Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Разработка модели объекта обнаружения 20
1.1 Обзор моделей, характеризующих обратное рассеяние электромагнитных волн человеком, как объектом обнаружения 20
1.2 Разработка модели локальных элементов рассеяния для представления человеческого тела 23
1.3 Модель колебаний локальных элементов рассеяния при движении объекта обнаружения 36
Выводы по первой главе 42
Глава 2. Оценка параметров полезного сигнала и синтез СБРЛ с зондирующим ЛЧМ сигналом 43
2.1 Синтез модели полезного сигнала при тангенциальном движении объекта обнаружения 43
2.2 Оценка параметров полезного сигнала и выбор параметров устройства обработки сигнала 49
2.3 Синтез многоканального устройства обработки сигнала и выбор решающего правила обнаружения движущегося объекта 63
Выводы по второй главе 73
Глава 3. Уменьшение влияния подстилающей поверхности выбором параметров антенны СБРЛ 74
3.1 Анализ условий работы СБРЛ и оценка отражательной способности подстилающей поверхности 74
3.2 Оценка помехоустойчивости СБРЛ 80
3.3. Повышение помехоустойчивости оптимизацией параметров амплитудно-фазового распределения поля в антенне 88
Выводы по третьей главе 93
Глава 4. Анализ характеристик СБРЛ с зондирующим ЛЧМ сигналом 94
4.1 Функция рассогласования зондирующего ЛЧМ сигнала 94
4.2 Анализ влияния нелинейности ЧМ на основные характеристики СБРЛ 106
4.3 Оценка возможности увеличения разрешающей способности и помехоустойчивости вблизи антенны за счёт выбора формы модулирующего сигнала 112
Выводы по четвёртой главе 117
Глава 5. Разработка СБРЛ с многочастотным ЗС и фазовой селекцией по дальности 118
5.1 Постановка задачи разработки СБРЛ с фазовой селекцией по дальности 118
5.2 Разработка способа построения СБРЛ с многочастотным ЗС на основе анализа функции рассогласования 122
5.3 Структура СБРЛ с многочастотным ЗС и фазовой селекцией по дальности 134
Выводы по пятой главе 140
Заключение 141
Литература 146
Приложение
- Разработка модели локальных элементов рассеяния для представления человеческого тела
- Оценка параметров полезного сигнала и выбор параметров устройства обработки сигнала
- Повышение помехоустойчивости оптимизацией параметров амплитудно-фазового распределения поля в антенне
- Разработка способа построения СБРЛ с многочастотным ЗС на основе анализа функции рассогласования
Введение к работе
Актуальность работы. В настоящее время наблюдается интенсивное развитие систем ближней радиолокации (СБРЛ). СБРЛ часто используются при построении систем охраны стратегических объектов от проникновения нарушителей и предотвращения террористических актов. В этих случаях объектом обнаружения является человек. Для построения систем охраны используются различные физические эффекты и методы. В работе рассматривается системы, использующие радиолокационные методы, при этом высота установки антенны СБРЛ соизмерима с высотой объекта обнаружения, а зона обнаружения (ЗО) включает в себя как зону Френеля, так и дальнюю зону излучения антенны.
Значительные теоретические результаты в решении задач радиолокации объектов сложной формы внесли Дж. Стрэттон, Е.А. Штагер, Ф.Г. Басе, И.М. Фукс, Ю.И. Фельдман, А.Б. Борзов, А.В. Соколов, И.Ф. Писаревский, Р.В. Островитянов, Ф.А. Басалов. В области задач анализа и синтеза РТС можно отметить вклад В.И. Тихонова, Б.Р. Левина, П.А. Бакулева, А.И. Перова, Ю.Г. Сосу-лина, О.И. Шелухина, И.М. Когана, И.Я. Кремера, А.Л. Горелика и других.
Исходя из условий работы СБРЛ, необходимо учитывать ряд существенных особенностей: близкое расположение подстилающей поверхности (ПП), являющейся основным источником помех; малое время нахождения объекта в ЗО; значительный диапазон скоростей и неопределённость направления движения объекта, которое может быть произвольным относительно оси диаграммы направленности (ДН) антенны. Наиболее актуальными являются задачи определения информативных признаков в сигнале отражённом от движущегося объекта, повышения помехоустойчивости, выбора параметров зондирующих сигналов (ЗС) и синтеза структуры устройства обработки сигнала СБРЛ.
Цель работы. Разработка модели объекта обнаружения, определение характеристик отраженного сигнала, в том числе и при тангенциальном направлении движения объекта, синтез структур и оценка параметров СБРЛ на базе зондирующего ЛЧМ сигнала и многочастотного ЗС с фазовой селекцией.
Основные задачи работы:
Разработка модели объекта обнаружения.
Оценка спектральных и статистических параметров сигнала отражённого от тангенциально движущегося объекта. Синтез устройства обработки сигнала и выбор решающего правила обнаружения движущегося объекта.
Оценка уровня помех подстилающей поверхности в зоне Френеля и дальней зоне излучения антенны и повышение помехоустойчивости СБРЛ.
Анализ функции рассогласования зондирующего ЛЧМ сигнала. Оценка влияния нелинейности частотной модуляции на характеристики СБРЛ.
Разработка СБРЛ с кольцеобразной зоной обнаружения на базе многочастотного зондирующего сигнала и фазовой селекцией по дальности.
Экспериментальное исследование и внедрение СБРЛ.
Методы исследования. В работе использованы методы математического моделирования, цифрового спектрального анализа, статистической обработки сигналов и натурных испытаний. Расчёты выполнялись в средах программирования «Matlab» и «Mathcad».
Достоверность научных положений подтверждается корректным использованием математического аппарата, моделированием и совпадением теоретических результатов с экспериментальными данными.
Научная новизна результатов работы:
Предложена и разработана математическая модель объекта обнаружения в виде совокупности локальных элементов рассеяния, позволяющая путём электродинамического расчета характеристик рассеяния и учёта характерных локомоций при движении определить параметры отражённого сигнала.
Для СБРЛ с зондирующим ЛЧМ сигналом на основе оценки спектральных и статистических параметров флуктуации эффективной поверхности рассеяния объекта обнаружения синтезировано устройство обработки сигнала разностной частоты и определено решающее правило обнаружения объекта, движущегося в радиальном или тангенциальном направлении.
С использованием модифицированного уравнения функции рассогласования проведена количественная оценка влияния нелинейности частотной модуляции на разрешающую способность и точность измерения дальности, предложен способ выбора формы модулирующего сигнала для повышения разрешающей способности и помехоустойчивости вблизи антенны СБРЛ.
Определено соотношение значений частот многочастотного зондирующего сигнала и разработан алгоритм обработки сигнала, что позволяет обеспечить максимально возможный интервал однозначности измерений и минимальную ширину зоны обнаружения СБРЛ с фазовой селекцией по дальности при минимальном количестве используемых частот.
Практическая ценность результатов работы:
Разработаны программы, позволяющие определять характеристики сигнала отражённого от объекта обнаружения, обеспечивающие повышенную точность расчётов за счёт учета характерных локомоций при движении объекта.
Разработаны оригинальные структуры СБРЛ, использующие ЗС с квазилинейной частотной модуляцией и многочастотный ЗС.
Разработана СБРЛ на базе зондирующего ЛЧМ сигнала, использующая цифровую обработку сигнала.
Реализация результатов работы. Результаты диссертационной работы использованы в НИР «Рассвет» и ОКР «Рубин» Научно-исследовательского и конструкторского института радиоэлектронной техники (НИКИРЭТ) - филиала ФГУП ФНПЦ «ПО «Старт» им. Проценко» (Минатомпром, г. Заречный, Пензенской области). В результате работы разработано радиолокационное средство обнаружения с повышенной разрешающей способностью и помехоустойчивостью, испытанное на действующем макете и опытном образце.
Результаты работы также использованы в учебном процессе на кафедре «Радиотехника и радиоэлектронные системы» Пензенского государственного университета в дисциплинах «Основы теории радиотехнических систем» и «Устройства генерирования и формирования сигналов».
Научные положения, выносимые на защиту:
Модель сигнала, отражённого от движущегося объекта, на основе электродинамического расчёта обратного рассеяния и учёта характерных локомоций.
Результаты оценки спектральных и статистических параметров флуктуации ЭПР движущегося объекта обнаружения.
Структура многоканального устройства обработки сигнала разностной частоты и решающее правило обнаружения на основе оценки параметров флуктуации принятого сигнала, повышающее вероятность обнаружения и использующее рекуррентные вычисления для снижения вычислительных ресурсов.
Модифицированное уравнение функции рассогласования зондирующего частотно-модулированного сигнала для оценки влияния нелинейности на разрешающую способность и выбора формы модулирующего сигнала.
Способ построения и структура СБРЛ с многочастотным зондирующим сигналом и фазовой селекцией по дальности.
Апробация работы. Результаты диссертационной работы докладывались на научно-технических конференциях: "Проблемы и перспективы совершенствования охраны государственной границы" (г. Калининград, 2006), "Современные охранные технологии и средства обеспечения комплексной безопасности объектов" (г. Пенза, 2006), "Пути повышения эффективного применения ракет-но-артиллерийских комплексов, методов их эксплуатации и ремонта" (г.Пенза, 2007), "Современные проблемы создания и эксплуатации радиотехнических систем" (г.Ульяновск, 2007), "Современные методы и средства обработки пространственно-временных сигналов" (г.Пенза, 2007).
Публикации. По теме диссертации опубликовано 10 работ: 3 статьи (2 в журналах, рекомендованных ВАК), патент РФ на изобретение, 6 публикаций в виде тезисов докладов. Отдельные результаты исследований отражены в отчетах по НИР «Рассвет», «Готика» и материалах ОКР «Рубин» НИКИРЭТ.
Структура и объем диссертации. Диссертация состоит из введения, пяти глав, заключения, списка литературы, включающего 80 наименований. Основная часть работы изложена на 163 страницах машинописного текста, включая 6 приложений на 10 страницах. Работа содержит 75 рисунков и 3 таблицы.
Разработка модели локальных элементов рассеяния для представления человеческого тела
В [22, 30] приводится расчетные формулы для определения ДОР цилиндра в случае падающей волны ТЕ или ТМ типа относительно оси образующей цилиндра, которые получены методом разделения переменных. Поскольку падающая волна не соответствует данным типам из-за их произвольной ориентации при движении цели, то воспользоваться этими данными нельзя. Для решения поставленной задачи предлагается использовать метод фундаментальной системы решений векторного волнового уравнения [7, 18]. Данный метод позволяет найти ДОР объектов вписываемых в стандартные системы координат, включая цилиндрическую систему. В пределах замкнутой области, из которой удалены все источники и которая заполнена однородной изотропной средой, все векторы, характеризующие электромагнитное поле, удовлетворяют одному и тому же дифференциальному уравнению. Запишем однородное векторное волновое уравнение [7] для напряжённости электрического поля Е: где є0, ju0 — абсолютные диэлектрическая и магнитная постоянные; у — проводимость среды. Для упрощения модели возьмём проводимость среды равной нулю, а также учитывая, что вектор Е содержит время только в виде множителя exp(—jcDt), можем записать переписать (1.1) в виде где к — волновое число, для свободного пространства равное где со, Я - круговая частота и длина волны в свободном пространстве. Если у/ является решением скалярного волнового уравнения Ау/ + к у/ = 0, то можно построить три независимых решения векторного волнового уравнения, которые составляют фундаментальную систему решений, в следующим виде [18] где L,M,N— ортогональные волновые характеристические функции; а — единичный вектор, совпадающий с образующей осью цилиндра.
Далее, представим падающее электрическое поле Ел плоской волны в виде где Evi,Ehi— напряжённости электрического поля в вертикальной и горизонтальных плоскостях соответственно; vt,hi — орты вертикального и горизонтального направлений; г — вектор, направленный от центра системы координат до точки наблюдения поля; ki - вектор направления падающего поля, имеющий значение волнового числа. В уравнении (1.7) отсутствует множитель, обусловленный затуханием при распространении, который будет учтён в дальнейшем. На рисунке 1.1 представлена система координат, с изображёнными векторами направления падающей kt и отражённой ks волн, совпадающие с направлением вектора Пойнтинга. Векторы направления падающей и отражённой волны в цилиндрической системе координат. С помощью рисунка 1.1 можно определить векторы направления падающей волны как проекции на соответствующие оси системы координат [7] откуда орты векторов вертикальной и горизонтальной поляризации падающей волны в данной системе координат соответственно, необходимые для ортогонального разложения. Векторы направления отражённой волны и соответствующие орты определяются аналогично, с заменой нижнего индекса / на s. Используя фундаментальную систему решений (1.4-1.6) [7], уравнение (1.2) можно представить как сумму ортогональных волновых характе ристических функций, которая в цилиндрических координатах будет иметь вид где A:/6/7 определяется по волновому числу в диэлектрической среде цилиндра къ как В уравнениях используются волновые характеристические функции получаемые в результате нахождения независимых решений векторного волнового уравнения (1.2) на основе решения аналогичного скалярного волнового уравнения. Верхний индекс Rg означает нахождение точки наблюдения поля внутри границы цилиндра - падающее и внутреннее поле. Отсутствие верхнего индекса в обозначении волновых характеристических функций означает нахождение точки наблюдения поля вне границ цилиндра - рассеиваемое поле.
Волновые характеристические функции определяются по следующим уравнениям [7]: где р, ф, z - орты цилиндрической системы координат. В, случае нахождения точки наблюдения поля вне границ цилиндра, уравнения волновых характеристических функций M„(kip,kiz,r), Nn{kip,ki:,r), определяются аналогично с заменой функции Бесселя J„ на функцию Ханкеля первого рода Ну. Следует заметить, что при составлении уравнений (1.13 - 1.15) было использовано приближение, заключающееся в том, что на цилиндре наводятся токи смещения, как на бесконечный по длине цилиндр, а рассеивается волна, как на конечном по длине цилиндре. Уравнения (1.17, 1.18) содержат четыре неизвестных коэффициента а„ , «„ , сп сп определяющие интенсивности составляющих компонентов поля, которые находятся после дополнения уравнений (1.13 -1.15) двумя граничными условиями получая систему из четырёх уравнений с четырьмя неизвестными. Можно исключить коэффициенты а\ , ау и составить два уравнения с двумя неизвестными коэффициентами внутреннего поля су1 , с "" [7] где А) , А} , AyM , Ay1 - коэффициенты взаимодействия, определяемые по формулам Коэффициенты взаимодействия с индексом Rg определяются по формулам 1.22 с заменой функций Бесселя Jn на функции Ханкеля первого рада Ну и наоборот, поскольку в этом случае определяются коэффициенты взаимодействия внутри цилиндра. В приложении 2 приводится листинг программы расчета амплитудной и фазовой ДОР диэлектрического цилиндра для случаев вертикальной и горизонтальной поляризации составленный по формулам (1.21 — 1.23) в среде программирования MathLab 7.0.1. На рисунках 1.2-1.5 приведены рассчитанные амплитудные ДОР диэлектрических цилиндров, представляющих корпус (параметры аппроксимирующего цилиндра: длина L = 1м, радиус а = 0,20-м) и плеча человеческого тела (параметрыаппроксимирующего цилиндра: длина L = 0,35 м, радиус а = 0,07 м).
Оценка параметров полезного сигнала и выбор параметров устройства обработки сигнала
Определим основные параметры полезного сигнала, как информативных признаков тангенциально движущегося ОО, исходя из параметров спектра полезного сигнала, кратковременности нахождения ОО в ЗО и принятия решения в реальном режиме времени. Предлагается осуществить выделение и оценку информативных признаков на базе преобразования Фурье. Способ спектрального анализа выбран потому, что для него разработаны вычислительно эффективные процедуры реализации, и он является статистически устойчивой процедурой спектрального анализа [45]. Данное преобразование реализуется по следующему алгоритму. Последовательность отсчётов полезного сигнала (2.1) u(t0),u(tl)...u(tk)...u(tK_l) разбивается на Р временных сегментов по В отсчётов в каждом со сдвигом G между соседними сегментами, причём G B. Значение В выбирается из ряда 21, где і -положительное целое число. При этом ширина поддиапазона А/ на уровне 0,5 определяется как где fd — частота дискретизации.
Для того, чтобы центральный поддиапазон Со совпадал с гармоникой дальности, т.е. сформировалась сетка частот, когерентная гармоникам дальности; необходимо выполнение условия: где і-положительное целое число. Далее на основе дискретного преобразования Фурье определим формулу для расчета значений частотных отсчётов в поддиапазоне Ст для р-го временного сегмента [45] где S}" (p) - значение частотного отсчёта в поддиапазоне Ст и-ой гармоники дальности для р-го временного сегмента; р - порядковый номер сегмента; m - номер частотного отсчёта поддиапазона, совпадающий со сдвигом относительно гармоники дальности; В — число отсчётов в сегменте; U p\tk] -последовательность отсчётов модели полезного сигнала р-го сегмента; к - порядковый номер временного отсчёта. При моделировании полезного сигнала и записи экспериментальных данных используются одинаковое значение частоты дискретизации fd = 300 КГЦ . Определим остальные параметры, входящие в (2.6). Зададим число отсчётов в сегменте В = 214 =16384, тогда в соответствии с (2.4) bf х 18,30Гц. Поддиапазонам Ст соответствуют полосы частот: Представленные данные являются приближёнными, действительная фильтрующая функция определяется оконной функцией. По (2.6) в преобразовании используется прямоугольная оконная функция, которой соответствует фильтрующая функция sin(x)/x, а представленные на рисунке 2.4 поддиапазоны Ст описывают основной лепесток. Зададим сдвиг между соседними сегментами G = 2I3=8192, что соответствует половинному перекрытию сегмента. Это значение определяет период обновления частотных отсчётов Т0БН, исходя из количества временных отсчётов в сдвиге сегмента, т.е. и в нашем случае он равен 27,31 мс. Поскольку спектр сигнала симметричен, то для частотных отсчетов в сдвинутых относительно гармоники дальности поддиапазонах С_т и С+т находится среднее арифметическое значений частотных отсчётов На рисунках 2.5, 2.6 изображено изменение во времени значений частотных отсчётов S (р), соответствующих поддиапазонам (2.7), для модели полезного сигнала и для реально записанного сигнала от тангенциально движущегося человека для Я = ЗО ЛІТИ .
Повышение помехоустойчивости оптимизацией параметров амплитудно-фазового распределения поля в антенне
В данном разделе анализируется возможность увеличения /л, решение данной задачи осуществляется путём анализа влияния основных параметров АФР поля антенны СБРЛ. Как было показано в предыдущем разделе, наиболее существенная неравномерность распределения ЭПР ПП наблюдается в зависимости от дальности (см. рисунок 3.9), и поскольку распределение плотности потока мощности от дальности зависит от вертикального АФР поля антенны, то ограничимся анализом параметров АФР поля антенны в вертикальной плоскости. АФР поля антенны можно представить комплексной функцией в которой необходимо задать аппроксимирующие функции амплитудного С?() и фазового () распределения поля в антенне. Наиболее общими и широко используемыми функциями амплитудного и фазового распределения являются [2] где с - параметры амплитудного распределения поля в вертикальной и горизонтальной плоскости; а,Ъ- параметры фазового распределения поля в вертикальной и горизонтальной плоскости; L - длина антенны в вертикальной плоскости. Для значения параметра с, равного единице, имеем равномерное амплитудное распределение, при котором ДН имеет наиболее узкий основной лепесток и наибольший уровень боковых лепестков, а для нулевого знамения с имеем косинусное амплитудное распределение, при котором основной лепесток ДН расширяется и снижается уровень боковых лепестков. Параметр а характеризует линейное изменение фазы по апертуре ан тенны, что создает смещение диаграммы направленности.
Параметр Ъ характеризует квадратичное изменение фазы по апертуре антенны, что создает эффект фокусирования [19, 33]. Выбор параметров антенны осуществлялся посредством определения максимума /и на дальности, где оно минимально при последовательном варьировании значениями аргументов. Устанавливая равномерное фазовое распределение и изменяя параметр с, определяем зависимость минимального значения отношения сигнал-помеха /imin (с), т.е., На рисунке 3.11 а) представлена функция минимальных значений jumin в зависимости от параметра, определяющего амплитудное распределение поля в антенне с. Определяем значение параметра амплитудного распределения с тах , при котором {лт{п максимально. Затем параметру с устанавливаем значение сЛшах и, изменяя параметр а, определяем зависимость минимального значения отношения сигнал-помеха /л тіп(а), т.е., На рисунке 3.11 б) представлена функция минимальных значений /гтіп в зависимости от параметра, определяющего линейное фазовое распределения поля в антенне а. Определяем значение параметра линейного фазового распределения rmax% при котором ju min максимально.
Далее повторим процедуру при варьировании bv, т.е., На рисунке 3.11 в) представлена функция минимальных значений //min в зависимости от параметра, определяющего квадратичное фазовое распределения поля в антенне Ъ. Определяем значение параметра квадратичного фазового распределения Ь -тах , при котором ju mia максимально. Анализируя представленные зависимости можно отметить, что наи большее влияние на уровень //„щ. оказывает значение параметра с амплитудного распределения поля в вертикальной плоскости антенны (а), что объясняется наибольшим влиянием данного параметра на уровень боковых лепестков, и соответственно, на уровень помехи вблизи антенны.
Разработка способа построения СБРЛ с многочастотным ЗС на основе анализа функции рассогласования
При использовании импульсного метода зондирования или метода зондирования ЛЧМ сигналом и оптимального приёмника, ФР становится тождественной АКФ. Согласно когерентно-импульсному методу селекция по дальности осуществляется благодаря измерению разницы фаз доплеровских сигналов соответствующих частот. Измерение разницы фаз двух сигналов может быть осуществлено посредством оценки значения взаимной корреляции сигналов [65]. Оценка взаимной корреляции сигналов доплеровской частоты в устройстве обработки реализует «энергетический» приёмник системы и устраняет необходимость непосредственных фазовых измерений. Таким образом, ФР по фазе (по дальности) многочастотного ЗС можно получить на основе анализа взаимной корреляционной функции (ВКФ) доплеров-ских частот. Пусть заданы несущие частоты радиоимпульсов co0,a)l,a)2,...,CQN. Информация о дальности до движущегося ОО заключена в разнице фаз &1,2 — N сигналов Sl,S2,..-,SN доплеровской частоты, соответствующих несущим частотам G\,G)2I...,CQN относительно сигнала 5"о, соответствующей опорной несущей частоте а 0. Разница фаз определяются в соответствии с (5.2), как где R — дальность до ОО; Асоп — разница соответствующих несущих частот. Представляя Sn синусоидальным колебанием частотой бОд и амплитудой А0, определим ВКФ Хп (А) Для сигналов S0 и Sn как свёртку [65] где п— разница фаз сигналов S0 и S„; @ п— аппаратный сдвиг фазы Sn относительно S0; A0W -рассогласование по фазе, равное где R, R - фактическая дальность до ОО и дальность, на которую настроена СБРЛ, соответственно. Здесь и далее, термином «разница фаз» обозначается разница фаз доплеровских частот, обусловленная задержкой распространения, а терми ном «сдвиг фазы» обозначается аппаратный»сдвиг фазы принятого сигнала. , Выполнив интегрирование (5.5) получим ВКФ сигналов S0,n,Sn как функцию рассогласования по фазе Д1„, или с учётом (5.6) Уравнения (5.7) или (5.8) показывают, что ВКФ по фазе (по дальности) для сигналов S0 и Sn имеет косинусоидальную зависимость с периодом, прямо пропорциональным разнице соответствующих частот. Определим значения разницы частот Аа „ исходя из необходимой формы основного лепестка ФР по фазе. Предполагается, что наилучшей формой основного лепестка ФР по фазе будет функция sinx/x, т.е. где y/OCH — основной лепесток ФР; у/"" _) - отрицательные побочные лепестки, удалённые от основного на нечетное число раз, в соответствии с индексом & = ±1,±3,±5...; у/ (+) — положительные побочные лепестки, удалённые от основного на четное число раз, в соответствии с индексом /с" = ±2,±4,±6...; G - коэффициент характеризует отношение периода повторения ФР к ширине основного лепестка по нулевому уровню, причём последнее равенство в (5:10) и(5.11) имеет место при целом значении G. На рисунке 5.3 представлены основной и побочные лепестки ФР по фазе для случая G=8. Построения выполнены с использованием программы Mathcad2000. где AR - рассогласование по дальности, т.е. разница между фактической дальностью до 00 и дальностью, на которую настроена СБРЛ. Таким образом, для формирования ЗО необходимо выполнение двух условий.
Первое условие - разница между значением частот ЗС должна удовлетворять (5.15). Второе условие — специальная обработка доплеровских сигналов, т.е. вначале рассчитывается значение ВКФ доплеровских частот в соответствии с (5.5), затем рассчитывается значение ФР в соответствии с (5.14). В зависимости от рассогласования по дальности результирующее значение ФР определяется (5.16). На рисунке 5.5 представлены диаграммы, поясняющие данный способ обработки доплеровских сигналов для случая G=4. На рисунке 5.5 (а) представлены сигналы S0, S{ и S2 доплеровский частоты, которые имеют разницу фаз относительно друг друга в зависимости от дальности до цели в соответствии с (5.2). На рисунке 5.5 (б) представлен результат перемножения S0 на S 1 и S0 на S2 в соответствии с подынтегральным выражением формулы свёртки (5.5), при этом аппаратного сдвига фазы не производилось. На рисунке 5.5 (в) представлен результат интегрирования перемноженных сигналов доплеровской частоты в соответствии с (5.5), с пе риодом интегрирования, равным трём периодам доплеровскои частоты. На рисунке 5.5 (г) представлен результат перемножения сигналов, полученных в результате предыдущих операций в соответствии с (5.16). Полученная зависимость значения корреляции сигналов доплеровскои частоты от рассогласования по дальности пропорциональна (5.14) при G=4.
