Содержание к диссертации
Введение
I. Исследование статических и динамических характеристик преобразователей напряжения понижающего типа 23
1.1. Введение 23
1.2. Математическая модель ИПН понижающего типа 26
1.3. Импульсный преобразователь напряжения понижающего типа с однозвенными фильтрами 35
1.3.1. Исследование устойчивости и коэффициента стабилизации с использованием частотных характеристик коэффициента петлевого усиления разомкнутой цепи ООС непрерывной линеаризованной модели ИПН 35
1.3.2. Исследование коэффициента подавления низкочастотных пульсаций с использованием импульсной модели ИПН 48
1.3.3. Исследование статических и динамических характеристик с использованием импульсной модели ИПН 53
1.4. Оценка погрешности метода усреднения и линеаризации для импульсного преобразователя напряжения понижающего типа с обратной связью по выходному напряжению 64
1.4.1. Постановка задачи 64
1.4.2. Метод введения источника гармонических колебаний в кольцо ООС стабилизатора 67
1.4.3. Описание методики измерения АЧХ и ФЧХ функции петлевого усиления 70
1.4.4. Расчет частотных характеристик ИПН понижающего типа методом замкнутого контура 71
1.5. Исследование устойчивости работы двухтактных импульсных стабилизаторов с разделительным конденсатором в первичной обмотке трансформатора с использованием частотных характеристик 84
1.5.1. Постановка задачи 84
1.5.2. Расчет частотных характеристик двухтактного стабилизатора87
1.6. Выводы 98
II Исследование статических и динамических характеристик преобразователей напряжения повышающего типа 102
2.1. Математическая модель ИПН повышающего типа 102
2.2. Исследование устойчивости и коэффициента стабилизации с использованием частотных характеристик непрерывной линеаризованной модели 110
2.3. Исследование статических и динамических характеристик ИПН 117
2.4. Выводы 127
III Анализ однофазного инвертора напряжения с синусоидальной ШИМ 129
3.1. Постановка вопроса 129
3.2. Анализ однофазного инвертора напряжения без ООС 132
3.3. Особенность работы однофазного инвертора напряжения с ООС 145
3.4. Выводы 149
IV Корректоры коэффициента мощности 151
4.1. Постановка задачи 151
4.2. Исследование активных корректоров коэффициента мощности 153
4.2.1. Обоснование алгоритма управления активным ККМ 153
4 4.2.2. Исследование динамических и качественных характеристик активных корректоров коэффициента мощности 157
4.3. Исследование пассивных корректоров коэффициента мощности 173
4.4. Выводы 190
V. Особенность работы имплульсных преобразователей напряжения в распределенных системах электропитания 192
5.1. Актуальность темы исследования 192
5.2. Комплексный коэффициент передачи системы каскадно-соединенных взаимодействующих подсистем (четырехполюсников) 193
5.3. Постановка задачи исследования 196
5.4. Комплексные входное и выходное сопротивления линеаризованной модели ИПН 199
5.5. Анализ результатов расчета сопротивлений 201
5.5.1. Проверка устойчивости системы входной фильтр - ИПН 206
5.5.2. Проверка устойчивости системы ИПН - ИПН 210
5.6. Выводы 219
VI. Экспериментальное исследование 220
Выводы 229
Заключение 230
Список литературы 235
- Математическая модель ИПН понижающего типа
- Исследование устойчивости и коэффициента стабилизации с использованием частотных характеристик непрерывной линеаризованной модели
- Особенность работы однофазного инвертора напряжения с ООС
- Исследование пассивных корректоров коэффициента мощности
Введение к работе
Актуальность темы исследования 192
Комплексный коэффициент передачи системы каскадно-соединенных взаимодействующих подсистем (четырехполюсников) 193
Постановка задачи исследования 196
Комплексные входное и выходное сопротивления линеаризованной модели ИПН 199
Анализ результатов расчета сопротивлений 201
Проверка устойчивости системы входной фильтр - ИПН 206
Проверка устойчивости системы ИПН - ИПН 210
5.6. Выводы 219
VI. ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНОЕ ИССЛЕДОВАНИЕ 220
Выводы 229
ЗАКЛЮЧЕНИЕ 230
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 235
ПЕРЕЧЕНЬ ПРИНЯТЫХ СОКРАЩЕНИЙ
АЧХ - амплитудно-частотная характеристика
ФЧХ - фазо-частотная характеристика
ИПН - импульсный преобразователь напряжения
ОС - обратная связь
ООС - отрицательная обратная связь
ШИМ - широтно-импульсная модуляция
СФ - сглаживающий фильтр
УПТ - усилитель постоянного тока
АИН - автономный инвертор напряжения
ККМ - корректор коэффициента мощности
ПККМ - пассивный корректор коэффициента мощности
РСП - распределенная система электропитания
ВВЕДЕНИЕ
Актуальность темы. Из основных тенденций развития радиоэлектронных средств (РЭС) и систем связи следует отметить с одной стороны всё возрастающую степень использования интегральных микросхем, микроконтроллеров и микропроцессоров, что приводит к резкому снижению массы и габаритов РЭС и её узлов; с другой стороны разработку и развитие новых принципов энерго- и ресурсосберегающих методов генерирования электрических колебаний, усиления информационных сигналов и преобразование электрической энергии в системах электропитания, которые являются неотъемлемой частью каждой РЭС.
Современные РЭС резко ужесточают требования к массогабаритным показателям, экономичности, надежности, качеству вырабатываемой энергии и электромагнитной совместимости систем электропитания. Решение проблем энерго- и ресурсосбережении в устройствах электропитания (преобразователях переменного напряжения в постоянное - AC/DC; постоянного напряжения одного уровня в постоянное напряжение другого уровня - DC/DC; постоянного напряжения в переменное - инверторы DC/AC) осуществляется с использованием импульсных (ключевых) режимов работы усилительных приборов в преобразователях напряжения с промежуточным звеном высокой частоты (сотни килогерц - единицы мегагерц) современной элементной базы: мощных транзисторов (MOSFET, IGBT), мощных ультрабыстрых диодов, современных магнитных материалов и конденсаторов и современных технологий узлов и устройств (низкопрофильные, безнамоточные, плоские трансформаторы; поверхностный монтаж и др.). Ключевые режимы работы усилительных приборов позволяют приблизить электронный КПД устройств к предельно достижимому (100%) путем снижения мощности потерь в усилительных приборах, тем самым увеличить надежность работы импульсного источника питания (ИП); уменьшить массу и габариты ИП путем снижения или полного устранения системы охлаждения усилительных приборов.
Преобразование энергии не на промышленной частоте (50 Гц), а на высокой
частоте (сотни килогерц - единицы мегагерц) позволяет в десятки - сотни раз
снизить объем и массу реактивных фильтрующих устройств и согласующих
трансформаторов, которые даже в современных импульсных ИП занимают до
50-70% габаритов и веса всей системы. Повышение частоты преобразования
электрической энергии, определяемое частотой переключения транзисторов, в
импульсных высокочастотных преобразователях напряжения (ВПН) требует
соответствующего режима переключения транзисторов. Это обусловлено тем,
что на частотах коммутации десятки - сотни килогерц и выше всё более
проявляется неидеальность ключевых свойств полупроводниковых приборов,
что вызывает рост коммутационных потерь. Наличие паразитных емкостей и
индуктивностей полупроводниковых приборов и монтажа, создающих
паразитные высокочастотные контура, приводит к возникновению
перенапряжений и высокочастотных колебаний при коммутации
полупроводниковых приборов. Таким образом, применение импульсных ВПН,
наряду с уменьшением массы и габаритов ИП, приводит к увеличению уровня
электромагнитных помех (ЭМП), усугубляя (и без того сложную в
современных условиях насыщенности радиоэлектронными средствами
различных сфер деятельности человека) электромагнитную обстановку [1-4].
Однако экономия стали, меди, электроэнергии, повышение надежности,
быстродействия и т.д. настолько значительны, что импульсные ВПН
применяются всё шире, частота преобразования электроэнергии продолжает
увеличиваться. Но в то же время проблема устранения ЭМП, создаваемых
ВПН, проблема снижения в них коммутационных потерь становится
актуальной.
Из существующих в настоящее время методов снижения ЭМП путем уменьшения или полного устранения ВЧ колебаний и снижения коммутационных потерь в транзисторах при их переключении [5-13] можно выделить (рис. В.1):
- применение демпфирующих RCD или LCD цепей;
с RCD, LCD
цепями
Резонансные ВПН
Квазирезонансные ВПН
класса Е
ВПН с
резонансным
(«мягким»)
переключением
последовательным РК
параллельным РК
переключением при нуле тока
переключением
при нуле
напряжения
Рис. В.1. Классификация высокочастотных преобразователей напряжения
с резонансными контурами
использование резонансных ВПН с последовательным или параллельным резонансным контуром (РК);
применение квазирезонансных ВПН или ВПН класса Е с переключением транзисторов при нуле тока или нуле напряжения;
- использование ВПН с резонансным или «мягким» переключением.
Снижение ЭМП и коммутационных потерь путем демпфирования ВЧ
колебаний и формирования траектории рабочей точки силовых транзисторов на ВЧ неэффективно как с помощью RCD, так и LCD-цепей. Применение RCD цепей для демпфирования ВЧ-колебаний в ВПН при коммутации транзисторов обеспечивается путем снижения постоянной времени RCD цепи, т.е. заданной паразитной емкости транзистора снижением сопротивления резистора RCD цепи. Но при этом происходит дополнительная большая загрузка транзисторов разрядным током конденсатора, увеличение мощности потерь в резисторе [13].
При использовании реактивных LCD-цепей увеличивается амплитуда тока и напряжения на силовом транзисторе, что снижает коэффициент использования его по мощности. Повышение реактивной мощности при использовании LCD цепей сопровождается дополнительными потерями в активных элементах схемы. Основной недостаток применения LCD цепей на высоких частотах коммутации заключается в том, что частота коммутации
9 транзисторов должна быть значительно ниже резонансной частоты демпфирующего LC-контура для обеспечения работы ВПН в режиме ШИМ.
Несмотря на появление современных мощных МДП-транзисторов,
частота переключения которых ограничивается несколькими десятками
мегагерц, в ВПН, использующих экономичный режим ШИМ, который
характеризуется наибольшим коэффициентом использования
полупроводниковых приборов и остальных элементов импульсного ИП по мощности, частота преобразования электромагнитной энергии ИП будет значительно ниже из-за резкого увеличения коммутационных потерь и ЭМП. Кроме того, при выключении транзистора на паразитных индуктивностях, индуктивностях рассеивания транзистора возникают большие выбросы напряжения, возникающие из-за резкого изменения тока (большого di/dt), которые прикладываются к транзистору и вывязывают большой уровень ЭМП. При ВЧ и значительном напряжении питания в транзисторе будет рассеиваться
большая мощность потерь при включении Pu=\CTPU^/2\t, где СТр -
паразитная выходная емкость транзистора, а возникающие сильные импульсные помехи, проникая через проходную емкость (эффект Миллера) в предоконечный каскад, могут вывести его из строя или нарушить устойчивость его работы.
Резонансные ВПН являются преобразователями двухтактного типа, в которых используется дополнительные резонансные контура (РК), которые работают в течение всего периода переключения, поэтому их установленная мощность значительно больше установленной мощности реактивных элементов демпфирующих цепей ВПН с ШИМ [9, 11 - 14]. Наличие дополнительных РК приводит к значительному увеличению токов через полупроводниковые приборы и повышению в них статических потерь. Регулирование или стабилизация выходного напряжения таких преобразователей осуществляется изменением частоты коммутации транзисторов выше или ниже резонансной частоты РК.
Квазирезонансные ВПН являются преобразователями однотактного типа, они, как и резонансные ВПН, имеют дополнительные РК. Квазирезонансные преобразователи характеризуются однонаправленной передачей энергии в нагрузку, аналогично традиционным преобразователям с ШИМ. Регулирование или стабилизация выходного напряжения осуществляется изменением длительности импульсам в ВПН с переключением в нуле напряжения [15, 16]. При этом происходит изменение частоты переключения транзистора, поскольку интервал времени, в течение которого происходит колебательный процесс в РК, практически постоянен. В квазирезонансных преобразователях, являющихся однотактными преобразователями, имеют место значительные перенапряжения на полупроводниковых приборах, превышающее напряжение питания в 5-10 раз, что исключает их использование при высоких напряжениях питания. Таким образом, недостатком квазирезонансных ВПН является существенно более низкий коэффициент использования транзисторов и диодов по мощности по сравнению с традиционными ВПН с ШИМ.
ВПН класса Е имеют РК как минимум третьего порядка. Установленная мощность полупроводниковых приборов и реактивных элементов РК в ВПН класса Е больше, чем у резонансных ВПН, поэтому область их применения весьма ограничена.
Преобразователи напряжения, в которых РК работает только во время переключения транзисторов, называется ВПН с резонансным («мягким») переключением, а коммутация транзисторов происходит при нуле напряжения [6,17-23]. Также преобразователи позволяют сочетать низкие потери мощности при переключении транзисторов, характерные для резонансных и квазирезонансных структур, с экономичностью процесса передачи мощности преобразователей с ШИМ, поскольку в данном случае колебания напряжения и тока во время передачи мощности в нагрузку имеют прямоугольную форму. Так как время действия РК ограничено временами фронта тока и напряжения, то реактивная мощность их элементов невелика. Роль РК часто играют индуктивность рассеяния или намагничивания трансформатора совместно с
выходной емкостью транзистора. В таких ВПН мощность коммутационных потерь, устраненная из транзистора, в отличие от использования демпфирующих RCD или LCD цепей, рекуперируется в источник питания. В данных преобразователях паразитные параметры элементов используются для снижения коммутационных потерь и ЭМП при переключении транзисторов.
ВПН с резонансным («мягким») переключением при использовании МДП-транзисторов работают с частотой переключения 100 -^ 500 кГц. В этом диапазоне частот достигается оптимальное соотношение между массой, габаритами, КПД, надежностью преобразователей и существенно снижается уровень ЭМП.
Таким образом, ВПН, использующие ШИМ с «мягким» (резонансным) переключением транзисторов, совмещают высокий коэффициент использования полупроводниковых и других элементов схемы по мощности с низкими коммутационными потерями и достаточными низким уровнем ЭМП. Они представляются наиболее перспективными для использования в импульсных источниках питания.
Всё более жесткие требования, предъявляемые современными РЭС к качеству вырабатываемой электроэнергии: стабилизация выходного напряжения под действием различных возмущающих воздействий до 60 дБ и более; величина низкочастотных и высокочастотных пульсаций выходного напряжения десятки-единицы милливольт, что при выходном напряжении десятки-сотни вольт приводит к необходимости обеспечения коэффициента фильтрации 60-80 дБ; малая величина перерегулирования (1-2%) при скачкообразном изменении входного напряжения и сопротивления нагрузки в больших пределах; необходимость обеспечения больших запасов устойчивости по фазе и амплитуде, приводят к необходимости исследования новых принципов построения и развития методов анализа и синтеза импульсных источников питания с глубокой отрицательной многоконтурной обратной связью (ООС).
Для стабилизации выходных параметров импульсных ИП с ООС, являющихся дискретно-нелинейными устройствами, обычно используются ООС по выходному напряжению или току, а для обеспечения необходимых запасов устойчивости по амплитуде и фазе, малой величины перерегулирования по напряжению и току при действии различных дестабилизирующих факторов, необходимой полосы частот АЧХ разомкнутой петли ООС для подавления НЧ пульсаций необходимо использовать многоконтурные ООС по различным переменным состояния [24 - 32].
Для исследования стабилизации и устойчивости данных систем используется метод усреднения и линеаризации, который позволяет перейти от дискретной нелинейной системы к непрерывной линейной, получить частотную передаточную функцию коэффициента петлевого усиления разомкнутой петли ООС и с использованием характеристик Боде или частотных критериев определить устойчивость системы, коэффициент стабилизации выходных параметров, полосу частот АЧХ разомкнутой петли ООС, в которой обеспечивается требуемое подавление низкочастотных пульсаций за счет ООС.
Метод усреднения и линеаризации является приближенным. Погрешность возникает как на этапе усреднения, т.е. замене дифференциальных уравнений, описывающих переменные состояния системы на различных этапах работы импульсного преобразователя напряжения (ИПН) одним дифференциальным уравнением, так и при линеаризации полученного непрерывного нелинейного дифференциального уравнения. Погрешность метода усреднения и линеаризации ИПН с ШИМ в литературе не рассматривалась.
Специалистами по силовой электронике и преобразовательной технике до сих пор не используется глубоко разработанная теория синтеза реактивных LC-фильтров: не рассматриваются фильтры Чебышева с равноволновыми характеристиками в полосе пропускания, которые обладают максимальным затуханием в полосе задерживания при заданном количестве элементов и заданном произведении L^C^, где Z^ и ( - суммарные значения индуктивностей и емкостей фильтров; не рассматриваются фильтры
13 Баттерворта с максимально плоскими характеристиками в полосе пропускания и линейными фазовыми характеристиками в полосе задерживания.
Таким образом, необходимо провести исследование реализации максимально возможного коэффициента стабилизации выходных параметров; запасов устойчивости по амплитуде и фазе; минимальной величины перерегулирования выходного напряжения при действии различных дестабилизирующих факторов; максимальной полосы частот АЧХ разомкнутой петли ООС, в которой обеспечивается требуемое подавление низкочастотных пульсаций для импульсных преобразователей напряжения с ТТТИМ понижающего и повышающего типов, использующих сглаживающие фильтры с характеристиками Чебышева и Баттерворта, с различными контурами ООС, при различной величине пульсаций выходного напряжения, различных типах и параметрах комплексной нагрузки. Оценить погрешность анализа и синтеза ИПН с ШИМ с ООС, представляющих дискретно-нелинейные системы с ООС, при использовании метода усреднения и линеаризации.
В состав современных систем электропитания, как отмечалось, входят ИПН, преобразующее переменное напряжение в постоянное (AC/DC), постоянное напряжение одного уровня в постоянное напряжение другого уровня (DC/DC), а также постоянное напряжение в переменное - инверторы (DC/AC). Качество энергии, вырабатываемое инверторами промышленной частоты (50 Гц), должно удовлетворять ГОСТу или отраслевым стандартам при работе инвертора на линейную комплексную нагрузку, нелинейную (выпрямитель с емкостным или LC-фильтром) нагрузку и при работе инвертора в режиме холостого хода. Качество выходного синусоидального напряжения частотой 50 Гц определяется значением коэффициента гармоник и спектральным составом. Известные в литературе [33-35] однофазные инверторы напряжения, реализуемые, как правило, по схеме класса BD (одноуровневое однополярное напряжение на входе СФ) даже при использовании громоздких фильтров не обеспечивают значение коэффициента
14 гармоник (Кг < 5 %), удовлетворяющее ряду отраслевых ГОСТов в режиме холостого хода.
Поэтому актуальной является проблема разработки однофазного инвертора промышленной частоты, обеспечивающего требуемое качество выходного напряжения и минимальные габариты СФ при работе инвертора на линейную, нелинейную нагрузки и в режиме холостого хода.
При использовании импульсных источников, преобразующих переменное напряжение сети в постоянное напряжение или в переменное напряжение другой частоты, возникают нелинейные искажения тока и импульсные помехи в сети. Отрицательное действие этих искажений проявляется с одной стороны на функционирующие РЭС, а с другой стороны на электросеть. При импульсном потреблении тока импульсными источниками возникающие гармонические составляющие тока не совпадают по фазе с напряжением сети и протекают в нейтральном проводе. Обычно сечение нейтрального провода много меньше сечения фазовых проводов, поэтому гармонические составляющие тока, достигая критического значения, могут привести к пожару электросети. Для устранения негативного влияния импульсных источников на сеть Международная электрическая компания (МЭК) и Европейская организация по стандартизации в электротехнике (CENTELEC) приняли стандарты IEC555, устанавливающие ограничение на содержание гармоник, косинус фи (coscp) и коэффициент мощности импульсных источников. Коэффициент мощности Км определяется как отношение активной мощности, передаваемой источником потребителю, к кажущейся (полной) мощности, преобразуемой источником. В соответствии с принятым стандартом IEC555 норма Км вновь разрабатываемой аппаратуры должна быть не ниже 0,98. Для сравнения в импульсных выпрямителях с емкостным фильтром Км = 0,66. Эффективный метод реализации данного Км - применение корректоров коэффициента мощности (ККМ) на входе любого импульсного преобразователя. Основной стандарт EN61000-3 устанавливает также соотношение гармонических составляющих потребляемого из сети тока со
15 второй по сороковую гармоники. Эти ограничения на коэффициент мощности и гармонические составляющие тока импульсных источников распространяются на все разрабатываемые устройства мощностью свыше 75 Вт с января 2001 г. и в России.
Анализ процессов в ККМ на основе преобразователя повышающего типа, расчет Км, Кг, cosq), гармонических составляющих проводился в [36-39] при работе ККМ на резистивную нагрузку. Однако ККМ, как правило, работает не на резистивную нагрузку, а на импульсные преобразователи напряжения повышающего или понижающего типа, имеющие комплексное выходное сопротивление и отрицательную активную составляющую сопротивления по переменному току. Поэтому режим работы ККМ и его характеристики могут отличаться при работе на резистивную нагрузку от режима работы ККМ на импульсные преобразователи повышающего или понижающего типа.
Кроме активных ККМ используются также пассивные корректоры коэффициента мощности (ПККМ), которые имеют существенно худшие массогабаритные показатели по сравнению с активными ККМ, но они не имеют высокочастотных составляющих входного тока (гармоник с тактовой частотой коммутации транзисторов). В этом их принципиальное преимущество перед активными ККМ, что позволяет высокоэффективные импульсные источники питания с ПККМ использовать в измерительной, медицинской аппаратуре, в малошумящих усилителях, в усилителях с высоким коэффициентом усиления и т.д., где обычные импульсные устройства и активные ККМ не применяются из-за ухудшения электромагнитной совместимости с чувствительными РЭС. Анализ ПККМ также проводился при работе на резистивную нагрузку, что совершенно не отражает реальных процессов и характеристик ПККМ при их работе на импульсные источники питания.
Цель и основные задачи работы. Целью работы является решение проблем улучшения динамических, статических, массогабаритных характеристик и качественных показателей импульсных источников вторичного электропитания с ШИМ, включающих: преобразователей
переменного напряжения в постоянное (AC/DC); постоянного напряжения одного уровня в постоянное напряжение другого уровня (DC/DC); постоянного напряжения в переменное (DC/AC); корректоры коэффициента мощности, а также распределенные системы питания на их основе и обеспечение их электромагнитной совместимости с промышленной сетью в соответствии с новыми международными IEC555 и Российскими стандартами. Данная проблема решалась путем комплексного подхода, т.е. путем разработки и исследования структуры и параметров ИПН типа AC/DC и DC/DC с наилучшими динамическими и статическими характеристиками, DC/AC с качественными показателями выходного напряжения, удовлетворяющими требованием ГОСТ при работе на комплексную линейную, нелинейную (выпрямитель с емкостным или LC-фильтром) нагрузки и в режиме холостого хода, и минимальной массой и габаритами выходного СФ; исследования и разработки активных и пассивных ККМ, обеспечивающих требуемые ГОСТом коэффициент мощности и спектральный состав входного тока при работе ККМ на различные импульсные ИП с ШИМ, и, наконец, исследование устойчивости децентрализованной (распределенной) системы питания, содержащей импульсные источники питания с ШИМ, которые имеют комплексные выходное и входное сопротивления с отрицательной активной составляющей по переменному току.
Для достижения этой цели в диссертации решаются следующие основные задачи:
Исследование устойчивости, динамических характеристик, максимальной величины коэффициента стабилизации выходного напряжения и коэффициента ослабления низкочастотных пульсаций выходного напряжения ИПН с ШИМ понижающего и повышающего типов с многоконтурными ООС, представляющих собой нелинейные дискретные устройства.
Исследование и разработка однофазного инвертора промышленной частоты, обеспечивающего требуемые ГОСТом качественные показатели выходного напряжения при работе инвертора на комплексную линейную,
17 нелинейную нагрузки и в режиме холостого хода при минимальных массе и габаритах СФ.
Исследование принципов построения, структур, параметров и алгоритмов управления активных и пассивных ККМ, обеспечивающих требуемые ГОСТом коэффициент мощности, спектральный состав входного тока ККМ при их работе на импульсные стабилизированные преобразователи напряжения и регуляторы напряжения.
Разработка методики исследования и исследование устойчивости работы децентрализованных (распределенных) систем питания, использующих ИПНсШИМ.
Основные методы исследования. Теоретические исследования базируются на использовании фундаментальных положений теории электрических цепей, в частности, современного синтеза электрических цепей, теории нелинейных дискретных систем.
Научная новизна и основные положения, выносимые на защиту. В работе получены новые результаты:
в исследовании динамических и статических характеристик, устойчивости, максимальной величины стабилизации и коэффициента ослабления низкочастотных пульсаций выходного напряжения за счет ООС в высокочастотных ИПН AC/DC и DC/DC понижающего и повышающего типов с однозвенными фильтрами с равноволновыми характеристиками Чебышева и максимально плоскими характеристиками Баттерворта, различными контурами обратной связи, различным ослаблением фильтров, с различными коэффициентами усиления УПТ в цепи ООС, на основании которых разработаны импульсные ИП мощностью 300 Вт и 500 Вт с напряжением питания 500 В, со стабилизацией выходного напряжения 60 дБ, перерегулированием по напряжению 2%, при запасе по фазе Аф = 70;
в разработке и исследовании однофазного инвертора промышленной частоты, в результате которого разработан отечественный инвертор промышленной частоты мощностью 300 Вт с напряжением питания 350 В с
18 коэффициентом гармоник Кт ^ 2% без использования ООС при работе на комплексную линейную, нелинейную нагрузки и в режиме холостого хода с массогабаритными показателями на порядок лучшими по сравнению с отечественными аналогами;
в исследовании принципов построения, структур, параметров и алгоритмов управления активными и пассивными ККМ, которые обеспечивают Км = 0,997 и спектральный состав входного тока, удовлетворяющих требованиям ГОСТ не только при работе на резистивную нагрузку, но и на ИПНсШИМ;
в исследовании устойчивости распределенных систем питания, построенных на основе ИПН с ШИМ.
На основе проведенных исследований решена важная научно-техническая проблема - созданы импульсные преобразователи напряжения с ШИМ и децентрализованные системы питания на их основе с улучшенными динамическими и массогабаритными характеристиками, удовлетворяющие современным требованиям по коэффициенту мощности и спектральному составу входного тока в сети.
В диссертационной работе защищаются следующие основные научные положения:
Полученные передаточные функции коэффициента усиления разомкнутой петли ООС ИПН понижающего и повышающего типов, представляющих собой нелинейное дискретное устройство с многоконтурными ООС, как суммы соответствующих передаточных функций со своими ОС при условии, что в ИПН используется один ШИМ-компаратор и через него замыкаются пути обхода всех контуров ОС. Полученные передаточные функции позволяют определить коэффициент стабилизации выходного напряжения, запас устойчивости по амплитуде и фазе, полосу частот АЧХ, обеспечивающую подавление низкочастотных пульсаций за счет ООС.
Доказанное положение, что для существенного увеличения коэффициента стабилизации и запаса устойчивости по фазе и амплитуде для
19 ИГШ понижающего типа с однозвенным СФ следует использовать два контура ОС по выходному напряжению и току конденсатора. При этом обеспечивается существенное увеличение запаса устойчивости по фазе до Аф = 60 при В.я = і?ном и до Аф = 30 при і?и = ^хх для фильтра Баттерворта при стабилизации выходного напряжения 60 ч- 70 дБ и Аф = 70 при Ru = Ruom и Аф = 47 при і?н = і?хх для фильтра Чебышева. При одноконтурной ОС по выходному напряжению запас устойчивости при номинальной нагрузке і?н = Rhom не превышает 20, а в режиме холостого хода Rn = Rxx Аф < 10.
Доказанная идентичность частотных характеристик петлевого усиления цепи ООС двухтактных ИПН мостового и полумостового типов с разделительным конденсатором в первичной обмотке трансформатора и без конденсатора, которая позволяет при синтезе цепей ООС, выборе типа фильтра воспользоваться полученными в работе результатами для однотактного ИПН понижающего типа для синтеза цепей ООС и СФ также и для двухтактных ИПН с разделительным конденсатором в первичной обмотке трансформатора.
Проведенные исследования погрешности расчета частотных характеристик коэффициента петлевого усиления разомкнутого контура ООС ИПН с ТТТИМ с использованием метода усреднения и линеаризации, позволяющие определить реальные запасы устойчивости по амплитуде и фазе, коэффициент стабилизации, полосу частот АЧХ и повысить точность синтеза цепей ООС и выходного фильтра ИПН, являющихся дискретно-нелинейными устройствами, при замене их эквивалентными линейными системами.
Найденная структура ОС, тип и параметры выходного СФ ИПН, при которых величина перерегулирования на всех элементах ИПН не превышает 2% при всех режимах работы при коэффициенте стабилизации 60 дБ и запасе устойчивости по фазе Аф = 70.
6. Полученный результат, что при совокупности динамических и
статических характеристик, устойчивости работы, массогабаритным
показателям предпочтение следует отдать ИПН с однозвенным чебышевским
20 фильтром и двухконтурной ОС по выходному напряжению и току конденсатора фильтра.
Показанная возможность увеличения коэффициента стабилизации свыше 40 дБ при запасе устойчивости по фазе больше 60 для ИПН повышающего типа, передаточная функция петлевого усиления ООС которого содержит неминимально-фазовое звено, нуль которого лежит в правой полуплоскости комплексной переменной, при использовании инерционного звена коррекции в контуре ОС по выходному напряжению. Без найденных цепей коррекции коэффициент стабилизации не достигает и 25 дБ.
Проведенные исследования инвертора промышленной частоты и предложенная методика расчета выходного фильтра, которые позволили не только получить коэффициент гармоник выходного напряжения (Кг<2%) в режиме холостого хода, удовлетворяющий требованиям ГОСТ, но и на порядок снизить индуктивность дросселя и емкость конденсатора выходного фильтра по сравнению с выходными фильтрами известных в литературе аналогов.
Проведенные исследования различных принципов построения и алгоритмов управления, а также различных структур активных и пассивных корректоров коэффициента мощности ККМ. Проведенные исследования коэффициента мощности Км, коэффициента гармоник Кт, coscp, которые позволили определить оптимальные значения постоянной времени тн = С1і?н и характеристическое сопротивление р активного ККМ, выполненного по схеме ИПН повышающего типа, при которых Ки= 1, Кг = 2%. Доказанные положения, что для активного ККМ характер изменения и значения Км, Кг, coscp при работе на резистивную нагрузку и на ИСН практически одинаковы. Найденная структура пассивного ККМ, обеспечивающая Км, удовлетворяющий ГОСТ. Найденные условия возникновения нерабочих режимов в активных и пассивных ККМ и методы их устранения.
10. Проведенные исследования устойчивости децентрализованной
(распределенной) системы питания на основе ИПН с ШИМ, использующие
21 частотные характеристики комплексного выходного сопротивления «ведущего» ИПН (генератор) и комплексного входного сопротивления «ведомых» ИПН (потребители) и результаты этих исследований.
Практическая ценность работы заключается в том, что проведенные исследования послужили основой для разработки ИПН с ШИМ типа AC/DC мощностью 300 Вт, напряжением питания 500 В, нестабильностью выходного напряжения 60 дБ и перерегулированием выходного напряжения при скачкообразном изменении сопротивления нагрузки в пределах ±30% не более 2%, а также инвертора промышленной частоты, позволившего не только обеспечить Кг<2% при работе на комплексную линейную, нелинейную нагрузки и в режиме холостого хода, а также на порядок улучшены массогабаритные показатели выходного фильтра по сравнению с фильтрами отечественных аналогов.
Основные научные положения диссертации служат методической базой для создания специального курса по теории электрических цепей, а также для дипломного проектирования на кафедре ТЭЦ.
Внедрение результатов диссертационной работы. Теоретические и практические результаты диссертации использовались в научно-исследовательских работах, проводимых на кафедре ТЭЦ СПбГУТ по гранту СПбГУТ им. проф. М.А. Бонч-Бруевича «Разработка программно-аппаратного комплекса для автоматизированного измерителя частотных характеристик нелинейных импульсных преобразователей и систем электропитания, включающих цепи с распределенными параметрами для модернизации учебно-лабораторной базы кафедр ТЭЦ и «Линии связи» и хоздоговору с ФГУП «НТЦ «Радиосвязь, радиовещание и телевидение».
Результаты исследований устойчивости работы ИПН и результаты исследований методов улучшения динамических характеристик внедрены в ИПН переменного напряжения в постоянное напряжение мощностью 300 Вт, с выпрямленным входным напряжением 500 В, выходным напряжением 350 В и в инверторе напряжения промышленной частоты мощностью 300 Вт.
Апробация работы. Основные результаты работы обсуждались на научных семинарах кафедры ТЭЦ СПбГУТ, научно-технических конференциях профессорско-преподавательского состава СПбГУТ им. проф. М.А. Бонч-Бруевича, а также 4-й и 6-й всероссийских конференциях «Состояние и перспективы развития энергетики связи».
Публикации. По теме диссертации опубликовано 11 печатных работ, в том числе 8 статей и 3 научных доклада.
Структура и объем диссертации. Работа состоит из введения, шести глав, заключения и списка литературы, включающего 99 наименований. Диссертация содержит 111 страниц текста, 120 рисунков и 29 таблиц.
Математическая модель ИПН понижающего типа
Динамические характеристики (перерегулирование по току и напряжению при включении и отключении ИПН, скачкообразном изменении входного напряжения и нагрузки), высокочастотные пульсации тока дросселя и выходного напряжения могут быть найдены из решения системы дифференциальных уравнений, описывающих переменные состояния: токи в индуктивностях и напряжения на емкостях на различных этапах работы ИПН, когда транзистор находится в открытом и закрытом состоянии.
Исследование статических характеристик ИПН (коэффициент стабилизации выходного напряжения и тока, запас устойчивости по фазе и амплитуде, полоса подавления низкочастотных пульсаций) осуществляется с помощью критерия Найквиста по частотным характеристикам передаточной функции разомкнутой петли ОС ИПН. Частотные характеристики могут быть получены путем сведения дискретно-нелинейных моделей импульсного преобразователя напряжения к непрерывной линейной модели с использованием метода усреднения и линеаризации дифференциальных уравнений.
На рис. 1.1 приведена схема импульсного преобразователя понижающего типа при использовании однозвенного LC-фильтра с обратными связями по выходному напряжению и току конденсатора.
В схеме приняты следующие обозначения: JJ-QX, t/вых - соответственно входное и выходное напряжения ИПН; rLbrc\ - сопротивления потерь в элементах фильтра L\, О;
-Ядь-Яда -делитель напряжения с коэффициентом передачи а = І?Д2/{RRi + RK1) Для обеспечения ОС по выходному напряжению;иэт - опорный эталонный источник;uoui(t) -сигнал ошибки, равный разности опорного напряжения и суммарного напряжения оратной связи;un(t) = UnmsK(tmodT)/T -выходное напряжение генератора пилообразногонапряжения, С/птах - размах пилообразного напряжения, Т- его период, ftnodr -остаток от деления tIT. Сигнал ошибки:— АуС/эт где х\ и л;2 - переменные состояния, т.е. ток в индуктивности и напряжение на емости;Ку - коэффициентах усиления УПТ в цепи обратной связи;і?ш -сопротивление шунта для обеспечения ОС по току конденсатора фильтра О;- І = ш " Rui - коэффициент усиления УПТ в цепи ОС по току конденсаторафильтра С\.
На компаратор подаются два сигнала: сигнал ошибки и сигнал пилообразного напряжения. В зависимости от их соотношения:на выходе компаратора формируются импульсы напряжения (рис. 1.2).
Если s(f) О, то транзистор VT1 открыт, диод VD1 закрыт.Если s(f) О, то на выходе компаратора ноль, транзистор закрыт, диод открыт. Если выходное напряжение /Вых увеличилось, то сигнал ошибки уменьшается и, соответственно, уменьшится длительность закрытого состояния транзистора, что приведет к уменьшению С/вых ДО прежнего (установившегося) значения. Таким образом осуществляется стабилизация выходного напряжения. Для предотвращения дробления импульса в схему управления введен RS-триггер.
Переменные состояния на интервале проводимости транзистора определяются уравнением:на интервале выключенного состояния транзистора уравнением: На основании законов Кирхгофа получены дифференциальные уравнения переменных состояния при s(t) 0 и s(f) 0.Матрицы коэффициентов переменных состояния А] и А2 и матрицы коэффициентов вынужденного воздействия Bi и В2 для ИПН с однозвенным фильтром имеют вид:
Приведенные выше выражения для матричных коэффициентов Аь А2, Вь В2 соответствуют режиму непрерывного или безразрывного тока индуктивности схемы ИПН. Режим прерывистого тока реактора [52], при котором в интервале паузы ток имеет разрывной характер, т.е. снижается до нуля, имеет место, когда величина индуктивности меньше критической. Как известно, это является недостатком, так как ухудшает сглаживание пульсаций на выходе ИПН и поэтому обычно недопустимо.
Выполнение условия LKP RH/2fT обуславливает непрерывность тока индуктивности в установившемся режиме. Для многих динамических характеристик ИПН наибольший интерес представляет режим работы вблизи номинального значения сопротивления нагрузки і?ном- Однако в переходных режимах (при запуске ИПН, резком уменьшении тока нагрузки, т.е. резком увеличении Ru), учет особенностей режима прерывистого тока индуктивности является необходимым.О О В соответствии с [53], длительность отсечки тока в индуктивности характеризуется временным интервалом, в течение которого ток реактора х\ = О, и поэтому силовая часть ИПН вырождается в цепь первого порядка, состоящую из выходного конденсатора С\, включенного параллельно нагрузки і?н- Для такой цепи VT1 - закрыт, VD\ - открыт. Т.е. на этом временном интервале силовая часть ИПН характеризуется матричными коэффициентами Аз, В3:
При использовании метода переменных состояния по мгновенным значениям параметров на каждом шаге вычислений определяется сигнал s(t) и в зависимости от его знака решаются уравнения состояния либо для цепи с открытым транзистором, либо для цепи с закрытым транзистором.
Решение уравнений состояния может быть осуществлено одним из стандартных численных методов, например методом Эйлера [24, 54]. Согласно этому методу для дифференциального уравнения x = f(t,x) решение х(п+\) при t = (n + l)h, т.е. на (и+1)-ой итерации, определяется следующим образом: x(n + V)mx(n) + f{t,x(nj), где x(n) - известное значение искомой переменной,вычисленное на предыдущей итерации. Таким образом, вычисления производятся последовательно, начиная с заданного начального значения х((У). Для ИГШ с однозвенным фильтром решение уравнений состояния по методу Эйлера принимает вид:Описанный метод реализован в программах вычислений на алгоритмическом языке Pascal, которые использовалась при исследовании переходных процессов в ИГШ в следующем разделе.управляющему воздействию импульсного преобразователя в частотной форме. Для этого необходимо от дискретной импульсной системы перейти к усредненной и линеаризованной [23, - 30, 49].
Система уравнений (1.1)-(1.2) описывает преобразователь как дискретное устройство и справедлива только на своём временном интервале, т.е. отражает информацию только при включенном (1.1) или выключенном (1.2) ключевом элементе и является математической моделью дискретной системы. Идея метода усреднения состоит в замене матрично-векторного описания двух различных линейных цепей, описываемых уравнениями на двух интервалах периода Т, одним эквивалентным уравнением на всём периоде Т.
Исследование устойчивости и коэффициента стабилизации с использованием частотных характеристик непрерывной линеаризованной модели
Наряду с такими характеристиками как коэффициент стабилизации и запас устойчивости по фазе, для расчета ИПН необходимо знание таких динамических характеристик как перерегулирование по току и напряжению при включении и отключении ИПН, скачкообразном изменении входного напряжения и сопротивления нагрузки; пульсации накопительного дросселя и выходного напряжения [30].
В табл. 2.3,2.4 приведены результаты расчета коэффициента стабилизации (КСт, дБ), нестабильности выходного напряжения (Л/вых//вых %) перерегулирования по току дросселя и транзистора (о"і), выходного напряжения (оу), пульсаций тока дросселя и транзистора, а также пульсаций выходного напряжения для волновых сопротивлений р = 0,22 Ом и р = 0,35 Ом, для различных коэффициентов усиления УПТ при изменении нагрузки в пределах ± 50% (табл. 2.3) и входного напряжения ± 25% (табл. 2.4). При исследовании постоянная цепи коррекции была выбрана равной тк = 380мкс. Расчеты проводились с применением режима ограничения по величине тока транзистора на уровне 75 А.
На рис. 2.7, 2.8 приведены зависимости Кет от относительного изменения сопротивления нагрузки (KCT.R) соответственно для режима без ограничения величины тока транзистора и с ограничением тока на уровне 75 А. При превышении величины тока более 75 А схема управления формирует сигнал, который закрывает транзистор. На рис. 2.9 приведены временные диаграммы тока дросселя, выходного напряжения и сигнала на выходе RS-триггера без ограничения (а) и с ограничением (б) величины тока транзистора. На рис. 2.9 по оси абсцисс отложены нумерация периодов тактовой частоты с 500-го по 550-й период, а по оси ординат ток в амперах и напряжение в вольтах.На рис. 2.10 приведены зависимости Лет от относительного изменения входного напряжения (Лст.и) Для различных Ку при ограничении тока транзистора.
Коэффициент стабилизации увеличивается с ростом Ку, относительного изменения сопротивления нагрузки и входного напряжения, достигая наибольшей величины КСт = 46 дБ при р = 0,22 Ом и Ку = 160. При работе ИПН в режиме ограничения величины тока транзистора, который реализуется при уменьшении сопротивления более чем на 30% от номинального значения Яном = 1,92 Ом, существенно снижается коэффициент стабилизации.
Для номинального сопротивления (і?ном= 1 э92 Ом) и входного напряжения (/вх = 48В) величины перерегулирования по току Gi и напряжению ои приведены при включении ИПН (полужирный шрифт), для остальных нагрузок и входных напряжений при их скачкообразном изменении относительно номинальных значений. Величина перерегулирования по току с незначительно изменяется с ростом Ку и уменьшается с ростом р. Величина перерегулирования по выходному напряжению o\j также незначительно изменяется с ростом Ку и увеличивается с ростом р. При скачкообразном изменении і?н и UBX ои не превышает 10%, а при запуске ИПН - 25%. Большая величина перерегулирования по току дросселя и транзистора при запуске ИПН приводит к необходимости использования пускового терморезистора, а при скачкообразном изменении R и 4х устройств ограничения по току.
Величина пульсаций тока дросселя уменьшается с увеличением волнового сопротивления р, сопротивления нагрузки и уменьшением входного напряжения. Величина пульсаций выходного напряжения существенно увеличивается с уменьшением сопротивления нагрузки и слабо зависит от Ку иР В табл. 2.5 приведены результаты расчетов коэффициента стабилизации изапаса устойчивости по фазе ИПН с корректирующим звеном, рассчитанныеметодом усреднения и линеаризации переменных состояния в зависимости отсопротивления нагрузки для различных коэффициентов усиления УПТ в цепиобратной связи. і ГСт рассчитывался (табл. 2.5) как коэффициент усиления разомкнутой линеаризованной системы на нулевой частоте и, следовательно, характеризует стабилизацию выходного напряжения ИПН как усредненной линейной системы, хотя в действительности она является дискретно-нелинейной системой. Поэтому, результаты расчета, полученные точным временным методом и приближенным методом усреднения и линеаризации переменных состояния, должны отличаться.
В принципе качественный характер зависимостей КСт от 7?н и Ку совпадает (табл. 2.3 и 2.5). Коэффициент стабилизации растет с ростом Ку и R . Количественно результаты расчетов, полученные точным и приближенными методами, при р = 0,35 Ом отличаются до 10 дБ (3-х раз). С ростом Ку (табл. 2.5) уменьшается запас устойчивости по фазе (Лср), достигая значений Аф 20 для ИПН при р = 0,22 Ом и Ку = 160, при р = 0,35 Ом и Ку = 60. Хотя приближенный метод расчета определяет данные режимы как устойчивые (Аф 20), результаты расчета точным временным методом (рис. 2.11, 2.12) показывают, что данные режимы неустойчивы. Для ИПН с р = 0,22 Ом и Ку=160 имеет место возбуждение на субгармонике с частотой 20 кГц при тактовой частоте 132 кГц (рис. 2.11), а для ИПН с р = 0,35 Ом и Ку = 80 система возбуждается на частоте 30 кГц (рис. 2.12).
Таким образом проведенные исследования ИПН повышающего типа, являющегося неминимально-фазовой системой с переменной структурой, с корректирующим звеном в цепи обратной связи показали:- максимальный коэффициент стабилизации импульсного преобразователя напряжения (ИПН) с емкостным фильтром без устройств коррекции не может достигать более 25 дБ.возможность увеличения коэффициента стабилизации свыше 40 дБ при запасе устойчивости по фазе Аф больше 60 при использовании инерционного корректирующего звена в цепи ОС;Рис. 2.12. Временные диаграммы выходного напряжения и тока дросселя при р = 0,35,Яу = 8 - приближенный метод усреднения и линеаризации переменных состояния имеет большую погрешность и может использоваться только для качественных исследований и оценок;- полученные результаты исследований КСт, Д вых/ вых ь и, пульсаций тока дросселя, выходного напряжения и т.д. позволяют рассчитать ИПН по заданным параметрам (транзисторы, диоды, дроссель, конденсатор).
Основные результаты проведенных и изложенных в данном разделе исследований можно сформулировать следующим образом.1. Получена математическая модель, которая описывает ИПН как дискретное нелинейное устройство с переменной структурой. На основе этой модели разработана программа вычислений на алгоритмическом языке ПАСКАЛЬ, которая использовалась при исследовании динамических и статических характеристик ИПН.2. С использованием метода усреднения и линеаризации получена передаточная функция коэффициента усиления разомкнутой петли ОС как сумма соответствующих передаточных функций различных ОС при условии, что в ИПН используется один компаратор ШИМ и через него замыкаются пути обхода всех контуров ОС. В передаточной функции петлевого усиления разомкнутой цепи ООС по выходному напряжению ИПН повышающего типа один из нулей лежит в правой полуплоскости комплексной переменной, т.е. передаточная функция содержит неминимально-фазовое звено. Это приводит к уменьшению запаса устойчивости по фазе ИПН повышающего типа по сравнению с понижающим ИПН. При помощи передаточной функции была исследована устойчивость ИПН, найдены оптимальные структуры ОС и корректирующих цепей, обеспечивающие достаточно большой коэффициент усиления (более 40 дБ) и запас устойчивости по фазе (Аф 60).
Особенность работы однофазного инвертора напряжения с ООС
Отрицательная обратная связь (ООС) в инверторе осуществляется по мгновенному значению выходного напряжения. Сигнал ООС снимается с выхода силового фильтра и подаётся на дифференциальный усилитель (ДУ), выполненный на операционном усилителе DA1. Далее сигнал с выхода ДУ сравнивается с опорным синусоидальным напряжением, полученным от источника опорного напряжения (ИОН), и сигнал ошибки подается на инверсный вход компаратора, на другой вход компаратора подается двухполярное равностороннее пилообразное напряжение (рис. 3.10).
Такой принцип организации ООС приводит к уменьшению сигнала ошибки, равного разности эталонного синусоидального сигнала и выходного сигнала, т.е. реализации формы выходного напряжения близкого к форме эталонного сигнала синусоидальной формы.
Из рис. 3.11, 3.12 видно, что форма выходного напряжения АИН, работающего на линейную нагрузку, улучшается с использованием отрицательной обратной связи (ООС) по выходному напряжению. При работе на нелинейную нагрузку (рис. 3.13) значительно искажается форма выходного напряжения даже при использовании ООС по выходному напряжению (рис. 3.14); резко искажается форма тока дросселя, и увеличивается максимальное значение тока через дроссель фильтра, транзисторы и диоды АИН (с 4 А до 14 А). Последний фактор может привести к выходу транзисторов из режима насыщения в активный режим и выходу АИН из строя. 146
Рис. 3.14. Временные диаграммы АИН с ООС (О =8 мкФ, L\ = 1,37 мГн) при работе на нелинейную нагрузку (С2 = 100 мкФ, йн = 300 Ом): а - выходное напряжение (иных); б - ток через дроссель (/и)Рис. 3.15. Частотные характеристики петлевого усиления, рассчитанные с помощьюимпульсной модели методом замкнутого контура и с помощью линейной разомкнутоймодели, для инвертора напряжения с ООС по г пых и с однозвенньш: СФ(II = 1,ЗмГн,С1 -8мжФ,щ- 100мОм,гсі = 50мОм),Дц= 150 Ом
При введении ООС по выходному напряжению встает вопрос обустойчивости инвертора. Для определения коэффициента стабилизации, запаса устойчивости по фазе и амплитуде были рассчитаны частотные характеристики петлевого усиления (рис. 3.15) методом замкнутого контура с использованием импульсных моделей и с помощью метода усреднения и линеаризации (линейной модели). В качестве линейной модели для расчета петлевого усиления инвертора использовалась линейная модель ИПН понижающего типа, рассмотренная в главе 1, т.к. при расчете петлевого усиления инвертора источник опорного синусоидального напряжения заменяется источником опорного постоянного напряжения с различными значениями напряжения, т.е. инвертор заменяется ИПН понижающего типа.
Из рис. 3.15 видно, что АЧХ петлевого усиления, рассчитанная методом замкнутого контура на 5,5 дБ (в 1,9 раз) превышает АЧХ петлевого усиления, рассчитанную с помощью линейной модели. ФЧХ петлевого усиления, рассчитанная методом замкнутого контура, практически совпадает с ФЧХ, рассчитанной с помощью линейной модели. Запас устойчивости по фазе практически отсутствует (единицы градусов).
В данной главе обосновано применение однофазного инвертора с одноуровневой двухполярной формой напряжения (класс AD) на входе сглаживающего фильтра при использовании ШИМ по синусоидальному закону и проведено его исследование при работе инвертора на комплексную линейную, нелинейную (выпрямитель с емкостным фильтром) нагрузки и в режиме холостого хода. Основные результаты данного раздела заключаются в следующем:1. Исследовано изменение спектрального состава напряжения на входе фильтра инвертора напряжения в зависимости от сопротивления транзисторов, времени задержки переключения транзисторов «стойки» моста при односторонней и двухсторонней формах пилообразного напряжения.2. Исследован характер изменения коэффициента гармоник от параметров фильтра выпрямителя для линейной, нелинейной нагрузок и в режиме холостого хода в инверторе без отрицательной обратной связи и с ООС.
3. Показано, что режим двухполярной синусоидальной ШИМ в отличие от режима однополярной синусоидальной ШИМ позволяет обеспечить коэффициент гармоник не более 2% при работе инвертора в режиме холостого хода, что удовлетворяет требованиям ГОСТ.
Исследование пассивных корректоров коэффициента мощности
Пассивные корректоры коэффициента мощности (ПККМ) имеют существенно худшие массогабаритные показатели по сравнению с активными ККМ, но они не имеют высокочастотных составляющих (гармоник с тактовой частотой коммутации транзисторов) входного тока. В этом их принципиальное преимущество перед активными ККМ. Это позволяет высокоэффективные импульсные источники питания с ПККМ использовать в медицине, измерительной аппаратуре, в малошумящих усилителях, в усилителях с высоким коэффициентом усиления и т.д., где обычные импульсные устройства не применяются из-за ухудшения электромагнитной совместимости.
В данном разделе исследуются пассивные корректоры коэффициента мощности, проводится их анализ с использованием программного обеспечения Micro-CAP 7.0. Рассматриваются особенности работы ПККМ с импульсным преобразователем напряжения (ИПН), охваченным обратной связью (стабилизатор), и импульсным преобразователем напряжения, не охваченным обратной связью (регулятор). Исследуются коэффициент мощности, коэффициент гармоник, коэффициент нелинейных искажений потребляемого тока, пульсации напряжения на выходе ПККМ и на выходе импульсного преобразователя напряжения.
На рис. 4.13а представлена схема выпрямителя, нагруженного на резистивную нагрузку с емкостным фильтром СІ. В данной схеме из сети потребляется ток с малым углом отсечки 0 (г"вх 0, когда иВых ивх) (рис. 4.136), поэтому он имеет плохие качественные характеристики (Км = 0,589, Кт = 135,7%).
Чтобы улучшить спектральный состав входного тока, что достигается при увеличении угла отсечки тока, потребляемого из сети, надо перед диодным мостом включить индуктивность, которая увеличит угол отсечки и уменьшит гармоники тока. Входной ток имеет спектр амплитуд, состоящий из нечетных гармоник частоты сети (рис. 4.13в), поэтому для улучшения спектра входного тока и увеличения коэффициента мощности следует параллельно входу диодного моста включить последовательный колебательный контур, настроенный на наибольшую третью гармонику сетевого напряжения - 150 Гц (рис. 4.14«). Этим достигается существенное улучшение спектрального состава тока в сети и увеличение выходного напряжения выпрямителя, т.о. что оно может превышать амплитудное значение напряжения сети (рис. 4.146, 4.14в). При этом могут существенно повышаться Кии и coscp. В данном ПККМ значения индуктивности Ы и емкости С\ выбираются из соображения получения максимального значения cosq), который увеличивается с ростом 1,1 и С1, а значения элементов колебательного контура L2 и С2 выбираются так, чтобы обеспечивались требуемое выходное напряжение 17Вых и резонанснаячастотаfo = I \2ж-\jL2 С2\ = 150 Гц. Для увеличения выходного напряжения
ПККМ необходимо уменьшить Ы и увеличить С2. Данная схема имеет хорошие качественные характеристики (Км — 0,999, Кт = 3,6%).
Другой тип ПККМ представлен на рис. 4.15а. В него входят включённый последовательно с выпрямительным мостом дроссель Ы и емкости С2 и СЪ, включённые параллельно диодам VD2 и VD4. В такой схеме ПККМ пульсации выходного напряжения имеют почти синусоидальную форму (рис. 4.156, 4.15е), и в 2 раза снижается величина входного дросселя по сравнению с предыдущей схемой (рис. 4.14). Км = 0,982, Кт = 19,2%.На рис. 4.16а приведена схема ПККМ, где, в отличие от предыдущих схем (рис. 4.14 и 4.15), реализуется пониженное выходное напряжение с прямоугольной формой пульсаций. Величина выпрямленного напряжения и пульсации выходного напряжения в основном определяются входным дросселем Z1 и в меньшей степени емкостями С\ и С2. Чем больше величина входного дросселя L\, тем меньше пульсации выходного напряжения, улучшается Кии и уменьшается cosq) (Км = 0,952, Кг = 22,7%). Результаты исследования характеристик ПККМ, нагруженных на резистор, приведены в табл. 4.7.
Анализ ККМ (как активных, так и пассивных) в [83,86-89] рассматривался при их работе на резистивную нагрузку. Однако корректор коэффициента мощности, как правило, работает не на резистивную нагрузку, а на ИПН. В случае с активным ККМ, рассмотренным в [90], было показано, что его характеристики при работе на резистивную нагрузку и на ИПН (понижающего и повышающего типов) не сильно различаются, и поэтому возможно с целью уменьшения длительности расчёта производить анализ активного ККМ на резистивную нагрузку, а затем оптимизировать его (если надо) на конкретный импульсный преобразователь. Но в случае с пассивным корректором, который в отличие от активного не охвачен обратной связью и не отслеживает ни форму тока в сети, ни выходное напряжение, характеристики корректора коэффициента мощности (Км, Кг, cosq), Кш) могут изменяться совсем по-другому, если вместо резистивной нагрузки его нагрузкой является стабилизатор (рис. 4.17а) или регулятор (рис. 4.176) [91].
При работе пассивного ККМ (рис. 4.14) на импульсный стабилизатор напряжения (ИСН) понижающего типа (рис. 4.17 я) последний перестает выполнять свои функции (рис. 4.18), т.е. не обеспечивает требуемое выходное напряжение (48 В), заданную величину пульсаций, заданную стабильность. Это связано с тем, что выходная емкость ПККМ С\ (рис. 4.14) не успевает зарядиться до необходимой величины, т.е. напряжение на входе ИСН меньше, чем должно быть - требуемое напряжение на его выходе, и напряжение на нагрузке ИСН мВых становится равным напряжению на его входе щ. Для устранения этого режима надо уменьшить индуктивность дросселя Ы пассивного корректора, но как было показано в случае ПККМ с резистивной нагрузкой, уменьшение индуктивности входного дросселя приводит куменьшению coscp и, следовательно, Км (рис. 4.19).Нерабочий режим в системе ПККМ-ИСН возникает также приувеличении выходной емкости ГЖКМ О, увеличении потерь в дросселях как вПККМ, так и в ИСН, а также уменьшении сопротивления нагрузки. В табл.4.13а приведены характеристики ПККМ: U\ - выходное напряжение ККМ, Кц коэффициент пульсаций выходного напряжения ККМ U\, /вхэфф - действующеезначение входного тока, Кш, coscp, Км и Кг. В табл. 4.136 приведеныхарактеристики ИСН: іпи и 7 - соответственно пульсации выходного
