Содержание к диссертации
Введение
1 Математические модели отраженного от цели сигнала и пассивной помехи 22
1.1 Математическая модель отраженного от цели сигнала 22
1.2 Математическая модель пассивной помехи 29
2 Обнаружение сигналов в многопозиционной радиолокационной системе 31
2.1 Алгоритмы когерентной и некогерентной обработки сигналов и их применение для обнаружения отраженного от цели сигнала 31
2.1.1 Когерентный алгоритм 31
2.1.2 Практическая реализация согласованного фильтра при когерентной обработке 35
2.1.3 Некогерентный алгоритм 38
2.2 Алгоритм взаимной корреляционной обработки сигналов 45
2.2.1 Целесообразность использования корреляционного алгоритма 45
2.2.2 Коэффициент взаимной корреляции пассивной помехи в пространственных каналах 47
2.2.3 Оценка коэффициента взаимной корреляции сигналов и помех в просветных радиолокационных системах с разделением каналов обработки 51
2.2.4 Анализ эффективности корреляционного алгоритма обнаружения 54
2.2.5 Эффективность корреляционного алгоритма в условиях нестационарной пассивной помехи 59
3 Алгоритм обнаружения факта пересечения целью линии базы 63
4 Алгоритмы определения углового положения и координат целей в многопозиционной просветной радиолокационной системе фазовым методом 70
4.1 Методы измерения координат целей в просветных радиолокационных системах 70
4.2 Алгоритм выделения комплексных огибающих просветных сигналов в пространственных каналах 71
4.3 Определение углового положения цели 76
4.4 Измерение декартовых координат объекта на плоскости разностно-дальномерным методом 80
5 Многопозиционная просветная радиолокационная система с разреженной многочастотной передающей антенной решеткой 87
5.1 Способы построения и реализации антенной решетки 87
5.2 Многочастотная антенная решетка 91
5.3 Вычисление оптимальных значений длин волн 97
5.4 Измерение координат целей пеленгационным методом 100
6 Алгоритмы фазирования многопозиционной просветной радиолокационной системы 104
6.1 Геометрия системы 104
6.2 Структура оптимального алгоритма пространственной обработки 105
6.3 Алгоритм оценивания матрицы весовых коэффициентов 107
6.4 Особенности реализации алгоритма фазирования при наличии ошибок позиционирования 109
6.5 Влияние многолучевого распространения на работу алгоритма фазирования 110
6.6 Результаты математического моделирования 112
7 Результаты натурных экспериментов 114
7.1 Структура макета многопозиционной просветной радиолокационной системы 114
7.2 Алгоритм цифровой обработки сигналов макета многопозиционной просветной радиолокационной системы 118
7.3 Результаты экспериментов 125
7.3.1 Основные цели экспериментов 125
7.3.2 Обнаружение объектов, пересекающих линию базы 126
7.3.3 Обнаружение человека, движущегося среди растительности 135
7.3.4 Различение целей, пересекающих линию базы 139
7.3.5 Оценка эффективности корреляционного алгоритма обнаружения 145
Заключение 150
Список литературы 153
- Практическая реализация согласованного фильтра при когерентной обработке
- Алгоритм выделения комплексных огибающих просветных сигналов в пространственных каналах
- Измерение координат целей пеленгационным методом
- Алгоритм цифровой обработки сигналов макета многопозиционной просветной радиолокационной системы
Введение к работе
Актуальность темы
В настоящее время наблюдается повышенный интерес к радиолокационным системам (РЛС), использующим принцип рассеяния вперед (просветным РЛС). Такие системы обеспечивают эффективное обнаружение и сопровождение целей, движущихся в области действия просветного эффекта. Этот эффект заключается в резком (на 20–40 дБ) увеличении эффективной площади рассеяния целей при нахождении их в относительно узкой зоне между передающей и приемной позициями, разнесенными в пространстве на расстояние b, называемое базой системы.
В настоящее время значительный интерес вызывают РЛС, предназначенные для обнаружения малоразмерных объектов в условиях сильно пересеченной или лесистой местности. Такая задача возникает при создании охранных систем, систем наблюдения за боевыми действиями, антитеррористических систем.
Традиционно используемые моностатические РЛС для обнаружения движущихся объектов в таких условиях малоэффективны из-за большого количества мешающих отражений (лес, строения пересеченная местность) и низкой скорости перемещения обнаруживаемых объектов (людей). Применение нескольких таких РЛС нецелесообразно из-за их достаточно высокой сложности и стоимости. Кроме того, достаточно трудно обеспечить скрытность работы таких систем обнаружения, что является важным условием радиолокационного наблюдения.
Перспективным для описанных условий представляется построение систем радиолокационного наблюдения в виде просветной многопозиционной радиолокационной системы (МПРЛС).
Решение задач, связанных с исследованием и разработкой просветных МПРЛС обнаружения наземных целей, имеет важное научное значение и должно позволить использовать такие комплексы для решения задач обнаружения, определения местоположения и классификации движущихся наземных объектов в условиях воздействия пассивных помех от растительности. Этим и определяется актуальность темы диссертации.
Результаты данной диссертации получены автором в процессе выполнения научно-исследовательской работы, проводимой в Нижегородском государственном техническом университете им. Р.Е. Алексеева в рамках гранта Президента Российской Федерации № МК–7.2010.10 (договор № 02.120.11.7–МК от 28.06.2010), федеральной целевой программы «Научные и научно-педагогические кадры инновационной России на 2009–2013 годы» (Государственный контракт № П2147 от 05.11.2009), грантов РФФИ № 09-07-97009-р_поволжье_а (2009-2010гг) и № 11-07-97014-р_поволжье_а (2011-2012гг), а также в рамках работ по разработке просветных радиолокационных комплексов (РЛК) обнаружения движущихся объектов, проводимых в ОАО «ПКБ» на основании постановления Правительства Российской Федерации № 35-2 от 22 января 2003г. В диссертации использованы результаты натурных экспериментов, полученные в рамках договора о сотрудничестве между Нижегородским государственным техническим университетом и Бирмингемским университетом (Великобритания) при проведении экспериментов с действующим макетом просветной МПРЛС в 2008 году.
Цель работы
Целью работы является исследование способов построения многопозиционных просветных РЛС, алгоритмов пространственно-временной обработки сигналов и определения местоположения движущихся наземных целей в таких системах в условиях воздействия пассивных помех.
Состояние рассматриваемых вопросов
Наибольшие успехи в исследовании и разработке просветных бистатических РЛС относятся к наземным системам, предназначенным для обнаружения малоразмерных аэродинамических целей, движущихся на малых высотах на фоне отражений от земной поверхности. Такие системы могут играть важную роль при построении систем предотвращения вторжений в охраняемую зону, для обнаружения малоразмерных аэродинамических объектов (дельтапланов), беспилотных летательных аппаратов. Использование нескольких звеньев просветных радиолокационных ячеек позволяет построить эффективную систему обнаружения в труднодоступных районах, в горной местности, при охране морских границ, проливов и т.д. Серийный образец просветной бистатической РЛС «Барьер-Е» изготовлен в Нижегородском НИИ радиотехники. Данный комплекс обеспечивает надежное обнаружение и траекторное сопровождение малоразмерных низколетящих целей.
С другой стороны, вопросы радиолокационного обнаружения медленно движущихся наземных целей при воздействии интенсивных помех от растительности остаются малоисследованными. Главным ограничивающим фактором при создании таких систем является то, что диапазон доплеровских частот отраженного от цели сигнала полностью перекрывается спектром пассивной помехи. Таким образом, применение классической частотной селекции движущихся целей в системах такого класса не представляется возможным.
С другой стороны, в силу особенностей предполагаемого применения подобных систем, их размещение на местности должно быть по возможности скрытным. Поэтому компактные передающие и приемные позиции размещаются непосредственно на поверхности Земли. При этом имеет место проблема, заключающаяся в резком увеличении коэффициента затухания излучаемого колебания при увеличении частоты зондирующего сигнала. Поэтому приемлемые с точки зрения коэффициента затухания длины волн составляют величины порядка 0.7 м (диапазон 434 МГц) и более. Применение направленных антенн, обеспечивающих возможность измерения углового положения цели в указанном диапазоне, крайне затруднено из соображений скрытности. Использование же ненаправленных (например, штыревых) антенн при наличии одной приемной и одной передающей позиции лишает возможности измерения угловых координат целей, а также приводит к увеличению мощности пассивных помех, которые в этом случае принимаются со всех направлений.
В настоящее время все большее развитие в радиолокации получают так называемые MIMO (Multiple Input Multiple Output) системы. Под это определение попадают системы, имеющие многоканальные приемные и (или) передающие системы, в которых используется один из методов разделения сигналов в каналах, и производится совместная обработка этих сигналов. Применение принципов MIMO систем при построении многопозиционной просветной РЛС является перспективным, но малоизученным направлением. Применение такого подхода, как показано в диссертационной работе, обеспечивает существенное повышение эффективности системы и расширение ее функциональных возможностей.
Задачи работы
1. Обоснование структуры многопозиционной просветной РЛС обнаружения движущихся наземных объектов, состоящей из нескольких разнесенных в пространстве передающих позиций и одной многоканальной приемной позиции.
2. Разработка вариантов построения системы пространственно-временной обработки сигналов (ПВОС), обеспечивающей оптимальное накопление просветного сигнала при облучении цели квазигармоническим зондирующим сигналом, излучаемым несколькими передающими позициями.
3. Оценка характеристик обнаружения просветного сигнала, рассеянного медленно движущейся целью, при использовании взаимно-корреляционного алгоритма накопления, по сравнению с характеристиками обнаружения оптимального когерентного алгоритма и оптимального некогерентного алгоритма. Оценка эффективности взаимно-корреляционного алгоритма накопления в условиях воздействия нестационарной пассивной помехи от растительности.
4. Разработка методов измерения углового положения цели в многопозиционной просветной РЛС при использовании разреженной передающей антенной решетки, состоящей из нескольких передатчиков, работающих независимо.
5. Разработка методов определения координат целей в многопозиционной просветной РЛС. Оценка точности определения координат предложенными методами.
Основные положения, выносимые на защиту
1. Использование многопозиционной просветной радиолокационной системы, состоящей из нескольких независимо работающих передающих позиций, излучающих непрерывные квазигармонические сигналы, и одной многоканальной приемной позиции, позволяет эффективно решать задачу обнаружения подвижных наземных объектов на фоне мешающих отражений от растительности.
2. Для обеспечения раздельного приема квазигармонических сигналов передатчиков, работающих в метровом диапазоне длин волн, можно использовать взаимное смещение частот этих сигналов на величину порядка нескольких килогерц при сохранении когерентности комплексных огибающих сигналов, отраженных от цели, на всем интервале времени нахождения движущейся цели в зоне обнаружения.
3. Для решения задачи обнаружения движущихся по произвольной траектории объектов на фоне нестационарных пассивных помех от растительности в многопозиционной просветной РЛС, имеющей структуру, описанную в пунктах 1 и 2, следует использовать взаимно-корреляционный алгоритм накопления просветных сигналов, принимаемых в разных пространственных каналах.
4. При наличии нескольких (трех и более) независимо работающих передающих позиций имеется возможность определения координат объектов по измерениям разностей дальностей от цели до передающих позиций фазовым методом при использовании алгоритма фазирования, основанного на передаче через выделенный канал связи цифровых отсчетов комплексной огибающей опорного сигнала передатчика.
5. В многопозиционной просветной РЛС, содержащей N независимо работающих передающих позиций и одну приемную позицию, при использовании на всех позициях ненаправленных антенн имеется возможность однозначного измерения координат целей на плоскости пеленгационным методом. Когерентная обработка сигналов обеспечивается применением алгоритма фазирования, а однозначность измерения угловой координаты – многочастотным режимом работы при оптимальных значениях частот излучения.
Методы исследования
Результаты работы получены с использованием статистической теории обработки сигналов, включая методы ПВОС, методов математического моделирования и натурных экспериментов.
Научная новизна работы состоит в том, что в ней впервые получены и достаточно подробно развиты следующие результаты.
1. Разработаны и исследованы алгоритмы ПВОС в многопозиционной просветной РЛС, состоящей из нескольких передающих и одной приемной позиции, позволяющие эффективно решать задачу обнаружения подвижных наземных объектов на фоне мешающих отражений от растительности при использовании непрерывного квазигармонического зондирующего сигнала и применении ненаправленных антенн на всех позициях системы, расположенных в непосредственной близости от поверхности Земли.
2. Исследован алгоритм определения координат движущихся наземных объектов, построенный на базе разностно-дальномерного метода, при котором возможность оценивания разностей дальностей от цели до передающих позиций по измерениям разностей фаз отраженных сигналов обеспечивается применением метода фазирования, основанного на передаче через выделенный канал связи цифровых отсчетов комплексной огибающей когерентного опорного сигнала передатчика.
3. Исследован алгоритм измерения угловых координат целей и определения координат целей на плоскости триангуляционным методом для применения в просветной РЛС, состоящей из N независимо работающих передатчиков, совокупность которых рассматривается как разреженная антенная решетка.
4. Исследован алгоритм фазирования пространственных каналов многопозиционной просветной РЛС, обеспечивающий на приемной стороне возможность совместной когерентной обработки сигналов из разных каналов, заключающейся в формировании узконаправленных свойств разреженной антенной решетки, образованной передающими позициями.
5. Исследована возможность подавления побочных максимумов характеристики направленности передающей разреженной антенной решетки, состоящей из N независимо работающих передатчиков, за счет использования многочастотного режима работы. Разработан и исследован метод оптимизации набора частот излучения передатчиков, обеспечивающий минимизацию уровня побочных максимумов.
Практическая ценность работы заключается в том, что:
1. Обоснован вариант построения многопозиционной просветной РЛС, позволяющей эффективно решать задачу обнаружения и измерения координат подвижных наземных объектов в условиях воздействия мешающих отражений от растительности;
2. Разработаны алгоритмы ПВОС и алгоритмы измерения координат объектов, включая новый метод фазирования пространственных каналов многопозиционной просветной РЛС;
3. Разработана программная реализация математической модели многопозиционной просветной РЛС, с помощью которой получены статистические оценки основных характеристик работы системы;
4. Разработанные алгоритмы и программное обеспечение использованы при создании действующего макета многопозиционной просветной РЛС, а также при последующей обработке записей реализаций сигналов и помех, полученных во время проведения натурных экспериментов с макетом.
5. Разработанные алгоритмы и программное обеспечение использованы при создании макета наземно-космического бистатического РЛК с передающим устройством, размещенным на борту спутника при проведении экспериментов по реальным космическим объектам.
Обоснованность и достоверность полученных результатов подтверждается:
- соответствием полученных результатов известным, найденными другими авторами;
- результатами математического моделирования;
- результатами натурных испытаний.
Публикации и апробация работы
По теме диссертации автором опубликовано 14 работ: 3 статьи в рецензируемых изданиях [1–3]; патент на изобретение [4]; свидетельство об официальной регистрации программы для ЭВМ [5]; отчет о НИР [6]; 4 тезиса докладов и 4 статьи в сборниках трудов научных конференций [7–14].
Личный вклад автора
1. Исследовал возможность решения задачи обнаружения малоподвижных наземных объектов на фоне интенсивных помех от растительности за счет декорреляции помехи в пространственных каналах многопозиционной просветной РЛС с несколькими разнесенными в пространстве передающими позициями.
2. Исследовал взаимно-корреляционные свойства сигналов и помех в пространственных каналах многопозиционной просветной РЛС с несколькими передающими позициями.
3. Совместно с руководителем разработал алгоритмы ПВОС и измерения координат целей в многопозиционной просветной РЛС.
4. Разработал программную реализацию алгоритмов обнаружения и определения координат целей для многопозиционной просветной РЛС, исследовал методом математического моделирования характеристики алгоритмов обнаружения и измерения координат целей.
5. Участвовал в разработке программного обеспечения макета многопозиционной просветной РЛС, использовавшегося при проведении натурных экспериментов, проводил обработку и анализ полученных экспериментальных данных.
6. Участвовал в разработке программного обеспечения макета наземно-космического бистатического РЛК с передающим устройством, размещенным на борту спутника.
Структура и объем работы
Практическая реализация согласованного фильтра при когерентной обработке
Как уже отмечалось ранее, практическая реализация когерентной обработки сложна, поскольку требует большого количества каналов обработки. При этом в каждом канале обработки осуществляется согласованная фильтрация, состоящая из большого количества операций сложения и умножения, занимающих значительную часть процессорного времени.
Для экономного использования ресурсов системы и минимизации времени фильтрации ИХ каждого фильтра можно привести к упрощенному виду, а также использовать оптимальное количество каналов обработки.
В общем случае, ИХ СФ представляет собой зеркальную копию принимаемого сигнала. Однако можно использовать не все отсчеты ИХ, а лишь те, которые соответствуют ее абсолютным максимальным значениям. При этом ИХ будет состоять из отсчетов единичной амплитуды. На рисунке 2.6 приведены график доплеровского сигнала, полученного при помощи математического моделирования, U{t) и график упрощенной ИХ согласованного с ним фильтра G{t).
Согласно рисунку 2.6, б, согласованный фильтр для доплеровского сигнала представляет цифровой КИХ-фильтр [51], [52] с неэквидистантной линией задержки и с порядком намного меньшим, чем у обычного СФ. При осуществлении фильтрации каждый отсчет входного сигнала участвует в суммировании с накоплением, если абсолютное значение соответствующего отсчета ИХ равно единице, в противном случае отсчет пропускается.
Доплеровский сигнал для случая движении цели перпендикулярно линии базы со скоростью 2 м/с, длина базы 50 м (а) и упрощенная ИХ (б) На рисунке 2.7 приведен сжатый доплеровский сигнал на выходе СФ, импульсная характеристика которого приведена на рисунке 2.6, б. -Сжатый доплеровский сигнал на выходе СФ: а) доплеровский сигнал получен при моделировании (рисунок 2.6, а); б) доплеровский сигнал получен в результате проведения эксперимента (рисунок 1.4, а) В процессе исследования когерентной многоканальной обработки сигнала была выявлена следующая особенность. Допустим, что существует СФ для сигнала, отраженного от цели, которая движется со скоростью 1 м/с. Отклонение скорости цели от номинального значения на 0.05 м/с приводит к резкому уменьшению амплитуды главного максимума выходного сжатого сигнала по сравнению с боковыми выбросами. В то же время на выходе фильтра, согласованного с доплеровским сигналом для случая движения цели со скоростью 4 м/с, значительное уменьшение амплитуды центрального максимума наблюдается при отклонении скорости на 0.25 м/с. Из вышесказанного следует, что при увеличении скорости движения цели увеличивается максимально возможная величина отклонения скорости цели, при которой данный фильтр еще согласован с доплеровским сигналом. Другими словами, для перекрытия диапазона возможных скоростей цели требуется меньшее число каналов обработки. Рассмотрим случай движения человека с возможной скоростью от 1 до 5 м/с. Для расчета достаточного количества каналов обработки можно использовать формулы геометрической прогрессии [48]: где п - количество каналов обработки, q - знаменатель прогрессии, bt максимальная величина отклонения для данной скорости, при котором ещё возможно осуществить согласованную фильтрацию. При начальном и конечном отклонениях скорости b\-0.Q5 м/с и 6„=0.25 м/с достаточное количество каналов равно 33 (2.1). При одновременном пропускании сигнала через все 33 фильтра на выходе хотя бы одного из них будет наблюдаться выраженный максимум сжатого сигнала, который в дальнейшем можно обнаружить. Рассмотрим, например, движение человека со скоростью 3 м/с. На рисунке 2.8 приведены графики сжатых доплеровских сигналов, полученных при моделировании, на выходе двух фильтров - настроенных на скорость движения цели 3.023 м/с и на скорость 3.3437 м/с. Из рисунка 2.8 видно, что при пропускании доплеровского сигнала через фильтр, настроенный на скорость движения, отличную от истинной скорости цели, амплитуда центрального выброса выходного сигнала уменьшается. Это объясняется тем, что второй фильтр не является согласованным с эхо-сигналом, полученным для случая движения цели со скоростью 3 м/с,. Исходя из рисунка, можно сделать вывод, что описанный выше алгоритм упрощенной фильтрации можно использовать для когерентной обработки и обнаружения сигналов на маломощных процессорах.
Одним из возможных путей решения проблем когерентного многоканального накопления является использование некогерентного алгоритма обработки сигнала. При этом накопление происходит после амплитудного детектирования, другими словами информация о фазовом сдвиге отраженного сигнала не учитывается [44], [45], [50].
Квазиоптимальная некогерентная обработка заключается в выделении полосы частот, в которой находится спектр доплеровского сигнала, амплитудном детектировании и последетекторном накоплении-усреднении. Структурная схема некогерентной обработки приведена на рисунке 2.9, где ПФ - полосовой фильтр, АД - амплитудный детектор, N - число отсчетов в принятом сигнале, W - весовая функция, которая определяется амплитудной огибающей детектированного сигнала.Согласно рисунку 2.9, для осуществления такого накопления необходимо обладать априорной информацией о длительности и форме огибающей отраженного сигнала. Это значит, что схема некогерентной обработки также должна быть многоканальной. При этом по сравнению с когерентным накоплением число каналов во много раз меньше. В предположении, что информация об амплитудной огибающей сигнала обычно отсутствует, в качестве весовой функции W выбирают стандартные виды окон, например, окно Хэмминга, а в простейшем случае -прямоугольное окно.
Алгоритм выделения комплексных огибающих просветных сигналов в пространственных каналах
Рассмотрим два примера применения представленных диаграмм. Предположим, что известны девиация частоты Доплера AF = 1 Гц, длительность сигнала от цели Т=5 с, вероятность правильного обнаружения D=0.9 и требуемый уровень ложных тревог F=0.0\. Используя диаграмму на рисунке 2.10, находим кривую, проходящую через точку с координатами (F, D). Для нашего случая это кривая, соответствующая значению pi=10 дБ. Число импульсов некогерентного накопления N-5. Энергетические потери L\ находим из диаграммы на рисунке 2.11. По точке пересечения кривой, соответствующей pi = 10 дБ, и прямой N=5 определяем L\ =1.5 дБ. Достаточно маленькое значение энергетических потерь объясняется небольшим числом накапливаемых импульсов, т.е. маленькой базой сигнала.
Рассмотрим пример накопления сигнала с большой базой. Предположим, что AF=0.5 Гц, Г=20 с, D=0.9 и F=0.0001. При этом число импульсов некогерентного накопления JV=100. Используя диаграммы на рисунках 2.10 и 2.11, находим требуемое отношение сигнал/шум на выходе СФ для одиночного импульса pi = 12 дБ и энергетические потери некогерентного накопления L\ =6 дБ.
Ряд обстоятельств ограничивает точность рассмотренного способа оценки энергетических потерь. Во-первых, указанную методику можно использовать только для случая обнаружения сигнала от цели на фоне белого шума или, по крайней мере, для случая, когда СПМ шума равномерна в полосе пропускания ПФ. Для нашего же случая сильно коррелированного шума упомянутое условие выполняется лишь при условии медленно движущейся цели, например человека. Для достаточно быстрых целей (машина) ширина спектра сигнала много больше ширины СПМ пассивной помехи, и их отношение сильно зависит от скорости цели. Таким образом, влияние корреляционных свойств пассивной помехи различно для разных видов целей.
Число параллельных каналов обработки ограничено возможностями практической реализации алгоритма накопления. Это приводит к тому, что ни один из каналов не является оптимальным для произвольной сигнатуры сигнала от цели. Кроме несоответствия полосы пропускания фильтра ширине спектра сигнала имеет место и несоответствие окна накопления длительности сигнала.
Наконец, отсутствие АД в его «классическом» смысле приводит к дополнительным энергетическим потерям. Мы можем вычислить только абсолютное значение реальной составляющей сигнала, которое представляет собой осциллирующую функцию, а не «сглаженную» амплитудную огибающую.
Более точную оценку энергетических потерь можно получить путем статистического моделирования сравниваемых алгоритмов обнаружения. На рисунке 2.12 приведены характеристики обнаружения оптимального когерентного, квазиоптимального некогерентного и неоптимального некогерентного алгоритмов. Эти кривые были построены для случая, когда скорость цели (человек) равна 5 м/с, длительность накапливаемого доплеровского сигнала около 15 с. На рисунке 2.12 кривая 1 соответствует случаю оптимального когерентного накопления, кривая 2 соответствует квазиоптимальному некогерентному накоплению, кривая 3 некогерентному накоплению, когда длина окна накопления в 2 раза больше длительности сигнала, кривая 4 соответствует трехкратному превышению длительности сигнала и кривая 5 для некогерентного алгоритма без накопления.
Характеристики обнаружения представляют собой зависимость вероятности правильного обнаружения от отношения сигнал/шум на входе РФ (рисунок 2.3) или ПФ (рисунок 2.9) и рассчитаны для случая, когда отраженный от цели сигнал принимается на фоне стационарного гауссовского шума с полосой 1 Гц.
Проанализируем детально кривые на рисунке 2.12. Во-первых, сравним энергетические потери оптимального когерентного и квазиоптимального некогерентного алгоритмов используя кривые на рисунке 2.12 и описанную выше методику. Из графиков на рисунке 2.12 видно, что для вероятности обнаружения D=0.9 эти потери равны 5 дБ. Смоделированный сигнал от цели имеет длительность 15 с и полосу 1 Гц. Из диаграммы на рисунке 2.11 для pi = 10 дБ получаем значение энергетических потерь ) 3.5 дБ. Отличия потерь, полученных двумя способами, возможны из-за несоответствия параметров полосовых фильтров. Согласно рисунку 2.22 при уменьшении отношения сигнал/шум на входе ПФ потери увеличиваются, что соответствует теории.
Сравним кривые 1 и 5 на рисунке 2.12. С теоретической точки зрения энергетические потери алгоритма без накопления по сравнению с оптимальным когерентным алгоритмом объясняются отсутствием сжимающего фильтра, как на рисунке 2.2, а. Известно, что сжатие сложного сигнала с базой В 1 приводит к
увеличению отношения сигнал/шум по напряжению в лІВ раз. Следовательно, использование алгоритма без накопления приводит к потерям в то же число раз. Это все справедливо для случая сжатия сигнала на фоне белого шума. В случае же когда полоса пассивной помехи составляет часть полосы сигнала, увеличение отношения с/ш при когерентной обработке меньше, а значит и потери при обработке без накопления уменьшаются. Для случая отраженного сигнала с параметрами Г=15 си AF =1 Гц база 5=15, а потери в отношении сигнал/шум равны 201og(VT5) « 11.7 дБ. Сравнивая кривые 1 и 5 на рисунке 2.12, получаем, что потери приблизительно равны 12 дБ. Учитывая полученные результаты, можно сделать вывод, что потери в отношении с/ш при использовании некогерентного алгоритма могут достигать VВ.
По сравнению с оптимальным когерентным алгоритмом накопления некогерентный алгоритм позволяет использовать меньшее число каналов обработки, так как при при его осуществлении не учитывается начальная фаза отраженного сигнала. Недостатком этого алгоритма является увеличение энергетических потерь, которые могут возникать из-за несоответствия полосы сигнала и полосы пропускания фильтра, а также длительности сигнала и длины окна накопления.
Чувствительность просветных РЛС, состоящей из приемных и передающих позиций, расположенных непосредственно на земной поверхности, ограничена уровнем пассивных помех. Этот уровень зависит от погодных условий и особенностей окружающей среды. Полоса пассивной помехи приблизительно соответствует полосе доплеровских частот цели, особенно для случая движения человека, из-за чего невозможно использовать частотную селекцию сигнала от цели на фоне помех. Решить данную проблему можно с помощью декорреляции пассивной помехи.
Измерение координат целей пеленгационным методом
При отсутствии когерентных связей между передающими позициями и отсутствии на приемной стороне информации о фазовых соотношениях между сигналами передатчиков задача измерения координат целей не может быть решена в системе, где используются ненаправленные антенны и непрерывный квазигармонический зондирующий сигнал. Однако в ряде случаев оказывается достаточным различить цели, пересекающие линии базы системы, от целей, движущихся за пределами зоны ответственности, но формирующих в точке приема отраженный сигнал достаточной высокой интенсивности. Такими целями могут быть, в частности, крупногабаритные транспортные средства.
Фазовые соотношения сигналов в соседних пространственных каналах зависят от расстояния между передающими позициями и направления движения цели. Рассмотрим частный случай расположения передающих позиций друг относительно друга на расстоянии половины длины волны зондирующего сигнала и движения цели вдоль линии базы (рисунок 3.1, траектория 1) либо с пересечением базы (рисунок 3.1, траектория 2).
При продольном движении цели сигналы в соседних каналах приходят на приемную позицию сначала синфазно (цель находится вблизи приемника), затем в противофазе (цель находится вблизи передатчиков). Такие фазовые соотношения можно объяснить следующим образом. В случае расположения цели вблизи передающих позиций разность фаз сигналов в пространственных каналах определяется в первую очередь разностью расстояний между передатчиками, которая равна А/2. При удалении цели от передатчиков разность фаз определяется в основном разностью хода волн в соседних каналах на пути распространения колебания передатчик-цель-приемник. Вблизи приемной позиции, т.е. в дальней зоне для группы передающих позиций, фазы сигналов практически равны.
По виду фазовых соотношений сигналов в различных пространственных каналах можно определить, к какому варианту движения цели они относятся. Для этого вычисляются аналитические сигналы, соответствующие действительным доплеровским сигналам, находится сумма и разность этих аналитических сигналов в двух соседних каналах, вычисляется модуль суммарного и разностного сигналов, а затем определяется знак разности этих модулей (их знаковая функция) и проводится логический анализ этой знаковой функции. В результате при условии двукратной смены знака принимается решение о пересечении линии базы. При продольном движении цели вдоль линии базы фиксируется одна смена знака либо её полное отсутствие.
Функциональная схема, соответствующая данному алгоритму (рисунок 3.2), состоит из двух основных каналов: канал обнаружения сигнала и канал обнаружения факта пересечения линии базы. Канал обнаружения состоит из устройств вычисления взаимной корреляционной функции (ВКУ), формирования порога и порогового устройства (ПУ). При пространственном разнесении передающих позиций происходит декорреляция пассивной помехи в разных приемных каналах. Благодаря этому на выходе устройства вычисления взаимной корреляционной функции наблюдается резкое увеличение отношения сигнал/пассивная помеха. Сжатый сигнал поступает на вход порогового обнаружителя и участвует в формировании нового значения порога.
Канал обнаружения пересечения линии базы состоит из устройств преобразования Гильберта, сумматора, блоков вычисления абсолютного значения, устройства идеального квантования и логического блока принятия решения. Преобразование Гильберта используется для получения комплексного сигнала, который необходим для вычисления сглаженной действительной огибающей суммарного и разностного сигналов. Однако на практике, исходя из относительной сложности реализации преобразования Гильберта, можно ограничиться вычислением абсолютных значений суммарного и разностного сигналов, полученных как сумма и разность действительных доплеровских сигналов. Именно такой подход и применялся при математическом моделировании.
Аналитические сигналы (действительные доплеровские сигналы) поступают на входы второй пары суммирующих блоков. На выходе сумматора с обозначением «+ +» вычисляется сумма абсолютных значений суммарного и разностного сигналов. Максимальное значение этой суммы достигается, когда разность фаз сигналов в соседних приемных каналах равна нулю (в случае движения цели с пересечением линии базы - при расположении цели вблизи линии базы). Для формирования разности суммарного и разностного сигналов используется суммирующий блок с обозначением «+ -». Максимальное значение разностного сигнала достигается, когда разность фаз сигналов в соседних приемных каналах равна 180.
Если соотношение суммарного и разностного сигналов таково, что сначала достигается максимум второго, затем первого и снова второго, то можно утверждать, что цель пересекла линию базы. В этом случае на выходе идеального квантователя будет последовательность «- + -». При отсутствии пересечения базы на выходе квантующего устройства будем иметь «+ +», «+ -» или «—».
Последовательность из «+1» и «-1» анализируется в логическом устройстве принятия решения. Решение о пересечении целью линии базы принимается только тогда, когда одновременно происходит обнаружение сигнала и получение последовательности «- + -».
Эффективность приведенного алгоритма была исследована методом математического моделирования. На рисунке 3.3 приведены временные диаграммы абсолютных значений суммарного сигнала (кривая 1) и разностного сигнала (кривая 2) для случая движения цели перпендикулярно линии базы. На рисунке 3.4 приведен квантованный сигнал, соответствующий суммарному и разностному сигналам (рисунок 3.3).
Алгоритм цифровой обработки сигналов макета многопозиционной просветной радиолокационной системы
При триангуляционном методе определения пространственного положения используют только пеленги, измеренные, например, разнесенными приемными позициями. Поэтому метод также называется угломерным или пеленгационным. Минимальное число позиций, необходимое для измерения трех координат цели, равно двум, если хотя бы в одной из позиций измеряют обе угловые координаты источника.
Гиперболический метод определяет положение цели по разностям дальностей цели до разнесенных позиций. Поэтому метод также называют разностно-дальномерным. Координатная поверхность, соответствующая измеренному значению разности дальностей до пары позиций, представляет собой гиперболоид вращения с фокусами в точках расположения позиций. Пересечение трех гиперболоидов определяет пространственное положение цели. Чтобы получить три линейно независимые разности дальностей по эхосигналам, общее число передающих и приемных позиций должно быть не менее пяти, что на одну больше, чем при эллиптическом методе.
Рассмотрим МПРЛС, состоящую из нескольких независимо работающих передающих позиций и одной приемной позиции (рисунок 4.1). На рисунке 4.1 приведена геометрия МПРЛС, где ПП1, 11112, ППЗ -передающие позиции, ПрП - приемная позиция, bt - длина 1-й линии базы. Вторая передающая позиция ПП2 расположена под углом (д/2-(3) относительно первой и третьей.
Полагаем, что длина линии базы значительно больше расстояния между передающими позициями d. Передающие позиции разнесены по частоте, что позволяет разделить пространственные каналы на приемной позиции, являющейся многоканальной по частоте. Незначительная разность частот передатчиков (порядка 2,5 кГц) практически не приводит к отличиям в фазовой структуре сигналов в полосе доплеровских частот (рисунок 2.18).
Для осуществления совместной обработки сигналов на приемной позиции необходимо обеспечить выделение двух квадратур КО просветного сигнала. При этом КО в разных пространственных каналах должны быть когерентны. Эта задача связана с решением двух основных проблем. Во-первых, при использовании стандартных дешевых передающих модулей уровень фазовых шумов передатчика в точке расположения приемной позиции может оказаться выше, чем уровень просветного сигнала. Во-вторых, начальные фазы передатчиков случайны и не связаны между собой. Для решения этой задачи совместно с сотрудниками кафедры были разработаны алгоритм компенсации фазового шума передатчика [59], [60] и алгоритм фазирования МПРЛС, который будет рассмотрен в шестом разделе.
Для компенсации фазовых шумов передатчиков на приемную позицию через выделенный цифровой канал связи передается когерентный опорный сигнал в виде дискретных отсчетов КО сигнала передатчика, которые могут быть получены на передающей стороне за счет применения высокостабильного кварцевого генератора. Поскольку фазовый шум передатчика является узкополосным процессом с полосой порядка десятков герц, то для передачи отсчетов опорного сигнала могут быть использованы недорогие стандартные цифровые модемы со скоростью передачи данных 5 Кбит/с.
Для обеспечения когерентности КО в пространственных каналах вводятся специальные корректирующие фазовые множители, которые определяются из разности фаз принятых прямых сигналов передатчиков.
Общая структурная схема приемной позиции приведена на рисунке 4.2, где МТУ ТУ - малошумящий усилитель, АЦП - аналогово-цифровой преобразователь, ППнЧІ и ППнЧ2 - преобразователи с понижением частоты, ЦТ - цифровой гетеродин, РФ - режекторный фильтр, БК - блок коммутации, Аф - оценка разности фаз прямых сигналов передатчиков. Число пространственных каналов М равно числу передающих позиций (М=3). Для передачи на приемную позицию когерентного опорного сигнала используется выделенный цифровой канал связи, представленный на приемной позиции модемом. Преобразователь с понижением частоты ППнЧІ предназначен для переноса спектра принимаемого колебания на нулевую частоту и выделения квадратурных каналов, а преобразователь ППнЧ2 позволяет избавиться от фазовых шумов генератора.
Кроме компенсации фазовых шумов генератора необходимо компенсировать случайную начальную фазу генератора передающей позиции. Ниже будет приведено подробное описание алгоритма компенсации случайной начальной фазы. Кроме того, будет рассмотрен алгоритм фазирования МПРЛС со случайным расположением позиций.
Следует отметить, что схема приемного канала (рисунок 4.2) не содержит аналогового местного гетеродина, т.к. использование последнего привело бы к внесению дополнительных фазовых шумов. Поэтому аналого-цифровое преобразование осуществляется непосредственно на радиочастоте (64 МГц), что без труда реализуется при использовании современной элементной базы. РФ подавляет постоянную составляющую, обусловленную наличием мощного прямого сигнала передатчика. Совместная когерентная обработка сигналов (совместная ПВОС), принятых в различных пространственных каналах, включает в себя алгоритмы оптимального обнаружения и измерения координат движущихся объектов.
На рисунке 4.3 приведена структурная схема приемо-передающей пары с использованием дополнительного канала передачи данных для компенсации фазовых шумов передатчика. На рисунке 4.3 приняты следующие обозначения: Г -задающий гетеродин, У - оконечный усилитель, Атт - аттенюатор, МШУ -малошумящий усилитель, ППнЧ - преобразователь с понижением частоты, Мод -цифровой модем, РКУ - регулируемый коэффициент усиления, F{t) - блок вычисления коэффициента нормировки, КС - операция комплексного сопряжения, КУ операция комплексного умножения, МК - микроконтроллер.
Задачей модемного канала является передача информации о фазовых шумах гетеродина. Учитывая сосредоточенность фазовых шумов в окрестности номинальной частоты гетеродина, сигнал можно считать узкополосным и использовать для синхронизации приемной позиции КО данного сигнала. Такой подход позволяет передавать цифровые отсчеты, взятые с низкой частотой дискретизации (порядка 100 Гц) по относительно узкополосному каналу связи.
