков, расположенных на высокоскоростных мобильных объектах (МВО), движущихся по сложным траекториям. РЭС, осуществляющие приём информации с таких объектов, часто работают в сложной помеховой обстановке, обусловленной воздействием переотражённых сигналов, мощных помех от различных РЛС, других РЭС связи, а также создаваемых средствами РЭБ. В связи с этим в настоящее время существует потребность в решении многих проблем, связанных с этой задачей. В частности, существует необходимость в исследовании параметров канала связи с МВО с учётом сложной динамики движения, а также в разработке приёмной аппаратуры, способной работать в условиях воздействия мощных помех, проникающих на вход высокочастотных каскадов РПУ.
Направления решения проблемы ЭМС
В общем случае решение проблемы ЭМС в настоящее время проводится по двум направлениям: техническими методами и организационными мероприятиями.
Технические меры защиты от непреднамеренных и организованных помех предусматривают принятие действенных мер индивидуальной защиты РПУ. Защита от радиопомех различной природы, структуры и интенсивности базируется на отличии структуры и закономерностей изменения параметров, свойственных полезным сигналам и мешающим воздействиям. Она обеспечивается защитой от перегрузок приемников, селекцией сигнала от помех, компенсацией помех, использованием адаптивных методов защиты [22, 23, 77, 78].
Организационные меры применяются, в основном, для защиты от непреднамеренных помех, создаваемых «своими» источниками. Задача обеспечения ЭМС средств комплекса должна рассматриваться как задача оптимизации совместной работы, структуры и свойств всего коллектива РТС [12]. В частности, решение проблемы может сводиться к задаче оптимизации пространственного расположения РТС [13], регламентации использования частотного диапазона [14, 15], а также задаче оптимального управления параметрами сигналов и характеристик РЭС [12, 16, 17].
Одним из основных путей повышения помехоустойчивости РЭС, работающих в группировке в условиях непреднамеренных импульсных помех, является упорядочивание импульсных потоков [18]. Проводимые организационные и технические мероприятия создают условия для недопущения помех от передающих средств на вход приемных устройств за счет синхронизации передающих устройств [19] или проведения жесткой регламентации использования временного и частотного ресурса [20, 21]. При этом, однако, не решается проблема защиты от переотражений собственного излученного сигнала и приема импульсов «своих» РЭС, не охваченных организационными мерами, а также от организованных помех различной структуры и интенсивности.
Проблемы помехозащищенности цифровых систем
В последние годы значительный прогресс в телекоммуникационных технологиях достигнут благодаря переходу на цифровые виды связи и обработки информации и использованию современных видов модуляции. Преимущества цифровых технологий связи, по сравнению с аналоговыми, рассмотрены, например, в работах К. Феера [24]. Однако проблемы помехозащищенности и ЭМС существуют и в современных системах связи.
Существенные радиочастотные помехи, присущие всем беспроводным системам, являются одним из наиболее важных параметров связи в сотовых и других системах подвижной связи. Непреднамеренные и организованные помехи разной интенсивности могут проникать в системы радиосвязи, как по основному, так и по побочным каналам приема [24, 25, 76].
Одним из путей повышения помехоустойчивости радиотехнических систем (связи, радиолокации, радионавигации) является применение широкополосных шумоподобных сигналов (ШПС), формируемых на основе технологии расширения спектра. Расширение спектра [26-29] представляет собой метод формирования сигнала с помощью дополнительной ступени модуляции, обеспечивающей не только расширение спектра сигнала, но и ослабление его влияния на другие сигналы. Дополнительная модуляция никак не связана с передаваемым сообщением, поэтому подобное расширение полосы не позволяет ослабить влияние аддитивного белого шума. Широкополосные системы связи (ШСС) находят применение благодаря своим потенциальным преимуществам [24,29]. Исследование помехоустойчивости ШСС проводится в [30-32].
При работе в линейном режиме системы с расширением спектра обеспечивают существенное подавление как узкополосных помех (в частности, гармонических), так и широкополосных помех, обеспечивая выигрыш при обработке G = WP4IW40d, где Wi 4 - ширина радиочастотной полосы, WW)() -ширина полосы модулирующего информационного сигнала. Выигрыш обеспечивается за счет корреляционного сжатия спектра принятого полезного сигнала в полосе модулирующих частот при одновременном расширении спектра помехи.
К современным методам защиты цифровых РЭС от аддитивных помех, а также от мультипликативных помех, обусловленных особенностями трасс распространения сигнала, замираний за счет многолучевого распространения сигнала, фазового шума, доплеровского сдвига частоты можно отнести использование оптимальных (квазиоптимальных) алгоритмов демодуляции цифрового сигнала [33], выбор оптимальной структуры сигнала [34], а также использование адаптивных помехоустойчивых кодов, согласованных с каналом связи [35].
Для защиты ШСС от мешающих колебаний, уровень которых превышает обеспечиваемый базой допустимый запас помехоустойчивости (уровень вероятности ошибки на бит), применяют различные методы подавления помех [31,74]. Указанные методы можно разделить на две группы: режекция пораженной части спектра ШПС и компенсация помехи в РПУ путем создания ее копии с последующим вычитанием созданной копии помехи из входного сигнала. Реализация этих методов защиты осуществляется, в основном, цифровым способом на промежуточной или видеочастоте РПУ. При этом полагают, что входные сверхвысокочастотные каскады РПУ преобразуют входную смесь полезного сигнала, шума и помех линейно, не внося значительных искажений в принимаемый сигнал.
ЭМС и ограниченность динамического диапазона
Проблема ЭМС приобретает особую остроту в бортовых (корабельных, самолетных, ракетных) радиоэлектронных комплексах [36,37]. Например, в бортовых РЛС мешающие сигналы могут поступать от собственного передатчика за счет недостаточной эффективности блокировки приемного устройства. Специфика некоторых объектов вообще требует работы приемников и передатчиков на одну общую широкополосную антенну [38]. При этом реальна ситуация, при которой основное излучение радиопередающего устройства попадает в полосу побочного канала приема, а внеполосное излучение попадает в основной канал приема. Уровень мешающего воздействия, в таком случае, зачастую достаточен для нарушения нормального (линейного) режима работы приемных устройств.
В условиях растущего количества работающих радиотехнических систем беспроводной связи, которое наблюдается в последнее десятилетие, возникают ситуации, когда уровень помех, поступающих на вход РПУ, превышает возможности динамического диапазона (ДД) ПУ. Аналогичная ситуация возможна в случае целенаправленного подавления действующего РПУ мощной узкополосной помехой (УП), поскольку именно УП постановщику помех легче всего генерировать. В этом случае входные СВЧ каскады РПУ, а именно малошумящий усилитель (МШУ) и смеситель переходят в нелинейный режим работы. Искажения полезного сигнала, возникающие вследствие нелинейных преобразований во входных каскадах ПУ, невозможно компенсировать последующей цифровой обработкой, так как характер таких искажений трудно предсказуем. Следовательно, возникает необходимость дополнительной защиты входных каскадов РПУ от воздействия мощных помех.
Воздействие мощных помех и нелинейные эффекты
Воздействие на приемное устройство мощных помех может привести к значительным изменениям в режимах работы отдельных каскадов, к проявлению существенных нелинейных эффектов, значительно ухудшающих качество выделения полезной информации из входной смеси.
Исследованию нелинейных эффектов, сопровождающих прохождение сигнала большой мощности (или смеси сигнала и помехи) по приемному тракту посвящено достаточно много работ. Подробно исследованы явления перегрузки усилительных устройств [39], перекрестные искажения и явление интермодуляции [40], вопросы образования комбинационных частот [41], явление подавления слабого сигнала в детекторе [42], проведен анализ взаимной модуляции в полупроводниковом смесителе [43-45], эффекты потери чувствительности в приемном тракте [46-49] и т.д.
Основные результаты этих исследований систематизированы в работах [25,50,51]. Отметим, что в определенной степени изучены нелинейные явления в оконечных усилительных каскадах, так как обычно предполагалось, что на преобразовательные каскады и на первые каскады усилителя поступают сравнительно слабые сигналы, и эти каскады не перегружены. Нелинейные эффекты, возникающие в смесителе при различных режимах работы, а также методы их уменьшения остаются в поле зрения исследователей и в настоящее время [52].
Широкое использование в современных РЭС цифровой обработки сигналов, важным элементом которой являются аналого-цифровые преобразователи, требует принятия в рассмотрение нелинейных и инерционных свойств АЦП, проявляющихся в виде возникновения комбинационных компонент при преобразовании суммы нескольких сигналов, по крайней мере, один из которых значительно превышает другой [53].
Существующие методы борьбы с мощными помехами
Арсенал средств защиты от помех, не превышающих динамический диапазон РПУ, разработанный до настоящего времени, достаточно широк [22]. Однако, в большинстве существующих методов, обработка смеси сигнала с помехой производится либо на промежуточной частоте, либо на видеочастоте. Это основывается на линейном преобразовании смеси сигнала с помехой в каскадах РПУ, что, вообще говоря, не всегда справедливо, особенно в том случае, когда уровень помехи превышает динамический диапазон входного усилителя.
Разработанные к настоящему времени технические методы и способы борьбы с мощными помехами можно свести к двум основным направлениям.
Первый путь включает в себя различные способы по недопущению воздействия помехи на РПУ (или существенного ослабления уровня мешающего сигнала). Второй путь заключается в соответствующей обработке в самом приемном устройстве входной смеси с целью наилучшего выделения полезной информации.
В первом случае для предотвращения попадания мощной помехи на вход РПУ используются различного рода преселекторы [54], компенсационные схемы [55] и схемы быстрой перестройки частоты [56]. Эти методы, по-видимому, малоперспективны в условиях все возрастающих мощностей помех. Использование специальных преселекторов неперспективно в первую очередь по экономическим соображениям: размер, вес, стоимость [2], использование же компенсационных схем ограничено их недостаточным быстродействием [55] или малым динамическим диапазоном [22].
Защиту РЭС от воздействия узкополосных помех (УП), уровень которых превышает границы динамического диапазона приемного устройства, необходимо осуществлять во входных каскадах РПУ, до малошумящего усилителя и смесителя. Непрерывные узкополосные помехи могут быть подавлены на входе приемника с помощью режекторных фильтров (РФ) [57-59]. Использование РФ на входе для подавления мощных помех, ширина спектра которых значительно меньше ширины спектра полезного сигнала AFyn « AF, рекомендуется также для современных систем связи с ШПС [60].
Современные технологии позволяют создавать высокодобротные узкополосные РФ (например, на диэлектрических резонаторах [61], либо на основе ядерного магнитного резонанса [62]). Для защиты РПУ от мощных нестационарных узкополосных помех можно использовать блоки таких фильтров или перестраиваемые режекторные СВЧ фильтры [61].
Максимально возможное количество УП в системе ШПС, которые могут быть подавлены указанным способом, зависит от ширины спектра полезного сигнала, ширины полосы режекции каждого фильтра и величины порогового уровня основного пика корреляционной функции, при котором происходит обнаружение полезного сигнала, принятого в конкретной системе. В системе без расширения спектра (с базой AFT = 1), режекция может привести к полному блокированию узкополосного полезного сигнала, при совпадении несущей частоты сигнала с частотой режекции. Неприемлемо использование РФ, выполненных на активных элементах при воздействии мощных импульсных помех, так как возникающие нелинейные эффекты могут привести к полному запиранию тракта.
В приемниках радиосвязи для борьбы с импульсными помехами большой амплитуды и малой длительностью используются устройства, выполненные по схеме ШОУ (Широкополосный усилитель - амплитудный Ограничитель -Узкополосный усилитель), ШПУ (Широкополосный усилитель - Прерыватель - Узкополосный усилитель) [22]. В частности, системы ШОУ используются для защиты от импульсных помех в современных приемниках стандарта CDMA [63].
Еще одним из распространенных способов защиты приемников от импульсных помех является бланкирование [64]. Бланкирование помехи является эффективным способом подавления импульсных помех разной интенсивности (в т.ч. и превышающих динамический диапазон РПУ) и обычно осуществляется прерывателем, расположенным перед защищаемым каскадом. Импульсы управляющего напряжения формируются в дополнительном канале выделения помехи. В системах с бланкированием реальна ситуация, когда из-за эффекта последействия и потери чувствительности, длительность управляющих импульсов больше длительности импульсов помехи. Вследствие этого, приемник будет закрыт для приема полезного сигнала, следующего непосредственно за помехой. Эффект последействия и потери чувствительности может быть устранен (или значительно снижен) путем использования специальных технических решений [47, 65-67].
Оценки эффективности перечисленных систем защиты от импульсных помех приведены в работах [68, 69], где показано, что общим свойством систем подавления импульсных помех является ухудшение их эффективности при воздействии на них помех, по своей структуре приближающихся к "неимпульсным", причем, чем выше устойчивость любой системы подавления к импульсным помехам, тем более ухудшается её устойчивость к неимпульсным помехам. Системы с бланкированием и устройства ШПУ в условиях непрерывных помех вообще теряют свою работоспособность.
Во втором случае, как правило, решается задача расширения динамического диапазона усилительного устройства и последующая компенсация помехи, находящейся в аддитивной смеси с сигналом [56]. Для расширения динамического диапазона усилительных каскадов широко используются схемы автоматической регулировки усиления (АРУ), линеаризирующие каскады, логарифмические усилители и т.д. В работе [70] подробно рассматриваются преимущества и недостатки этих способов. Отметим только, что автоматическая регулировка мощности (АРМ) и схемы АРУ заметно уменьшают способность приемного устройства выделять слабый сигнал на фоне сильной помехи, увеличивая, при этом инерционность приемного устройства. Нелинейные методы линеаризации приводят к явно выраженным усложнениям схемы [71, 72] , которые становятся еще более значительными, если синтез линеаризуемых элементов проводить на основе теории нелинейной фильтрации [73].
Необходимо отметить, что возможности рассмотренных способов в части дальнейшего расширения динамического диапазона ограничены, т.к. они становятся малоэффективными именно в режиме большого входного сигнала [70-72]. Поэтому поиск новых, более эффективных и приемлемых для бортовой аппаратуры методов расширения динамического диапазона приёмных устройств и способов борьбы с помехой большой мощности представляют актуальную задачу современной радиотехники.
В работе [75] разработано несколько способов борьбы с помехой большой мощности, проникающей на вход радиочастотных усилительных каскадов РПУ. Они осуществляют выделение огибающей сигнала с амплитудной модуляцией и мощности шумового сигнала на выходе приемного тракта информационно-измерительной системы, работающей в нелинейном режиме, обусловленном воздействием мощной узкополосной, импульсной или шумовой помехи, превышающей динамический диапазон частотно-избирательных каскадов. Данные способы основаны на использовании компоненты на разностной частоте сигнала и помехи, образующейся на нелинейности входного усилителя РПУ, перегруженного мощной помехой.
Основным недостатком методов, описанных в [75], является их применимость только по отношению к амплитудно-модулированным сигналам и задачам радиометрии (измерению мощности шумовых сигналов), в то время как многие информационно-измерительные системы используют сигналы с фазовой или амплитудно-фазовой модуляцией.
Диссертация посвящена моделированию беспроводного канала связи с высокоскоростными мобильными объектами на больших высотах с целью определения требований к РПУ, рассмотрению ряда вопросов, связанных с эффектами, возникающими в РПУ при воздействии помех большой мощности, и разработке способов борьбы с помехами большой мощности.
Целью работы является разработка принципов построения приёмного тракта информационной системы, работающего в нелинейном режиме, обусловленном воздействием помехи, превышающей динамический диапазон входных активных цепей приёмника информации с мобильного высокоскоростного объекта (МВО).
Для достижения поставленной цели в работе были решены следующие задачи:
1. Разработаны алгоритмы имитационного моделирования, и проведено моделирование канала связи с МВО с целью рассмотрения наиболее общею случая сигнально-помеховой ситуации.
2. Проведён анализ спектрально-временных характеристик отклика нелинейной системы при воздействии на неё суммы полезного сигнала и мощной помехи. 3. Разработан метод расчёта продуктов нелинейного преобразования и отношений сигнал/шум и сигнал/помеха на выходе нелинейной частотно-избирательной системы.
4. Проведён анализ влияния помехи на отношение сигнал/шум на выходе резонансного усилительного каскада в случае импульсных сигнала и помехи.
5. Проведена оценка подавления гармонического сигнала гармонической и узкополосной гауссовской помехами при нелинейном преобразовании.
6. Выполнен анализ нелинейных искажений полезного сигнала при прохождении через перегруженный мощной помехой усилитель.
7. Разработаны принципы построения помехоустойчивых цифровых приемников сигналов с произвольной модуляцией, обладающих индивидуальной защитой от воздействия мощных узкополосных помех.
Методы исследования
Для решения поставленных задач используются методы спектрального анализа, статистической радиофизики, теоретической радиотехники, аналитической геометрии, математическое и имитационное компьютерное моделирование с использованием программ, разработанных автором.
Научная новизна работы
1. Разработаны оригинальные универсальная модель и алгоритм имитационного моделирования канала связи с высокоскоростными мобильными объектами, движущимися по произвольной динамической траектории с вращением вокруг своей продольной оси.
2. Впервые установлено, что комплексирование информации в системе связи с МВО путём использования на одном измерительном пункте (ИП) двух антенн с ортогональными линейными поляризациями позволяет обеспечить приём без срывов связи (за исключением приёма с плазменного участка) в некоторых практических ситуациях. 3. Впервые обоснована возможность использования для выделения информации из выходного сигнала перегруженного мощной помехой усилителя продуктов нелинейного преобразования суммы слабого полезного сигнала и мощной помехи в полосе частот полезного сигнала.
4. Впервые предложены способы выделения сигналов с угловой модуляцией в присутствии помех, диапазон амплитуд которых может превышать динамический диапазон входных каскадов РПУ.
5. Предложен новый спектрально-временной метод анализа соотношений сигнал/шум и сигнал/помеха на выходе нелинейного элемента при действии на его входе узкополосных сигнала и помехи в смеси с узкополосными гауссовскими шумами, не накладывающий ограничений на разность частот сигнала и помехи.
6. Установлено, что при одновременном действии импульсов слабого сигнала и мощной помехи, превышающей динамический диапазон усилителя, равно как и при гармонических сигнале и мощной помехе, выходное соотношение сигнал/шум в полосе сигнала может меняться по сравнению с входным только из-за интермодуляционных составляющих, попадающих в полосу полезного сигнала. Показано, что при мощных сигнале и помехе соотношение сигнал/шум может как увеличиваться, так и уменьшаться в зависимости от соотношения мощностей сигнала и помехи.
7. Предложены и обоснованы два оригинальных способа построения цифрового помехоустойчивого приёмника для приёма сигнала с произвольной модуляцией на фоне мощной узкополосной помехи, превышающей динамический диапазон приёмника.
Теоретическая и практическая значимость работы
Теоретическая значимость работы заключается в обосновании возможности использования продуктов нелинейного взаимодействия сигнала и помехи в полосе полезного сигнала для выделения полезного сообщения при перегруженном режиме работы приемного тракта, а также в проведённом анализе влияния мощной помехи на отношения сигнал/шум и сигнал/помеха, и на коэффициент передачи нелинейной системы в полосе полезного сигнала.
Практическая значимость работы состоит в разработанных способах и устройствах выделения полезного сигнала на фоне мощных помех, в разработанной системе моделирования канала связи с МВО и в разработанном методе анализа соотношений сигнал/шум и сигнал/помеха на выходе нелинейного элемента.
Результаты работы могут быть применены при разработке радиоэлектронных средств различного назначения (радиолокационных, связных, навигационных и др.), функционирующих в условиях возможного воздействия непреднамеренных и организованных мощных помех, приводящих к существенно нелинейному режиму работы частотно-избирательных каскадов информационных систем.
Внедрение научных результатов. Полученные в диссертации результаты внедрены в научно-исследовательских работах и учебном процессе в Нижегородском государственном университете им. Н.И. Лобачевского. По теме диссертации получен 1 патент РФ.
Вклад автора
1. Разработал систему моделирования канала связи с МВО и провёл моделирование данного канала для некоторых практически важных ситуаций.
2. Исследовал возможности использования колебания в полосе частот полезного сигнала на выходе усилителя, перегруженного мощной помехой, для выделения передаваемой информации.
3. Предложил способы выделения сигналов, как с угловой модуляцией, так и с произвольными видами модуляции в присутствии помех, превышающих динамический диапазон входных каскадов РПУ.
4. Разработал спектрально-временной метод анализа соотношений сигнал/шум и сигнал/помеха на выходе нелинейного элемента при действии на его входе узкополосных сигнала и помехи в смеси с узкополосными гауссовскими шумами, не накладывающий ограничений на разность частот сигнала и помехи.
5. Провёл анализ влияния мощной помехи на отношения сигнал/шум и сигнал/помеха, и на коэффициент передачи нелинейной системы в полосе полезного сигнала, а также влияния нелинейных искажений в перегруженном мощной помехой входном усилителе приёмника на полезный сигнал.
6. Разработал функциональные схемы цифровых приёмников для приёма сигналов с произвольными видами модуляции и устойчивых к действию мощных узкополосных помех, превышающих динамический диапазон входных цепей РПУ.
Апробация результатов работы и публикации
Результаты диссертационной работы представлялись на XXI Всероссийской научной конференции «Распространение радиоволн» (Йошкар-Ола, 2005), IV Всероссийской научно-технической конференции «Современные методы и средства обработки пространственно-временных сигналов» (Пенза, 2006), Международной научно-практической конференции «Образовательные, научные и инженерные приложения в среде LabVIEW и технологии National Instruments» (Москва, 2005), 8-й и 9-й научных конференциях по радиофизике (Нижний Новгород, 2004, 2005), IX Нижегородской сессии молодых учёных («Голубая Ока», 2004).
По теме диссертации опубликовано 14 работ, в том числе 5 статей в рецензируемых журналах и одно учебное пособие. Получен 1 патент РФ на полезную модель.
Результаты, выносимые на защиту
1. Алгоритм моделирования канала связи с МВО, учитывающий сложную динамику движения МВО, поляризационные эффекты и многолучевой характер распространения сигнала. 2. Способы выделения сигналов с угловой модуляцией в присутствии помех, диапазон амплитуд которых может превышать динамический диапазон входных каскадов РПУ.
3. Метод анализа соотношений сигнал/шум и сигнал/помеха на выходе нелинейного элемента при действии на его входе узкополосных сигнала и помехи в смеси с узкополосными гауссовскими шумами, не накладывающий ограничений на разность частот сигнала и помехи.
4. Способы построения цифрового помехоустойчивого приёмника для приёма сигнала с произвольной модуляцией на фоне мощной узкополосной помехи, превышающей динамический диапазон приёмника.
Диссертационная работа состоит из введения, четырёх глав, заключения, и списка литературы.
Во введении излагаются состояние и актуальность предмета исследования, краткий обзор известных результатов по теме диссертации, цели и структура работы.
В первой главе приводится описание трёхкомпонентной модели беспроводного канала связи с мобильными высокоскоростными объектами. С использованием данной модели разработана методика и алгоритмы имитационного моделирования канала связи с МВО. Приведены результаты моделирования канала связи при различных условиях, полученные с помощью разработанного программного обеспечения. По данным результатам проводится анализ сигнально-помеховой обстановки и надёжности передачи информации для некоторых практически важных случаев.
Во второй главе проводится анализ характера искажений полезного сигнала на его несущей частоте, обусловленных взаимодействием с мощной помехой в нелинейном безынерционном элементе. Показано, что фаза полезного сигнала при этом не искажается. Обосновывается возможность и предлагаются способы выделения полезного сигнала на фоне мощных помех, превышающих динамический диапазон входных каскадов РПУ. В третьей главе разрабатывается спектрально-временной метод анализа соотношений сигнал/шум и сигнал/помеха на выходе нелинейного элемента при действии на его входе узкополосных сигнала и помехи в смеси с узкополосными гауссовскими шумами. Проводится исследование влияния мощной блокирующей помехи на выходное отношение сигнал/шум усилителя приёмника для случая импульсных сигнала и помехи. Анализируется влияние мощных блокирующих синусоидальной и гауссовской помех на коэффициенты усиления и подавления слабого синусоидального сигнала во входном усилителе приёмника.
В четвёртой главе рассматриваются возможные нелинейные искажения в перегруженном мощной помехой входном усилителе приёмника, и проводится анализ их влияния на полезный сигнал. Предлагаются два варианта архитектуры помехоустойчивого приёмника, позволяющие вести приём сигнала на фоне мощной внеполосной и внутриполосной помех, превышающих динамический диапазон приёмника.
В заключении рассматриваются основные достигнутые при выполнении работы результаты.
Работа выполнена на кафедре радиотехники радиофизического факультета Нижегородского государственного университета им. Н.И. Лобачевского.
Моделирование диаграмм направленности антенн
При моделировании пространственных диаграмм направленности антенн ГЛА и ИП применяется разработанная автором методика, описанная в [91]. Для описания диаграммы направленности (ДН) антенны ГЛА вводится локальная сферическая система координат с углами в, и (р„ отсчитываемыми от осей (Ох)"и (Oz)"прямоугольной системы координат, связанной с ГЛА (рис. 1.2). Система координат (СК) (Oxyz)" получается из СК Oxyz путём смещения последней в точку с координатами ГЛА и поворота на угол а вокруг оси Oz, таким образом, чтобы вектор скорости ГЛА Vt оказался в плоскости (zOx) получившейся в результате данного поворота СК (Oxyz) : х - (х - х, )cosa + (у - yt )sin а у = -(x-xt )s ma + (y -yt) cos a z = z-z, . В случае, когда JC, у, z и x , у , z являются координатами вектора, смещение не производится: х = xcosa + ysina у = - 8111 + 080: (1.2) z = z Из условия равенства нулю координаты у\ вектора Vt в СК (Oxyz) получаем выражение для определения угла а: X, Затем осуществляется поворот СК (Oxyz) вокруг оси (Оу) иа угол а\ равный углу между вектором скорости ГЛА Vt и осью (Ох) , в результате которого вектор скорости ГЛА Vt оказывается направленным по оси (Ох)": х" = x cosa - z s ma У = У (1.3) z" = x s ma + z cosa Учитывая, что координата z] вектора V, в СК (Oxyz)" равна нулю, получаем выражение для определения угла а tga = xv xt cosa + Уі sma Подставив (1.2) в (1.3), получим связь между координатами произвольного вектора в СК Oxyz и (Oxyz)": х" = (xcosa + ys m a)cosa - zsin a у" = -xs ma + ycosa z" = (xcosa + ys m a) sma + z cos a или x = (x" cos a + z" sma ) cos a - у" sma у = (x"cosa + z"sm a )s ma + y"cosa z = -x" sma + z" cos a Сферическая система координат, связанная с ГЛА, определяется следующим образом: х" = rtcos0t у" = rt sin в, sin pt (1.4) z" = rt sin в, cos cp, где 0 л-, 0 , 2л", 6t = arccos: (1.5) (pt=arctg z В последнем выражении арктангенс определён как 4х-квадрантный (с областью определения [0; 2я]).
Введение описанных локальных систем координат необходимо для более простого и естественного описания ДН антенны ГЛА. В сферической системе координат, связанной с ГЛА, угол в, представляет собой угол между осью ГЛА и осью симметрии ДН его антенны, а (р( - угол поворота ГЛА вокруг своей оси, что позволяет легко моделировать вращение ГЛА вокруг своей продольной оси при произвольном значении угла в,.
Для описания ДН антенны приёмного (измерительного) пункта (ПП) также используется локальная (связанная с ПП) сферическая СК, определяемая соотношениями: х = rrsm0rcos(pr у = г, sin 9r sin q r (1.6) Z = г COS #„ где 0 Огйх, 0 (рг 2тг, вг = arccos— г: о-7) (pr =arctg— х В (1.7) арктангенс также определён как 4"-квадрантный. В этой системе угол вг является углом места, a q?r - азимутальным углом. СК Oxyz получается из СК Oxyz смещением в точку с координатами ПП: X = х - хг У = У-Уг z = z-zr поэтому координаты произвольного вектора в этих системах совпадают. Зададим пространственную диаграмму направленности антенны, определяющую распределение мощности в пространстве, общепринятым способом в виде произведения диаграмм направленности в двух взаимно ортогональных плоскостях - плоскости угла места ви плоскости азимутального sin X угла т, в каждой из которых ДН аппроксимируем функцией : F2{e, p) = C + F2(e)F2( p) \ + С (1.8) где 2(6 ) = а Ав в к а sin в Ав ж -sin# , F\ P) = Am . bm sin bm Am Здесь ви m- углы в сферической системе координат, 0 в п, -к т п, Ави Am задают ширину (точнее, полуширину) основного лепестка ДН в плоскостях углов вит соответственно, параметры а и b определяют уровни, по которым задаются Ави Am, параметр С характеризует рассеивающие свойства антенны и определяет минимально возможное значение пространственной ДН, равное С/( 1 + С), а показатели степеней тип определяют относительный уровень боковых лепестков и влияют на форму ДН. Такая модель позволяет учесть изрезанность ДН, характерную для многих антенн и одновременно учесть рассеивающие свойства антенн.
Для того, чтобы на полюсах (при в= 0 и в=п) ДН (в, т) не зависела or (р, что означало бы неоднозначность значений ДН в данных направлениях, в (1.8) для ДН в плоскости угла в используется оконная функция sin в. Вместо функции sin в также может быть использована любая другая подходящая функция, имеющая нули при в= 0 и в= п.
В выражении (1.8) направление оси симметрии ДН определяется угловыми координатами (р=0, 0= л/2. Для изменения направления оси симметрии в сферической системе координат предлагается следующий механизм. Для того чтобы изменить направление оси симметрии в плоскости угла ф на угол щ, производится периодизация части функции f Up) из интервала [ п, ж] с периодом 2л"и делается замена р- р - щ. При задании направления оси симметрии ДН в плоскости угла # простая замена в- в - 0О приведёт к искажению формы ДН, поэтому поворот оси производится с помощью преобразований поворота прямоугольной системы координат (Oxyz)" или Oxyz, связанной с рассматриваемой сферической СК. Данную прямоугольную СК необходимо повернуть так, чтобы вся поверхность пространственной ДН повернулась на заданный угол в плоскости угла в сферической СК, связанной с исходной (не повёрнутой) прямоугольной СК. При этом в данной исходной сферической СК координаты оси ДН станут равными (во,фо). Детально механизм поворота описан в [83, 91].
На рис. 1.3 приведён пример пространственной ДН антенны ГЛА, смоделированной описанным выше способом в СК (Oxyz)", при следующих значениях параметров: т=\,п = 0.8, Або 5 = 45, A p0s 80, awb определены в соответствии с (1.9) и (1.10), во, = 70, , = 90 - углы, определяющие направление оси ДН в системе, определяемой соотношениями (1.4). На рис. 1.4-1.5 представлены ДН антенны ГЛА в плоскостях углов в, и р, соответственно. На данных рисунках аббревиатура "НП" означает "направление полёта" ГЛА.
Обоснование возможности выделения фазы полезного сигнала основной частоты на выходе нелинейной системы при действии мощной помехи
В силу сложности анализа влияния огибающей полезного сигнала на выходе перегруженного мощной помехой усилителя (или другой нелинейной системы) на его фазу проведём данный анализ с помощью имитационного моделирования.
Моделирование прохождения суммы сигнала и помехи (2.3) через безынерционный (как по отношению к огибающей сигнала, так и по отношению к его несущей) усилитель с проходной характеристикой (2.4) осуществлялось для нескольких положений рабочей точки и для двух типов полезного сигнала: цифрового с двоичной фазовой манипуляцией и аналогового с непрерывной фазовой модуляцией.
Вначале рассмотрим ситуацию, когда слабый полезный сигнал является узкополосным сигналом (2.1) с двоичной ФМ с искажённой случайным образом огибающей: us (/) = x(t)cos[o)st + ps (/)] = c(t)Us (/) cos[cost + p, (/)], (2.7) где Us(t) 0 - неискажённая огибающая сигнала, c{t) О - некоторая положительная функция, такая, что сигнал (2.7) остаётся узкополосным, а $(/) может принимать значения 0 и ті. Помеху представим в виде узкополосного сигнала (2.2) с произвольной огибающейy(t) 0 и с фазой, плавно меняющейся по закону синуса со скачками на % в некоторые моменты времени. Такой характер изменения фазы имитирует одновременно как аналоговые сигналы с фазовой модуляцией, так и цифровые сигналы с фазовой манипуляцией.
На рисунках 2.3-2.8 представлены результаты моделирования для описанных выше условий и для положения рабочей точки в центре линейного участка проходной характеристики (ит= 1 на рис. 2.1). Отношение сигнал/помеха составляет -50 дБ. Фаза сигналов на рисунках 2.6-2.8 выражена в радианах; на этих рисунках наблюдаются скачки фазы на пк, где п - нечётное число (п= 1,3,5,...), что связано с особенностями функции MatLab unwrap() и является аналогом скачков на п. Так же не важно, в каком направлении -уменьшения или увеличения - происходят данные скачки. Фаза на рис. 2.6-2.8 вычислялась с помощью аналитического сигнала, и на рис. 2.8 особенно видны краевые эффекты преобразования Фурье в виде осцилляции с нарастающей в окрестностях скачков фазы амплитудой. С учётом этих особенностей из сравнения рисунков 2.6 и 2.8 видно, что скачки фаз в полезном входном сигнале и в выделенном на выходе перегруженного усилителя колебании в полосе частот полезного сигнала совпадают как по моментам появления, так и по величине. Сравнив рисунки 2.7 и 2.8, можно видеть, что ни плавное изменение фазы, ни её скачки в сигнале помехи в данном масштабе графика никак не отразились на фазе выделяемого сигнала. Это означает, что фаза полезного сигнала на его несущей частоте не искажается при нелинейном взаимодействии с мощной помехой на ограничивающей монотонной нелинейности, а уровень помехи в полосе полезного сигнала, обусловленной интермодуляционными искажениями, в данном случае пренебрежимо мал.
Моделирование было проведено и для некоторых других положений рабочей точки и других видов проходной характеристики усилителя, имеющих участки насыщения (кусочно-линейной и гиперболического тангенса). Во всех случаях получены аналогичные результаты.
Рассмотрим другой интересный для практики случай, когда фаза полезного сигнала на входе плавно меняется по закону синуса. Такая модель соответствует как аналоговой фазовой модуляции, так и цифровой (качественно) со скачками фазы меньше, чем на л радиан. Модель помехи, проходная характеристика усилителя, его рабочая точка и отношения сигнал/помеха и сигнал/шум аналогичны использованным выше. Результаты моделирования приведены на рис. 2.11-2.13, из сравнения которых видно, что и в этом случае фаза полезного сигнала на его несущей частоте на выходе усилителя совпадает с фазой полезного сигнала на входе усилителя (здесь в выделенном колебании на основной частоте полезного сигнала также имеется небольшая шумовая составляющая, обусловленная входным шумом).
Таким образом, результаты моделирования доказывают возможность выделения информации из сигнала на выходе перегруженного мощной узкополосной помехой усилителя при использовании для передачи информации сигналов с угловой модуляцией (по крайней мере, для отношений помеха/сигнал до 50 дБ). Это справедливо как для любого режима усиления (линейного или нелинейного), так и для любого положения рабочей точки.
Влияние помехи на отношение сигнал/шум на выходе резонансного усилительного каскада в случае импульсных сигнала и помехи
Применим описанный выше метод для анализа частного случая сигнально-помеховой ситуации, когда сигнал и помеха представляют собой потоки прямоугольных импульсов с гармоническим (немодулированным по частоте и фазе) заполнением. Влияние импульсных внеполосных помех на радиоприёмное устройство имеет ряд особенностей, связанных с вероятностными параметрами импульсных потоков сигнала и помехи, а также потерей чувствительности радиоприёмного устройства по окончании действия помехи [106]. Проведём анализ отношения сигнал/шум на выходе резонансного усилителя. В течение действия импульса сигнал и помеху можно считать синусоидальными сигналами с постоянной амплитудой и фазой. На рис. 3.1 приведена схема анализируемой части радиоприёмного устройства. l + «l + 2 s2 + n2 преселекторный фильтр - -= усилитель — выходной фильтр Рис. 3.1. Схема входного тракта радиоприёмного устройства
На этом рисунке s\, si узкополосные сигнал и помеха, а щ, пг -узкополосные шумы, определяемые как в (3.1). Преселекторный и выходной фильтры настроены на частоту полезного сигнала, при этом их полосы могут быть либо равны, либо полоса преселекторного фильтра может быть шире полосы выходного фильтра. Рассмотрим часто возникающую сигнально-помеховую ситуацию, когда мощная помеха s2(t) не ослабляется преселекторным фильтром в достаточной степени или находится в пределах его полосы пропускания и блокирует усилитель (при этом считаем, что на выходе усилителя она подавляется выходным фильтром). Если мощность помехи такова, что усилитель работает в режиме жёсткого ограничения, то структуру на рис. 3.1 можно рассматривать ещё и как схему ШОУ (широкая полоса -ограничитель - узкая полоса) [22, 107]. При этом предполагается, что преселекторный фильтр имеет более широкую полосу по сравнению с выходным фильтром. Схема ШОУ широко применяется для борьбы с импульсными помехами [22].
Будем считать, что мощностью шума и2(0 в полосе помехи можно пренебречь (в силу большой мощности помехи в месте приёма, т.е. а2» А2). Таким образом, шум ni{t) можно исключить из рассмотрения. Нужно учесть, что частота некоторых интермодуляционных составляющих, возникающих при взаимодействии на нелинейности сигнала и помехи, может совпадать с частотой полезного сигнала со\. Такие составляющие являются помехой для полезной компоненты io(0 однако их мощность быстро уменьшается с ростом их порядка. Как показало имитационное моделирование, для получения приемлемой на практике точности вычисления отношения сигнал/шум (если считать интермодуляционные компоненты в полосе сигнала частью сигнала) обычно достаточно учесть один-два интермодуляционных компонента низших порядков, попадающих на частоту полезного сигнала. Какие именно компоненты 7/ будут присутствовать на частоте о)\, зависит от отношения частот сигнала и помехи 6)\/ah- Так, например, для со\1о 1 = Ъ15 (данное отношение используется далее при имитационном моделировании) индексы к и / таких компонентов связаны очевидным соотношением: 3&-5/ = 3. Отсюда получаем, что двумя первыми такими комбинационными компонентами наименьших порядков являются компоненты при к = 4, 1 = 3 и к = 6, 1 = 3 {Зо г-А(0\ и 6ct)\-3ct i).
Рассмотрим более подробно влияние интермодуляционных составляющих, попадающих на частоту со\, на выходное отношение сигнал/шум в рассматриваемом нами случае импульсного сигнала и импульсной помехи. Поскольку сигнал и помеху в течение действия прямоугольного импульса можно представить в виде гармонических сигналов с постоянными амплитудами и фазами, то, оказавшись на одной частоте, эти сигналы будут интерферировать. Таким образом, амплитуда импульса на выделяемой частоте полезного сигнала о)\ будет зависеть от амплитуды импульса помехи и от разности фаз несущих сигнала и помехи.
Как видно из этого графика, наиболее вероятными значениями разности фаз Ар будут значения, сосредоточенные в окрестности нуля, то есть наиболее вероятным является синфазное сложение гармонических составляющих полезного сигнала и учитываемого комбинационного компонента на частоте полезного сигнала.
Теперь рассмотрим, как складываются шумы основного и комбинационного компонентов. Так как на интервале перекрытия импульса сигнала с импульсом помехи помеху можно считать гармонической, а шумом в полосе помехи мы пренебрегаем, то помеху можно рассматривать как колебание гетеродина. Следовательно, ширина спектра комбинационного компонента будет в к раз больше ширины спектра основного компонента и). Поэтому в полосу пропускания выходного фильтра попадает только к-ая часть мощности комбинационного компонента на частоте полезного сигнала (при условии, что ширина полосы пропускания фильтра на выходе усилителя равна ширине спектра основного компонента їо). Как известно, спектральные компоненты любого стационарного процесса некоррелированы.
Полученные выше соотношения позволяют вычислить и сравнить выходные соотношения сигнал/шум на временном интервале перекрытия части импульса сигнала с частью импульса помехи и на интервале, где перекрытия нет (на этом интервале амплитуда помехи полагается равной нулю). Такое соотношение частот выбрано из следующих соображений: 1) частоты сигнала и помехи достаточно разнесены, чтобы при имитационном моделировании избежать перекрытия спектров процессов на этих частотах; 2) такое соотношение даёт достаточно низкие порядки интермодуляционных составляющих, имеющих наибольшую мощность, которые попадают на частоту полезного сигнала. Рабочая точка выбрана в середине линейного участка проходной характеристики. Крутизна характеристики в рабочей точке равна 1. Теоретический расчёт выполнен по формулам (3.5), (3.7), (3.12)-(3.19) с помощью численного интегрирования. На каждом из рисунков 3.4-3.5 совмещены графики (как теоретические, так и экспериментальные) для двух значений разности фаз сигнала и помехи в соответствии с формулами (3.17) и (3.18). На рис. 3.4 графики для этих двух случаев практически совпадают.
Все графики, полученные с помощью моделирования, являются «шумоподобными» по сравнению с гладкими графиками теоретических кривых. Это связано с тем, что для каждой точки на этих графиках берётся своя реализация шума, и, таким образом, осуществляется усреднение по ансамблю. Графики на рис. 3.4 соответствуют фиксированной амплитуде полезного сигнала Я=0.1, а на рис. 3.5 - ді = 1.5. Входное отношение сигнал/шум постоянно для всех графиков и равно р2,\=25. Из рис. 3.4 видно, что при малой амплитуде полезного сигнала и малой дисперсии шума (таких, что в отсутствие помехи усилитель работает в линейном режиме) отношение сигнал/шум на выходе остаётся таким же, как на входе, т.е. сигнал и шум подавляются помехой в одинаковой степени, а мощность учтённой комбинационной составляющей при данных условиях эксперимента пренебрежимо мала. Рис. 3.5 соответствует режиму работы, нелинейному по амплитуде полезного сигнала (даже при отсутствии помехи). В этом случае наблюдается повышение выходного отношения сигнал/шум по сравнению с входным в области значений амплитуды помехи, меньших амплитуды сигнала, связанное с подавлением сигналом более слабого шума.
Структурная схема приёмника, устойчивого к мощной помехе, превышающей его динамический диапазон
Данный приёмник отличается от стандартного в первую очередь наличием канала выделения огибающей помехи, в котором происходит измерение мгновенной мощности суммарного сигнала на входе малошумящего усилителя (МШУ), находящегося в канале аналоговой обработки информационного сигнала. Ситуация, когда на входе МШУ оказывается мощная блокирующая помеха, возникает в случае, если преселекторный фильтр на входе приёмника отсутствует, либо ослабляет помеху в недостаточной
128 степени или она является внутриполоснои, а также, если помеха проникает на вход МШУ после преселекторного фильтра. Канал обработки информационного сигнала производит стандартный набор операций аналоговой обработки: усиление, демодуляцию, фильтрацию, приведение сигнала к определённому уровню и аналого-цифровое преобразование. В блоке цифровой обработки оцифрованный сигнал вначале подвергается амплитудной и фазовой коррекции в соответствии с информацией о мгновенной мощности суммарного сигнала на входе МШУ, поступающей из канала выделения огибающей помехи. Далее восстановленная комплексная огибающая сигнала подвергается обычной цифровой обработке в соответствии с реализованным в системе связи стандартом физического уровня.
В зависимости от конкретного приложения и априорной информации о помехе внутренняя структура каждого из блоков на рис. 4.5 может меняться. На рис. 4.6 и 4.7 представлены два предлагаемых в данной диссертационной работе варианта реализации помехоустойчивого приёмника, основанные на схеме, показанной на рис. 4.5, и являющиеся развитием структуры, предложенной в [112]. В отличие от [112], данные приёмники осуществляют восстановление не только фазы, но и амплитуды полезного сигнала. Предлагаемые на рис. 4.6 и 4.7 структурные схемы относятся к архитектуре приёмников с прямым преобразованием или с низкой промежуточной частотой, стандартный (не помехоустойчивый) вариант которой показан на рис. 4.8 [ПО, 111].
Приёмник, структура которого показана на рис. 4.6, предназначен для защиты от внеполосной помехи и работает следующим образом. Полосовой фильтр ПФ2 на выходе первого малошумящего усилителя МШУ 1, настроенный на частоту полезного сигнала, осуществляет выделение колебания в диапазоне частот полезного сигнала, подавляя помеху, её гармоники и комбинационные компоненты вне полосы. Динамический диапазон данного фильтра должен быть таким же, как выходной динамический диапазон МШУ 1.
Так как при очень мощной помехе коэффициент усиления полезного сигнала, обеспечиваемый МШУ1, может значительно снизиться, после подавления мощных внеполосных помех с помощью ПФ2 предусмотрено дополнительное усиление сигнала с помощью второго малошумящего усилителя МШУ2.
Данная АРУ отличается от обычных систем АРУ, предназначенных для приведения средней мощности сигнала к определённому значению. Сигнал переключения МШУ2 в режим повторения (коэффициент усиления 0 дБ) генерируется АРУ, когда мощность сигнала на выходе МШУ2 достигает некоторого верхнего порога (например, точки компрессии МШУ2 по выходу). Далее АРУ переходит в режим отслеживания нижнего порога, то есть мощности, при которой требуется дополнительное усиление сигнала. Если мощность падает ниже данного нижнего порога, АРУ генерирует сигнал переключения МШУ2 в режим усиления и снова переходит в режим отслеживания верхнего порога. При этом для предотвращения непрерывных циклических переключений необходимо, чтобы разность между верхним и нижним порогами была больше коэффициента усиления МШУ2 в линейном режиме. Подобную систему АРУ можно реализовать с помощью детектора мощности и триггера Шмитта, вырабатывающего сигналы управления для МШУ в зависимости от значения сигнала на выходе детектора мощности и текущего режима АРУ.
С выхода МШУ2 сигнал подаётся на усилитель с регулируемым коэффициентом усиления (УРКУ), управляемый сигналом со второго блока АРУ для обеспечения определённого уровня сигнала на входе аналого-цифровых преобразователей (АЦП) синфазного и квадратурного каналов. УРКУ отличается от МШУ2 плавным изменением коэффициента усиления в более широком диапазоне, в том числе и в сторону ослабления, и более высоким значением коэффициента шума.
Далее сигнал переносится в основную полосу частот или на низкую ПЧ с помощью квадратурного демодулятора, ограничивается по полосе с помощью ФНЧ синфазного и квадратурного каналов, ещё раз усиливается низкочастотными усилителями с постоянным коэффициентом усиления и оцифровывается аналого-цифровыми преобразователями. разность - если значения порогов выражены в децибелах или отношение - если в линейных единицах мощности Параллельно с аналоговой обработкой информационного сигнала в канале выделения огибающей помехи происходит выделение мгновенной мощности помехи, пропорциональной квадрату её огибающей. На вход детектора мощности подаётся суммарное колебание с входа МШУ1, состоящее из полезного сигнала и помехи. В случае, когда полезный сигнал находится в пределах динамического диапазона МШУ1, а мощность помехи много больше мощности полезного сигнала, можно считать, что на входе детектора мощности присутствует только помеха, и, таким образом, происходит измерение мощности помехи. Детектор мощности должен обладать динамическим диапазоном, нижняя граница которого определяется значением точки компрессии МШУ1 по входу (поскольку при линейном режиме работы МШУ1 полезный сигнал не искажается, и, следовательно, нет необходимости в информации о мощности сигнала на входе МШУ1), а верхняя - максимально допустимым уровнем входной мощности МШУ1 (при превышении данной мощности усилитель выходит из строя). На практике разность между данными верхней и нижней границей в децибелах у типовых малошумящих усилителей, как правило, составляет от 10 до 30 дБ, а динамический диапазон выпускаемых в настоящее время промышленностью детекторов мощности с собственной встроенной системой АРУ превосходит 60 дБ. В силу этого обеспечить на практике необходимый динамический диапазон детектора мощности не представляет проблемы.
