Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1. Обзор литературы по вариантам построения схем активных нелинейных устройств свч и методам их проектирования . 13
1.1. Электрические схемы транзисторных смесителей СВЧ. 13
1.1.1. Схемы на одном транзисторе. 13
1.1.2. Схемы на двухзатворном транзисторе или на двух отдельных транзисторах. 13
1.1.3. Схемы на нескольких транзисторах . 14
1.1.4. Смесители на гармонике гетеродина.
1.2. Достижения в разработке современных активных смесителей СВЧ. 14
1.3. Методы проектирования смесителей СВЧ. 15
Выводы по главе 1. 16
ГЛАВА 2. Методика моделирования нелинейных радиоустройств в программе microwave office . 18
2.1. Методические указания по использованию пакета проектирования Microwave
Office. 19
2.1.1. Запуск программы Microwave Office. 19
2.2. Создание электрической схемы нелинейного устройства. 26
2.3. Расчет характеристик и параметров схемы . 27
2.3.1. Коэффициент передачи мощности Kp. 27
2.3.2 Выходной спектр смесителя 29
Выводы по главе 2. 29
ГЛАВА 3. Методы проектирования базовых элементов смесителей свч – нелинейных усилителей мощности и умножителей частоты. 30
3.1. Усилитель мощности. 30
3.1.1. Оптимальный режим работы транзистора. 31
3.1.2. Измерение входных и выходных импедансов транзистора. 32
3.1.3. Автоматическое смещение. 36
3.1.4. Методика проектирования согласующих цепей. 38
3.1.5. Проверка допустимости величин напряжений и тока транзистора . 42
3.1.6. Характеристики усилителя. 44
3.2. Удвоитель частоты на полевом транзисторе. 46
3.2.1. Проектирование оптимального режима работы транзистора в удвоителе частоты. 48
3.2.2. Методика проектирования выходной цепи удвоителя. 52
3.2.3. Методика проектирования входной цепи удвоителя. 54
3.2.4. Проектирование цепи смещения транзистора. 56
3.2.5. Проектирование цепи подачи напряжения питания на сток. 57
3.2.6. Окончательная схема удвоителя частоты. 58
Выводы по главе 3 63
ГЛАВА 4. Порядок проектирования вариантов схем активных смесителей СВЧ . 64
4.1. Режим работы транзистора. 65
4.2. Схема смесителя на одном транзисторе с подведением колебаний напряжений сигнала и гетеродина между затвором и истоком транзистора.
4.2.1. Проектирование цепей согласования и фильтрации напряжений сигнала, гетеродина и промежуточной частоты . 70
4.2.2. Расчет характеристик и параметры смесителя частот. 75
4.2.3. Развяза между портами. 79
4.3. Cхема смесителя на двух транзисторах. 82
4.4. Смеситель частот при подаче cигнала на сток транзистора. 89
4.5. Проектирование цепей согласования и фидьтрации.
4.5.1. Оптимизация цепи согласования и фильтрации гетеродина. 94
4.5.2. Цепь согласования и фильтрации сигнала. 95
4.5.3. Цепь согласования и фильтрации колебаний промежуточной частоты 96
4.5.4. Вариант схемы смесителя с диплексером 4.6. Характеристики смесителя частот. 97
4.7. Увеличение развязки гетеродин-сигнал 100
4.8. Диплексер. 103
4.9. Характеристики окончательной схемы смесителя с диплексером 105
4.10. Схема согласования и фильтрации колебаний частоты гетеродина, пригодная для монолитного выполнения. 110
Выводы по главе 4. 113
ГЛАВА 5. Исследование путей улучшения параметров активных смесителей милиметрового диапазона длин волн . 115
5.1. Смеситель СВЧ, работающий на второй гармонике гетеродина. 115
5.1.1. Сместель с удвоителем частоты гетеродина на дополнительном транзисторе. 118
5.1.2. Удвоение частоты на двух транзисторах. 122
5.1.3. Второй вариант схемы смесителя, работающего на второй гармонике гетеродина. 126
5.2. Метод увеличения коэффициента преобразования. 133
5.3 Сравнение схем активнных смесителей СВЧ понижающих преобразователей частоты. 141
5.3.1. Основные характеристики смесителей частот. 146
5.3.2. Обсуждение результатов исследования различных схем смесителей 151
Выводы по 5-й главе 154
Заключение 156
Литература 158
- Схемы на нескольких транзисторах
- Расчет характеристик и параметров схемы
- Проверка допустимости величин напряжений и тока транзистора
- Проектирование цепей согласования и фильтрации напряжений сигнала, гетеродина и промежуточной частоты
Схемы на нескольких транзисторах
Активные нелинейные устройства выполняют в виде ММИС, используя полупроводниковые подложки из арсенида галлия (GaAs) и нитрида галлия (GaN) [28]. В качестве активных и нелинейных элементов применяют полевые транзисторы с барьером Шотки (MESFET), полевые транзисторы с гетеропереходами (HEMT и PHEMT), биполярные транзисторы с гетеропереходами (HBT и DHBT). C целью увеличения частоты и мощности ММИС в настоящее время исследуются подложки и транзисторы из фосфида индия (InP), карбида кремния (SiC) и других комбинированных материалов ( InAs, AlSb, InSb) [29], [30].
Наиболее высокочастотные пассивные смесители дают возможность преобразовывать частоты радиосигнала, составляющие десятки ГГц и даже достигающие 100 ГГц [31], [32], однако в них получается не усиление, а потери преобразования. Усиление преобразования активных смесителей составляет 10-15 дБ на относительно низких частотах (0,8-0,9 ГГц) [33]. С ростом частоты усиление падает [34] и на частотах более 70 ГГц 0 дБ [35]. Если схему активного смесителя усложнить, то усиление преобразования можно повысить. Так, в микросхеме MFC-PO13811-QDG, содержащей балансный смеситель на полевых транзисторах, малошумящий усилитель в цепи подачи радиосигнала, удвоитель частоты и усилители в цепи подачи напряжения гетеродина, усиление преобразования составляет 12 дБ в диапазоне частот 37 -40 ГГц [27].
Следует отметить, что сведения, опубликованные в статьях о разного рода смесителях, весьма фрагментарны, приводятся отдельные характеристики без комплексной оценки смесителя. Это обстоятельство не дает возможность затрудняет провести оценку достоинств и недостатков, затрудняет возможность выбора схемы.
Проектирование смесителей СВЧ осуществляется аналитическими инженерными и с помощью компьютерного моделирования [36]. Разработанные в последние годы системы автоматизированного проектирования СВЧ устройств, такие как Microwave Office, Ansoft, ADS и другие дают возможность осуществления тщательного, подробного и всестороннего проектирования нелинейных схем СВЧ, а также измерять в моделях их характеристики и параметры.
Весьма удобным и эффективным представляется комплекс программ Microwave Office [37]. Здесь весьма просто составлять модели СВЧ устройств как в виде электрических схем на элементах с сосредоточенными параметрами, так и с использованием отрезков передающих линий. Имеется возможность всестороннего анализа стационарных режимов линейных и нелинейных устройств, получения практически всех полезных для практики характеристик.
Программа Microwave Office идеально подходит для анализа и проектирования таких нелинейных устройств СВЧ, как смесители, где имеется необходимость в подаче на устройство колебаний двух различных частот и проводить анализ при наличии колебаний, по крайней мере, трех частот. Программа дает возможность осуществлять анализ как в частотной, так и временной области. В библиотеке программы имеются различные модели полевых СВЧ транзисторов структур MESFET, HEMT, такие как ANGELOV, CURTICE, FUJII, TOM, YHLAND.
Несмотря на то, что в литературе имеются сведения по применению программы Microwave Office, в настоящее время нет подробной методики анализа и проектирования активных смесителей СВЧ, что свидетельствует об актуальности настоящей работы. Постановка задачи исследований схем активных смесителей СВЧ. Существенной частью настоящей диссертационной работы является исследование схем активных смесителей СВЧ. Задачи исследования смесителей следующие: 1) моделирование и оптимизация схем активных смесителей СВЧ по критерию – максимум усиления преобразования при ограничениях на напряжения и токи транзистора, 2) исследование путей улучшения параметров и характеристик активных смесителей СВЧ, 3) сравнение схем активных смесителей и выдача рекомендаций по их использованию, 4) разработка методов проектирования электрических схем активныхсмесителей частот миллиметрового диапазона с использованием программы Microwave Office,
Расчет характеристик и параметров схемы
Современные системы автоматизированного проектирования дают возможность разрабатывать различные нелинейные устройства, работающие на самых высоких частотах, включая диапазон миллиметровых волн [40]. Актуальной является разработка монолитных интегральных схем (МИС) усилителей мощности, работающих на частотах более 30 ГГц.
Методика проектирования дана на примере создания схемы усилителя, удовлетворяющего следующим техническим требованиям: рабочая частота 35 ± 1 ГГц, входная мощность 8 - 12 дБм, коэффициент усиления мощности Kp = P максимально возможный, допустимый постоянный ток стока 60 мА, максимально допустимое напряжение на стоке 6 В, диапазон изменения напряжения на затворе -4 из 0,3 В. Внутреннее сопротивление источника возбуждения 50 Ом, сопротивление нагрузки 50 Ом, габариты не более 2х2х0,2 мм.
Моделирование и проектирование усилителя осуществлено в программе Microwave Office, использована модель полевого транзистора Angelov 2. Для того, чтобы уложиться в заданные габариты, схема должна быть выполнена на элементах с сосредоточенными параметрами, при этом имеются следующие ограничения на величины элементов: индуктивность не более 1 нГн, емкость не более 2 пФ, -сопротивление не более 5 кОм.
В схему включены: источник напряжения смещения на затворе V1, источник питания стока V2, блокировочные индуктивности L1, L2 и измерительные приборы – вольтметры VM 1, VM 2 и амперметр AMP 1. Напряжение питания установлено равным 3 В, входная мощность 10 дБм. Для того, чтобы добиться наибольшего коэффициента усиления мощности, следует обеспечить максимальную передачу мощности от источника колебаний PORT1 к транзистору на частоте 35 ГГц и нагрузить транзистор оптимальным сопротивлением. Проведена предварительная оптимизация схемы, при этом найдены оптимальные значения напряжения смещения (-1,2 В) и сопротивление нагрузки усилителя (33 Ом).
Зависимость коэффициента усиления мощности от частоты в схеме рис. 3.1 показана на рис. 3.2, значение Kp на частоте 35 ГГц равно 4,87 дБ. При расчете зависимости Kp от частоты f в программе Microwave Office использовались команды: в окне Meas. Type – Nonlinear, Power, в окне Measurement – PGain. AMP іф,дБ
Измерение входных и выходных импедансов транзистора. Входное сопротивление транзистора. Наиболее полная передача мощности колебаний от входного источника к транзистору обеспечивается в случае, когда внутреннее сопротивление источника равно входному сопротивлению транзистора.
Для расчета входного сопротивления транзистора Zex= Rex + j Хвх в окне Meas. Type применены команды Nonlinear, Parameter, в окне Measurement - Zcomp. Результат расчета зависимости от частоты действительной и мнимой части входного сопротивления транзистора изображен на рис. 3.3. Как видим, на частоте 35 ГГц действительная часть входного сопротивления транзистора равна Rex = 12,9 Ом и имеется мнимая часть емкостного характера Хвх= -8,85 Ом. Таким образом, следует компенсировать на частоте 35 ГГц мнимую часть Хвх дополнительной индуктивностью L= 0,04 нГн, а сопротивление источника входных колебаний установить равным Rex. Im(Zcomp(PORT_1,1)) (Ohm) AMP R
Схема усилителя с компенсирующей индуктивностью. Электрическая схема усилителя с компенсирующей индуктивностью и несколько измененным выходным сопротивлением источника колебаний приведена на рис. 3.4. Зависимость действительной и мнимой частей входного сопротивления транзистора в схеме рис. 3.4 показана на рис. 3.5.
Как видно из рис. 3.5, действительная часть входного сопротивления составила 15,3 Ом при отсутствии мнимой части. Коэффициент передачи мощности в схеме усилителя соответствует рис. 3.6.
Рис. 3.6. АЧХ схемы рис. 3.4. Из сравнения рис. 3.2 и 3.6 следует, что применение компенсирующей индуктивности увеличивает коэффициент Кр почти на 1 дБ. Схема рис. 3.4 соответствует оптимальному режиму работы транзистора при входной частоте 35 ГГц и мощности входного источника 10 дБм. Далее следует проверить, не превышают ли мгновенные напряжения на электродах транзистора и постоянный ток стока предельно-допустимых значений.
Расчет зависимости от времени напряжений и тока транзистора. Для схемы, изображенной на рис. 3.4, рассчитаны зависимости от времени напряжений на затворе из (t) и стоке uc(t), а также тока стока /с(7) транзистора. При расчете напряжений в программе Microwave Office использованы команды: в окне Meas. Type - Nonlinear, Voltage, в окне Measurement - Vtime, при расчете тока использованы команды Current, Itime, в окне Sweep. Freq. Установлена частота 35 ГГц. Результаты расчета показаны на рис. 3.7-3.9.
Проверка допустимости величин напряжений и тока транзистора
Из рис. 3.38 видно, что колебания входной частоты, а также 3-й и 4-й ее гармоник ослаблены более, чем на 20 дБ, по сравнению с колебаниями выходной частоты. Для большего подавления нежелательных спектральных составляющих на выходе удвоителя можно плоставить полосно-пропускающий фильтр.
Были измерены: спектр тока стока, зависимости от времени напряжений затвор- исток и сток-исток, а также тока стока транзистора - рис. 3.39 - 3.42.
Из представленных зависимостей видно, что электрические величины, определяющие режим работы транзисторов не превышают допустимых значений. Раработанная методика проиллюстрирована примером проектирования схемы удвоителя при входной частоте 17,5±1 ГГц. Получены следующие результаты: 1) коэффициент передачи мощности Kp = -0,8 дБ при частоте входных колебаний 17,5 ГГц и их мощности 8дБм, 2) полоса пропускания для входной частоты по уровню -3 дБ от максимального значения f= 4 ГГц, 3) уровень колебаний входной частоты и ее нежелательных гармоник на выходе подавлен более чем на 20 дБ отностительно колебаний второй гармоники.
Предложена методика проектирования электрических схем нелинейных усилителей мощности с помощью программы Microwave Office. Методика продемонстрирована на примере схемы усилителя миллиметрового диапазона длин волн, предназначенного для реализации в виде монолитной интегральной схемы.
Описан порядок моделирования, оптимизации схемы и расчета ее основных характеристик.
Предложена методика проектирования электрической схемы удвоителя частоты диапазона СВЧ на полевом транзисторе структуры HEMT в программе Microwave Office. Методика состоит из последовательного моделирования усложняемой схемы и пошаговой оптимизации ее параметров.
Критерием оптимальности схемы усилителя и удвоителя является максимум коэффициента передачи мощности при ограничениях на допустимые значения напряжений на электродах транзистора и выходного тока
В данной главе диссертации описана разработанная методика проектирования электрических схем смесителей СВЧ миллиметрового диапазона длин волн для понижающих преобразователей частоты с помощью программы Microwave Office и аналитических расчетов. Методика проектирования основана на моделировании электрической схемы и последующей оптимизации схемы и ее параметров. Оптимизированная электрическая схема может быть реализована в виде монолитной или гибридной схемы. В качестве критерия оптимальности схемы выбран основной параметр смесителя – коэффициент передачи мощности, то есть отношение мощности промежуточной частоты к мощности радиосигнала. Важными также являются параметры смесителя – развязка гетеродин - выход, сигнал – выход и гетеродин – сигнал. При поиске наибольшего коэффициента передачи мощности следует учитывать ограничения на мгновенные напряжения на входном и выходном электродах транзистора, а также максимально допустимый ток стока.
В качестве примера рассмотрен смеситель с частотой радиосигнала 37 ±1 ГГц, промежуточной частотой 2 ГГц и частотой гетеродина, меньшей частоты сигнала. На указанных частотах нелинейным элементом смесителя целесообразно выбрать полевой транзистор структуры HEMT. Известны различные компбютерные модели транзисторов с гетероструктурами [43], [44]. Для построения смесителей частоты в [45] рекомендуется модель YHLAND [46].
Проектирование транзисторного смесителя частот на максимум коэффициента передачи мощности состоит из следующих этапов: 1) составление схемы смесителя, позволяющей осуществить подведение к транзистору колебаний напряжений двух частот – сигнала и гетеродина, 2) выбор рабочей точки на нелинейной характеристике, соответствующей максимальной амплитуде тока стока промежуточной частоты, 3) определение оптимальных выходных сопротивлений источников сигнала и гетеродина, 4) расчет входных согласующих цепей подачи сигнала и гетеродина, 5) определение оптимального сопротивления нагрузки смесителя, соответствующее максимуму мощности промежуточной частоты в нагрузке, 6) расчет выходной согласующей цепи, 7) расчет основных характеристик и параметров смесителя и оптимизация схемы с целью их улучшения.
В качестве первого варианта используем простую схему смесителя на одном транзисторе, в которой колебания частоты сигнала 37 ГГц и гетеродина 35 ГГц подводятся к входным электродам транзистора затвор-исток. С целью минимизации размеров интегральной схемы смесителя используем элементы цепей с сосредоточенными параметрами.
Рассчитанные ВАХ показаны на рис. 4.2. На первом этапе проектирования следует выбрать режим работы транзистора. С этой целью нужно рассчитать статические вольт-амперные характеристики транзистора. Схемы для расчета характеристик транзистора, а также сами характеристики приведены в главе 2. Схема для расчета выходных ВАХ повторена на рис. 4.1.
Проектирование цепей согласования и фильтрации напряжений сигнала, гетеродина и промежуточной частоты
Рассчитаем развязку между тремя портами. Сначала рассчитаем развязку гетеродин-выход, то есть коэффициент передачи мощности колебаний частоты гетеродина от входа гетеродина до выхода смесителя. Из схемы рис. 4.10 исключаем источнк сигнала и заменяем его обычным портом. Используем команды Power PGain. Входом, куда поступает мошность, является порт P1, а выходным портом -порт P3. В окне Power in Component вызываем порт P1, в окне Power out Component - порт P3.
Рассчитаем развязку гетеродин-сигнал, то есть коэффициент передачи мощности частоты гетеродина от порта P1 до порта P2. Источник сигнала заменяем обычным портом. Результат расчета показан на рис. 4.18.
Как видно из рис. 4.18, в данной схеме развязка гетеродин-сигнал оказывается небольшой. Схему рис. 4.10 можно применять в тех случаях, когда источник сигнала развязан от нагрузки, например с помощью вентиля. Если полученная развязка недостаточна, то следует применить другую схему смесителя.
Зависимость от времени мгновенных напряжений на затворе и стоке транзистора. Эти зависимости нужно рассчитать для проверки, не превышают ли напряжения на электродах транзистора допустимых значений. Включим в схему, изображенную на рис. 4.10, вольтметры, как показано на рис. 4.19.
С целью увеличения развязки гетеродин-сигнал возможно применение схемы смесителя частот на двух транзисторах, включенных так, как показано на рис. 4.22. Рис. 4.22. Схема смесителя на двух транзисторах.
Если индуктивность между транзисторами отсутствует, то схема подобна варианту смесителя на двухзатворном транзисторе. Включение индуктивности дает возможность увеличить развязку гетеродин-сигнал. Порядок проектирования схемы аналогичен тому, который был применен для смесителя на одном транзисторе. Схема рис. 4.22 оптимизирована по критерию максимум развязки гетеродин-сигнал при коэффициенте передачи мощности, больше 0 дБ.
На рис. 4.23. приведен спектр мощности колебаний на выходе смесителя. DB(Pharm(PORT_3))[35] (dBm) 11 MIXER
Зависимомть от частоты коэффициента передачи мощности гетеродина на выход смесителя при отсутствии сигнала. Развязка сигнал-выход при отсутствии мощности гетеродина в зависимости от частоты сигнала представлена на рис. 4.27. Для расчета этой зависимости в качестве сигнального порта использован порт типа PORT 1, а вход гетеродина был представлен обычным портом.
Мощность гетеродина, дБм Рис. 4.28. Зависимость коэффициента передачи мощности смесителя от мощности гетеродина при частоте гетеродина 35 ГГц. На рис. 4.28 приведена зависимость коэффициента передачи мощности смесителя от мощности гетеродина. При расчете последней зависимости в качестве источника колебаний гетеродина был использован порт PORT PS1, установлены пределы и шаг изменения мощности, установлена частота гетеродина 35 ГГц и в окне PORT 1 использована команда Use for x-axis. Как видно из рис. 4.28, максимальный коэффициент передачи мощности смесителя поучается при мощности гетеродина 2
Power (dBm) Мощность сигнала, дБм Рис. 4.29. Зависимость коэффициента передачи мощности смесителя от мощности сигнала. Анализ результатов моделирования схемы смесителя частот на двух транзисторах дает возможность сделать следующие выводы.
Frequency (GHz) 70 тт Частота, 11ц Рис. 4.31. Спектр на выходе смесителя, выполненного по схеме рис. 4.22. При отсутствии индуктивности между транзисторами коэффициент передачи мощности смесителя составляет 4,6 дБ, а развязка гетеродин - сигнал превышает 20 дБ.
Смеситель частот при подаче cигнала на сток транзистора. Первоначальная схема смесителя на одном транзисторе при подаче напряжения сигнала на сток транзистора приведена на рис. 4.32. этапа оптимизации. В схему включен амперметр, позволяющий рассчитывать ток стока транзистора, источник напряжения на стоке V1, источник смещения на затворе V2 и блокировочные индуктивности. Напряжение гетеродина от источника колебаний PORT1 поступает на затвор транзистора . Частота гетеродина (тон 1) может меняться в процессе моделирования. Напряжение сигнала от источника PORTF (тон 2) поступает на сток транзистора. Частота сигнала всегда больше частоты гетеродина на промежуточную частоту 2 ГГц.
Схема проектировалась следующим образом. На первом этапе производилась оптимизация внутреннего сопротивлений источников сигнала и гетеродина, а также напряжение смещения по критерию максимума амплитуды тока промежуточной частоты, измеряемой амперметром.
Важной задачей при построении схемы является разделение электромагнитных колебаний радиосигнала и промежуточной частоты. Для этого необходимо спроектировать диплексер, то есть устройство, разделяющее колебания двух частот. Диплексер содержит фильтр верхних частот (ФВЧ), пропускающий колебания сигнала, и фильтр нижних частот (ФНЧ), пропускающий колебания промежуточной частоты.
