Содержание к диссертации
Введение
2. Проблема определения временного положения эхо- сигнала при ультразвуковой локации протяженных сложноструктурных изделий 13
2.1. Анализ проблем определения толщины при традиционной уз эхолокации (дефектоскопии, толщинометрии) 16
2.2. Задача уз эхо-локации (дефектоскопии, толщинометрии) изделий с большим интегральным затуханием сигналов 23
2.3. Задача уз эхо-локации (дефектоскопии, толщинометрии сложноструктурных изделий 25
3. Пути решения проблем чувствительности и точности определения временного положения эхо-сигналов при уз локации изделий с большим затуханием ультразвука 32
3.1. Условия выделения уз эхо-сигналов из белого шума 32
3.2. Использование сложномодулированных сигналов в уз эхо-локации 35
3.3. Использование синхронного детектирования уз эхо-сигналов 37
3.4, оценка повышения точности измерения временн6го положения уз эхо-сигнала за счет использования сложномодулированных сигналов.39
3.5. Использование сплит-способа и сплит-сигналов для компенсации
искажений сигнала в электроакустическом тракте уз дефектоскопа 45
3.5.1. Основные свойства сплит-способа и сгшит-сигнапа 45
3.5.2. Чувствительность УЗ локации изделий при использовании сплит-способа... 50
3.5.3. Компенсация искажений в ЭАТпри использовании сплит-способа контроля 51
4. Пути решения проблемы выделения уз эхо-сигналов из структурного шума при одноканальном контроле ...60
4.1. Статистические характеристики структурного шума 61
4.2. Вопросы обнаружения уз эхо-сигнала в структурном шуме при одноканальном контроле 64
4.3. Оценка точности определения временного положения эхо-сигнала, замаскированного структурным шумом при одноканальном контроле 66
4.4. Временная декорреляция эхо-сигнала и структурного шума 68
4.4.1. Положения теории оптимальной фильтрации применительно к проблемам выделения УЗ эхо-сигналов из небелого шума при одноканальном контроле 69
4.4.2. Обоснование применимости вейвлет-обработки УЗ эхо-сигналов для временной декорреляции структурного шума 74
4.4.3. Постановка эксперимента по натурному моделированию времнной декорреляции структурного шума 79
4.5. Применение вейвлет-обработки уз эхо-сигналов при одноканальном контроле для выделения уз эхо-сигнала из структурного шума и измерения его временного положения 87
4.5.1. Использование вейвлет-обработки УЗ сигнала для выделения эхо- сигнала из структурного шума 87
4.5.2. Применение веивлет-обработки при измерении временного положения УЗ эхо-сигналов 92
4.6. Методы частотной декоррвляции сигнала и структурного шума 92
5. Аппаратно-программный комплекс уз локации сложноструктурных материалов и изделий 96
5.1. Общие положения 96
5.2. Структурная схема 97
5.3. Узел аналого-цифрового интерфейса 99
5.3.1. Общие сведения 99
5.3.2. Структурная схема 100
5.3.3. Основные характеристики устройства 102
5.4. Узел обработки аналоговых сигналов 103
5.4.1. Приемный тракт 103
5.4.2. Передающий тракт 105
5.5. Программное обеспечение 105
5.5.1. Общие сведения 105
5.5.2. Используемые алгоритмы и методы обработки сигналов 106
5.5.3. Интерфейс оператора системы 109
5.6. Результаты практических испытаний комплекса 116
5.6.1. Обнаружение донного эхо-сигнала в многослойной среде 116
5.6.2. Измерение толщины изделия с высоким затуханием УЗ 119
5.6.3. Накопление и визуализация результатов серийных измерений 121
5.6.4. Применение методов частотной декоррвляции при УЗ контроле колоколов 121
5.6.5. Разрешение расслоения у дальней границы изделия 125
Заключение 128
Список литературы Ш
- Задача уз эхо-локации (дефектоскопии, толщинометрии) изделий с большим интегральным затуханием сигналов
- Использование синхронного детектирования уз эхо-сигналов
- Оценка точности определения временного положения эхо-сигнала, замаскированного структурным шумом при одноканальном контроле
- Узел обработки аналоговых сигналов
Введение к работе
1.1. Актуальность темы. Постановка задачи
Ультразвуковая (УЗ) локация материалов и изделий для целей неразрушающего контроля (НК) начала развиваться в 30-е г.г. XX века одновременно с развитием радиолокации. В первые годы своего развития метод УЗ локации сред (запатентованный в 1928 г. В.Я.Соколовым [1]) ничем не отличался от метода радиолокации. Однако, в последующие годы основное развитие УЗ методов локации сосредоточилось в основном на проблемах акустики, вопросах методики контроля и т. п.
На протяжении многих лет УЗ методы локации разрабатывались для НК изделий из металлов, в которых УЗ волны распространяются, как правило, без значительных ослаблений. УЗ контроль металлов проводят на относительно высоких частотах (3-5 МГц) с помощью так называемого метода ударного возбуждения. Отраженные от дефектов УЗ эхо-сигналы после акустоэлектрического преобразования в приёмном пьезопреобразователе (ПП) и усиления поступают непосредственно на устройства индикации; какая-либо специальная радиотехническая обработка эхо-сигналов в традиционных приборах УЗ локации (дефектоскопах, толщиномерах) не производится. По амплитуде и времени запаздывания эхо-сигналов судят о наличии, местоположении и параметрах дефектов.
В 1960-е годы стали широко использоваться новые конструкционные материалы - полимерные композиционные материалы (ПКМ) или композиты. Такие материалы разрабатывались для оборонной, авиационной и космической промышленности. Очевидно, что изделия из ПКМ для этих отраслей должны иметь 100-процентную гарантию качества. По этой причине параллельно с развитием индустрии КМ развивались методы и приборы НК изделий из композитов, среди которых основное место занимают УЗ методы контроля. Особенностью КМ является их большое разнообразие; при этом почти каждый новый материал обладает своими уникальными свойствами. По этой причине для каждого качественно нового материала приходилось создавать свой метод (устройство) УЗ контроля. Другой особенностью композитов является сложная неоднородная структура и высокое частотно-зависимое затухание УЗ сигналов, поэтому контроль КМ проводят на низких частотах порядка 100 КГц. Однако, и на таких частотах при локации относительно протяженных изделий УЗ волны сильно ослабевают; возникает проблема обнаружения эхо-сигналов на фоне белого шума приёмной части аппаратуры контроля. Сложная неоднородная структура ПКМ приводит к многочисленным отражениям от элементов структуры, маскирующим УЗ эхо-сигналы от дефектов. Возникает проблема обнаружения и выделения эхо-сигналов из коррелированной помехи -структурного шума. Тем самым, спустя много лет после создания УЗ локации изделий возникла проблема помехоустойчивого контроля, во многом схожая с проблемой помехоустойчивой радиолокации. Все это обусловило появление комплекса проблем УЗ контроля, которые раннее не рассматривались в традиционной УЗ локации:
Во-первых, появилась необходимость разрабатывать специальные высокочувствительные методы контроля ПКМ, обеспечивающие обнаружение и выделение УЗ эхо-сигналов от дефектов из шумов и помех, точное измерение параметров сигналов, замаскированных и искаженных шумами и помехами. При этом для увеличения чувствительности УЗ контроля приходится использовать относительно низкие частоты УЗ сигналов (около 100 КГц), что, в свою очередь, осложняет проблему разрешающей способности и точности измерения эхо-сигналов.
Во-вторых, оказалось, что обеспечить НЧ помехоустойчивый контроль разнообразных сложноструктурных изделий невозможно с помощью только какого-то одного метода (как это делается в традиционных приборах УЗ контроля изделий из металлов), - решить все появляющиеся проблемы возможно, только используя разнообразные сигналы и различные методы их обработки. Тем самым, появилась необходимость разрабатывать многофункциональную аппаратуру УЗ контроля - аппаратуру, которая должна позволять гибко (программным способом) организовывать различные методы контроля, использовать различные сигналы и методы их обработки, менять параметры используемых сигналов для каждого нового изделия из ПКМ.
Следует отметить, что проблема выделения эхо-сигналов из шумов и помех (как и проблема искажения эхо-сигнала в ЭАТ) всегда присутствовала в традиционной УЗ дефектоскопии, этой проблемой занимались многие ведущие ученые (Ермолов И.Н., Гурвич А.К., Щербинский В.Г. и др.). Однако, из-за чрезвычайной сложности эта проблема долгие годы не получала должного развития ни в нашей стране, ни за рубежом. Действительно, разрабатывать для УЗ неразрушающего контроля относительно недорогих изделий из металлов дорогую многофункциональную аппаратуру (особенно в те годы, когда отсутствовала соответствующая элементная база, не было высокопроизводительной и дешевой вычислительной техники) было нецелесообразно. Только при появлении изделий из композитов, используемых в оборонной и авиа-космической промышленности, вопрос разработки специальной аппаратуры помехоустойчивого контроля ПКМ был решен, т.к. требования к надёжности изделий из ПКМ были чрезвычайно высоки. В нашей стране была создана Программа по разработке специализированных устройств неразрушающего контроля изделий из ПКМ. В рамках этой Программы в середине 1960-х годов на кафедре Электронные приборы МЭИ была организована научная группа для разработки УЗ методов неразрушающего контроля ПКМ. Основное направление этой научной группы заключается в использовании радиотехнических методов обработки сигналов для решения проблем помехоустойчивого УЗ контроля изделий из ПКМ. В процессе решения указанных проблем в МЭИ было создано новое научное направление УЗ дефектоскопии, которое сегодня можно характеризовать как "УЗ помехоустойчивая дефектоскопия" [1,2].
На первом этапе (1970 - 1990 г.г.) разработки помехоустойчивых методов НК в традиционный УЗ контроль были привнесены известные радиотехнические методы - применялись известные из радиолокации, техники связи сложномодулированные (ЧМ, ФМ) сигналы и методы их обработки. Эти радиолокационные сигналы в первом приближении вполне удовлетворительно решали задачу чувствительности контроля крупногабаритных изделий с большим затуханием ультразвука. Однако, они были созданы для радиолокации, при их применении не учитывались особенности УЗ контроля сложноструктурных изделий с большим частотно-зависимым затуханием ультразвука, с таким разбросом характеристик материалов и наличием огромного числа структурных отражателей. В УЗ дефектоскопии появились специфические задачи использования сложномодулированного сигнала с длительностью элементарного импульса в 1-2 периода несущей частоты; задачи измерения временного положения эхо-сигнала с точностью до доли периода несущей частоты. В УЗ дефектоскопии происходит двойное электроакустическое преобразование сигналов, сопровождающееся их существенным искажением. Эти особенности УЗ контроля потребовали разработки сложномодулированных сигналов, методов обработки сигналов специально для задач УЗ локации указанных изделий. Начиная с 1990-х г.г. на кафедре "Электронные приборы" МЭИ проводятся исследования именно в этом направлении. В частности, был разработан принципиально новый гибкий адаптивный высокочувствительный способ ультразвукового эхо-контроля (так называемый сплит-способ) и соответствующий этому способу класс "дефектоскопических" сигналов (сплит-сигналы) [3,4]. В этих сигналах можно гибко менять параметры сигнала (среднюю частоту, базу, форму амплитудного спектра) в процессе контроля, подстраиваясь под характеристики контролируемого изделия с целью учета возможных искажений сигналов в контролируемой среде и возможной компенсации этих искажений, как на стадии генерации сигнала, так и на стадии обработки. Очевидно, что такой гибкий адаптивный высокочувствительный способ ультразвукового эхоконтроля может быть реализован только с помощью специальной гибкой многофункциональной программно-управляемой аппаратуры. Разработка такой аппаратуры для реализации указанного сплит-способа, а также любых иных методов УЗ контроля и являлась одной из задач настоящей диссертационной работы.
Среди многочисленных проблем УЗ помехоустойчивой локации протяженных сложноструктурных изделий приоритетной является проблема обнаружения и выделения эхо-сигналов из шумов и помех, и только после этого появляется проблема измерения параметров эхо-сигнала. При этом точность измерения параметров иногда уходит на второй план, т. к. сам факт установления наличия дефекта в ответственных изделиях из ГОСМ зачастую является достаточным результатом для отбраковки изделия. Однако, при использовании относительно низкочастотных УЗ сигналов проблема точности измерения параметров сигнала выходит на первый план, т.к. длительность НЧ волны УЗ колебания иногда бывает сопоставимой с габаритами изделия. Таким образом, по мере развития методов обнаружения и выделения НЧ УЗ эхо-сигналов из шумов и помех появляется необходимость более точно оценивать координаты и параметры дефекта, более точно определять габариты протяженного сложноструктурного изделия. Решение этой проблемы также является одной из задач настоящей диссертации.
1.2. Научная новизна
1.2.1. Предложен и реализован модифицированный сплит-алгоритм, позволяющий гибко менять параметры сгошт-сигнала в процессе контроля, подстраиваясь под характеристики ЭАТ, характеристики контролируемого изделия с целью повышения чувствительности контроля и компенсаций возможных искажений сигналов.
1.2.2. Рассмотрена проблема точности локализации дефектов при УЗ НЧ контроле протяженных сложноструктурных изделий. Показано, что при НЧ УЗ контроле изделий возникают искажения сигнала в ЭАТ (в электроакустическом преобразователе), влияющие на возможность обнаружения и качество измерения параметров сигнала. Был предложен метод минимизации искажений УЗ эхо-сигнала в ЭАТ за счёт применения "гибкого" сложномодулированного сплит-сигнала, позволяющего осуществлять компенсацию искажений спектра эхо-сигнала в процессе контроля.
1.2.3. Создан действующий макет компьютерной многофункциональной аппаратуры, обеспечивающий функционирование сплит-алгоритма и сплит-метода контроля, а так же позволяющий реализовать программным способом любые сложномодулированные сигналы, различные методы их обработки и различные методы УЗ локации изделий.
1.2.4. Разработаны метод выделения УЗ эхо-сигнала из структурного шума при одноканальном контроле за счёт временной декорреляции (с использованием вейвлет-обработки) и частотной декорреляции сигналов.
1.3. Методы исследования
При выполнении работы использовались методы статистической теории измерительных радиосистем, теории сигналов. Для отладки алгоритмов обработки сигналов применялись методы математического моделирования. Для создания аппаратуры использовались современная элементная база цифровой электроники и различные языки программирования. Экспериментальная проверка работоспособности созданной аппаратуры и методов проводилась путем УЗ контроля реальных объектов из КМ, колокольной бронзы и бетона.
1.4. Основные практические результаты.
1.4.1. В работе была реализована многофункциональная адаптивная аппаратура УЗ контроля, позволяющая программным способом создавать любые зондирующие сигналы, различные алгоритмы обработки сигналов, производить программным путём адаптивную подстройку параметров зондирующих сигналов под параметры контролируемого изделия и ЭАТ.
1.4.2. С помощью разработанной аппаратуры реализован (в том числе) модифицированный сплит-алгоритм обработки УЗ эхо-сигналов. Разработаны и реализованы различные методы выделения УЗ эхо-сигналов из шумов и помех, методы высокоточного измерения НЧ УЗ сигналов.
1.4.3. С помощью разработанного многофункционального прибора был осуществлён УЗ контроль ряда протяженных сложноструктурных изделий из КМ, бетонов и др. В том числе впервые был осуществлён УЗ контроль памятников Отечественной культуры: "больших" колоколов на звоннице Ивана Великого в Московском Кремле и на строящемся храме Христа Спасителя в г. Москве; была показана возможность УЗ эхо-контроля Царь-колокола в Московском Кремле.
1.5. Основные положения, выносимые на защиту.
1.5.1. Принципы построения многофункциональной адаптивной аппаратуры УЗ контроля, являющейся неотъемлемой частью сплит-метода и позволяющей реализовать сплит-алгоритм обработки УЗ сигналов и многочисленные алгоритмы обработки сигналов при УЗ контроле сложноструктурных изделий.
1.5.2. Теория и принципы высокоточного измерения искаженных УЗ НЧ эхо-сигналов, основанные на использовании сложномодулированных сигналов при контроле протяженных изделий с высоким интегральным затуханием УЗ сигналов.
1.5.3. Метод компенсации искажений эхо-сигналов, возникающих при прохождении частотно-зависимых элементов электроакустического тракта (УЗ преобразователей) за счёт использования модифицированного сплит-алгоритма обработки сплит-сигналов, позволяющий получать достоверную информацию о характеристиках контролируемого изделия и обеспечивающий точную локализацию УЗ эхо-сигнала от дефекта.
1.5.4. Метод выделения эхо-сигналов из структурного шума при одноканальном контроле, основанный на использовании временной декорреляции (при использовании вейвлет-обработки) и частотной декорреляции эхо-сигнала от дефекта и структурного шума.
1.6. Внедрение результатов контроля
С помощью разработанной аппаратуры и предложенных методов был проведён УЗ контроль сложноструктурных изделий из ПКМ, бетонов. В том числе был проведён контроль таких уникальных памятников Отечественной культуры, как колокола на звоннице Ивана Великого в Московском Кремле (контроль проводился в рамках Государственной экспертизы перед возобновлением колокольных звонов в Московском Кремле). Была показана возможность эхо-контроля Царь-колокола (с толщиной стенки из бронзы старинного литья до 90 см). В рамках Государственной экспертизы был проведен контроль колоколов строящегося храма Христа Спасителя.
Результаты работы были использованы при выполнении целого ряда г/б и х/д работ, а также в учебном процессе МЭИ.
1.7. Публикация результатов.
По результатам исследований опубликовано 16 печатных работ, получено 2 патента на изобретение и одно свидетельство на полезную модель, три статьи находятся в печати. Результаты исследований были доложены на следующих конференциях:
- 14-ой НТ конференции "Неразрушающий контроль и диагностика" (Москва, 1996 г.);
-Всероссийской НТ конференции "Новые материалы и технологии" НМТ-98 (Москва, МАТИ, 1998 г.);
- 5-оЙ международной конференции "Электромеханика, электротехнология и электроматериаловедение" (Алушта, 2003 г.);
- НТ специализированной конференции-выставке "Промышленный неразрушающий контроль" (Москва, 2003 г.);
- 3-еЙ международной выставке и конференции "Неразрушающий контроль и техническая диагностика в промышленности" (Москва, 2004 г.);
- 5-ой международной конференции "Неразрушающий контроль и техническая диагностика в промышленности" Москва, 2006г.
Задача уз эхо-локации (дефектоскопии, толщинометрии) изделий с большим интегральным затуханием сигналов
К погрешностям УЗ контроля, возникающим из-за свойств контролируемого изделия следует добавить специфический класс погрешностей, возникающих из-за влияния шумов или помех.
Вначале рассмотрим погрешности, возникающие из-за сильного ослабления эхо-сигналов, когда эхо-сигналы становится соизмеримыми с уровнем шума входной части электроакустической аппаратуры. УЗ сигнал сильно ослабевает, маскируется шумом: импульсной помехой щ(1) или сигналом белого шума n2(t) или узкополосным шумом щ{І). На рис. 2.5, а показан неискаженный сигнал ипп(0» на Рис- 2.5, б изображена импульсная помеха щ{і) (такая импульсная помеха - типичный случай так называемой "производственной" помехи, возникающей в электрических цепях из-за коммутации электрооборудования). На рис. 2.5, в приведён этот же сигнал, искаженный импульсной помехой щ(ґ): ищ0) + щ(і). В результате фронт сигнала перемещается из точки t\ в точку t2, т.е. возникает погрешность измерения 5г6. Эта погрешность возрастает по мере увеличения шума [9,12]. и.
Рис. 2.5. Образование погрешности за счёт влияния шумов и помех: а)неискаженный сигнал «пп(0; б) импульсная помеха щ(1); в) образованиепогрешности 5t6npH наложении импульсной помехи; г) белый шум n2(t); д)образование погрешности 6t7npn искажении сигнала белым шумом n\(t); е)узкополосный шум щ(і); ж) искаженный узкополосным шумом л3(ґ) эхо-сигнал. Аналогично воздействие белого шума и узкополосного шума на радиоимпульс. На рис. 2.5, д показано, как формируется погрешность измерения временного положения гармонического сигнала 8tj и 5 при наличии белого шума «2(0 (рис. 2.5, г), а на рис. 2.5, ж - при наличии узкополосного шума л3(0 (рис. 2.5, е).
Из диаграмм на рис. 2.5 видно, что погрешности dte, 8ty и 5t$ зависят от уровня шума (помехи); при увеличении шума погрешность может быть соизмерима с длительностью сигнала. При большом уровне шума из-за случайных выбросов погрешность измерения может оказаться столь большой, что будет искажена реальная ситуация контроля
При УЗ контроле сложноструктурных изделий часто возникает ситуация, когда длина волны зондирующего сигнала X соизмерима со средним размером структурных неоднородностей D. В этом случае эхо-сигналы от дефектов замаскированы многочисленными отражениями от элементов структуры контролируемого изделия. При этом эхо-сигнал может вообще не различаться на фоне структурного шума, или, в лучшем случае, оказывается искаженным за счёт наложений многочисленных отражений от структуры [13-17].
Рассмотрим упрощённую одноканальную модель формирования структурного шума (рис. 2.6, а), возникающего при УЗ локации изделий с высоким уровнем структурных неонородностей.На рис. 2.6, б показана временная диаграмма, на которой в "условном" (приведенном к геометрии изделия) временном масштабе показаны отраженные от дефектов 1,2,3 эхо-сигналы А1Х,А1г,А1Ъ на фоне отражений от структурных неоднородностей, находящихся в зоне облучения G (в зоне, ограниченной ДН преобразователя G). Для упрощения в данном примере:- полагаем, что эхо-сигналы формируются только при однократном отражении от структурных неоднородностей.- пренебрегаем радиоимпульсным характером отраженных УЗ сигналов (на рис. 2.6 эхо-сигналы показаны в виде коротких видеоимпульсов не накладывающихся друг на друга).- пренебрегаем искажениями формы эхо-сигналов, обусловленными частотно-зависимым затуханием в контролируемом изделии;
Упрощенная ситуация на рис. 2.6 наглядно поясняет основную проблему локации изделий с большим уровнем структурных неоднородностей: эхо-сигналы от дефектов "замаскированы" многочисленными отражениями от элементов структуры, составляющими собственно структурный шум, поэтому во временной области невозможно разделить "полезный" сигнал и помеху. Эти отражения от акустических неоднородностей тождественны по спектру с зондирующим сигналом и с эхо-сигналами от дефектов (коррелированны), поэтому разделить эти сигналы в частотной области также невозможно [14].
На рис. 2.6, в показана ситуация, в которой учитывается затухание УЗ волн в контролируемом изделии. Как видно из рис. 2.6, в, эхо-сигналы А22 и А23 в этом случае также неразличимы на фоне структурного шума, но эхо-сигнал A2i выше уровня порога. Однако, в этом случае можно полагать, что он будет искажен структурным шумом.
Более детально этот эффект искажения эхо-сигнала структурным шумом можно проиллюстрировать с помощью модели формирования сигнала структурного шума, изображённой на рис. 2.7, а. В этой модели учтены многократные переотражения эхо-сигналов от структуры и учтён радиоимпульсный характер эхо-сигналов. Электрический сигнал 1, поступающий на излучающий пьезоэлемент (ИП), представляет собой короткий широкополосный импульс (б); зондирующий УЗ сигнал 2 представляет собой относительно протяженный импульс (в) после прохождения через ИП с относительно узкой полосой пропускания. Далее, на рис. 2.7, г-е показан пример отражения УЗ зондирующего сигнала от одного только дефекта Д: отражения от дефекта Д приходят как непосредственно на приёмный пьезопреобразователь (ПП) (сигнал 3 на рис. 2.7, а, г), так и после многократных отражений от других неоднородностеи структуры (сигналы 4 и 5 на рис. 2.7, а, д, е). Причём, сигналы 3,4, 5 приходят на приёмный ПП в разное время и с разными начальными фазами (амплитуды сигналов в общем случае так же должны быть разными, но этот факт не учитывался в данном рисунке). Итоговый сигнал 6 (рис. 2.7, ж) на ПП представляет собой сумму радиоимпульсов 3,4,5. Если рассматривать эхо-сигнал 3 как несущий информацию о местоположении дефекта, то в итоговом сигнале 6 этот эхо-сигнал 3 оказывается замаскированным отражениями от структуры (структурным шумом), его форма искажена. По этой причине точное временное положение сигнала 3 в суммарном итоговом сигнале 6 определить в данном примере сложно. Из этой упрощенной модели видно, что длина суммарного радиоимпульса 6 существенно превышает длительность зондирующего сигнала; форма сигнала 6 зависит от фазовых соотношений суммируемых сигналов, и при относительно небольших изменениях частоты генератора (или изменениях положения пьезопреобразователя, изменениях качества электроакустического контакта ПП с изделием) форма суммарного сигнала структурного шума может существенно изменяться. Рис. 2.7. Формирование УЗ эхо-сигнала от дефекта Д с учётом многократных переотражений на элементах структуры
Использование синхронного детектирования уз эхо-сигналов
Использование сложномодулированных сигналов позволяет не только повысить чувствительность УЗ контроля, но, согласно (3.1), позволяет повысить точность измерения временного положения эхо-сигнала при наличии шумовой помехи. Оценка повышения точности измерения за счёт подавления шумовой помехи приведена на рис. 3.6, где на рис. 3.6, а показана автокорреляционная функция ФМ сигнал Баркера с базой В = 13; на рис. 3.6, б показан этот же ФМ сигнал, замаскированный белым шумом (моделирование, С/Ш 1); на рис. 3.6, в, г, д - выделенный из шума после оптимальной фильтрации и синхронного детектирования ФМ сигнал (моделирование для разных отношений С/Ш). Из приведенного примера видно, что шум искажает сжатый сигнал, но для ФМ сигнала с базой В = 13 погрешность в определении положения максимума АКФ относительно мала (практически отсутствует по сравнению с погрешностью 5г7 для смодулированного "простого" сигнала с базой В = 1 на рис. 2.5).
Кроме того, из рисунка также видно, что временное положение сигнала в подобных случаях целесообразно определять по максимуму сжатого в ОФ сигнала, т.е. по максимуму его АКФ [37]. Согласованная фильтрация ФМ сигнала с базой =13 позволяет улучшить отношение сигнал/шум и достоверно обнаруживать сигнал, амплитуда которого превосходит эффективное значение белого шума более чем в 3 раза.
Применение сложных сигналов с большей базой позволяет более эффективно выделять сигнал при тех же значениях сигнал/шум. Это иллюстрируют рис. 3.8 и 3.9, на которых приведен результат оптимальной фильтрации ЛЧМ сигнала с базой Б = 17 (рис. 3.7) и с базой Б = 34 (рис. 3.8) при отношении сигнал/шум равном 3. Как видно из представленных рисунков, чем выше база сигнала, тем более эффективно происходит выделение полезного сигнала.
Оценим влияние белого шума на точность измерения временного положения эхо-сигнала при оптимальной фильтрации. В качестве примера было рассмотрено несколько вариантов зондирующего сигнала: ФМ сигнал Баркера с базой Б = 13 и ЛЧМ сигнал с базами Б = 13 и Б = 100. Присутствие белого шума приводит к смещению положения максимума сигнала на выходесогласованного фильтра, а также к смещению максимума его огибающей на выходе СД. Это иллюстрирует рис. 3.9, на котором в увеличенном масштабе приведено положение максимума ЛЧМ сигнала с базой Б = 13 на выходе согласованного фильтра (рис. 3.9, а) и его огибающей (рис. 3.9, б) для отношения сигнал/шум равном 3. (Центральная частота спектра сигналов равна 100 кГц, ширина спектра 50 кГц.) Проведенное исследование показало, что при отношении сигнал/шум равном 1 на входе согласованного фильтра (как для ФМ сигнала Баркера, так и для ЛЧМ сигнала с базой Б = 13) положение максимума выходного сигнала может отклоняться на величину до 5% периода высокочастотного заполнения, отклонение максимума огибающей оказывается примерно в 3 раза больше. При уменьшении отношения сигнал/шум в три раза отклонение положения максимумов также увеличивается примерно в 2-3 раза. Увеличение базы сигнала за счет увеличения его длительности и, следовательно, его энергии позволяет увеличить отношение сигнал/шум на выходе согласованного фильтра. При этом уменьшается погрешность измерения положения максимума выходного сигнала.
Использование оптимальной обработки ЧМ, ФМ, а так же и иных сложных сигналов в УЗ дефектоскопии и УЗ толщинометрии с индикацией временного положения по максимуму АКФ впервые было предложено и осуществлено в МЭИ [39 - 41]. Суть метода [41] поясняется на рис. ЗЛО: в генераторе (1) формируется зондирующий сигнал - короткий радиоимпульс длительностью т 2Т (2 периода несущей частоты ы0), который затем поступает на передающий ПЭП; отражённый от дна измеряемого изделия УЗ эхо-сигнал (2) усиливается в усилителе У. Структурная схема УЗ толщиномера с определением временного положения эхо-сигнала по максимуму АКФ сигнала. Как видно из рис. 3.10, в сигнал искажён шумом, форма сигнала не позволяет уверенно производитьизмерение временного положения эхо-сигнала. По этой причине сигнал поступает на ОФ, в котором происходит выделение "полезного" сигнала из шума (амплитуда АКФ сигнала становится выше уровня порога порог). Далее производится вычисление временного положения эхо-сигнала по максимуму его АКФ. Для удобства вычисления временного положения эхо-сигнала в автоматическом режиме в схеме предусмотрена оптимальная фильтрация сигнала с вычислением максимума АКФ (3); отсечение с помощью порога максимума АКФ (4); дифференцирование эхо-сигнала (5); и вычисление точного временного положения эхо-сигнала с помощью схемы совпадения (6) и измерителя временных интервалов (7).
Момент быстрого возрастания АКФ обладает наименьшей шумовой зависимостью и характеризуется максимальной производной (рис. ЗЛО, е). Исходя из этого, в процессе выполнения настоящей работы был предложен и запатентован способ измерения временного положения УЗ эхо-сигнала по максимуму модуля производной [42], являющийся развитием способов [40 и 41].
Очевидно, что этот метод [41] (равно как и методы [40 и 42]) одновременно решает целый комплекс проблем в точном измерении временного положения УЗ эхо-сигнала: устраняет влияние погрешностей 8т\ и 5г2; при использовании одновременно синхронного детектирования минимизирует погрешности оЧз и 5т4, при достаточно большой базе сигнала устраняется влияние шумовых помех (минимизируются погрешности 6?б, &h и bh).
Однако, искажение сложномодулированного сигнала в ЭАТ ( в датчике), приводящее к появлению погрешности Ьц, сказывается на положении максимума АКФ сигнала. Поэтому для компенсации искажений УЗ сигнала в ЭАТ в настоящей работе был использован созданный на кафедре ЭП МЭИ И. В. Соколовым специально для задач УЗ контроля [43] гибкий адаптивный сложномодулированный сплит-сигнал.
Рассмотренные выше ФМ, ЧМ сигналы были "позаимствованы" из радиотехники для решения проблем чувствительности и точного измерения характеристик в УЗ локации изделий. Однако, на определенном этапе разработки помехоустойчивых методов контроля появилась необходимость создавать сигналы специально для задач УЗ контроля. Такой сложномодулированный сигнал - сплит-сигнал, был предложен и разработан на
Оценка точности определения временного положения эхо-сигнала, замаскированного структурным шумом при одноканальном контроле
Задача точного определения расстояния до дефекта R0 сводится к задаче оценки определения временного положения эхо-сигнала (запаздывания сигнала), которая подробно рассмотрена в [51]. Искомое расстояние R0 может быть вычислено как RQ = 0,5v т0, где v p - фазовая скорость ультразвуковой волны, То - время запаздывания сигнала.
Как показано в [45], оптимальный алгоритм оценивания искомой величины информационного параметра Л (в нашем случае X это RQ) состоит в вычислениисредневзвешенного значения огибающей суммарного сигнала A(t):где Т\ и Тг - начало и конец интервала наблюдения.
При этом минимальная погрешность оценивания может быть получена из неравенства Крамера-Рао, откуда следуетгде Цо - энергетическое отношение сигнал/помеха, определение которого приводится ниже; SCK - среднеквадратическая ширина спектра сигнала, которая определяется выражением
Поскольку используемый в качестве зондирующего широкополосный сигнал с большой базой имеет спектр, близкий к прямоугольному в полосе частот от і до щ, для среднеквадратическои ширины спектра может быть получено приближенное выражение:где Дю = (02 -Ш].
Энергетическое отношение сигнал/помеха ц0 равно отношению удвоенной энергии сигнала к спектральной плотности мощности помех [52]:то есть равно квадрату отношения сигнал/шум на выходе согласованного фильтра.
В нашем случае помехой является структурный шум, энергетический спектр которого по форме совпадает с энергетическим спектром сигнала. Следовательно, энергетическое отношение сигнал/помеха JUQ равно отношению квадрата максимальной амплитуды сигнала на выходе согласованного фильтра к дисперсии шума:
Оценим величину погрешности измерения задержки г0 и соответствующего ей расстояния R0 для конкретных данных (R0= 30см), когда ширина спектра зондирующего сигнала составляет 100 кГц и скорость ультразвука в среде 4 км/с. Зададимся значениями вероятности ложного обнаружения и пропуска сигнала Рл о6„ = Рпр = 0,01. С помощью выражений (4.4) и (4.7) рассчитаем значение порога Е„ор= 3,03а и амплитуду сигнала Ucm = 5,36а. Подставляя это значение в (4.13), получим fio =28,8.
Подставляя это значение в (4.9), найдем эффективное значение погрешности определения задержки сигнала ато = 1,03-10" с и эффективное значение погрешности определения расстояния 5&Q= 2,06-10 3 м.
Такова максимальная величина абсолютной погрешности, вызванной структурным шумом при небольшом превышении сигнала над выбросами структурного шума. При увеличении отношения сигнал/структурный шум и при расширении спектра сигнала точность измерения задержки сигнала возрастает.
При наличии частотно зависимого затухания ультразвука в среде изначально прямоугольный спектр сигнала (например, ЛЧМ сигнала) становится несимметричным (рис. 4.1). При этом среднеквадратичная ширина спектра сигнала уменьшается и в соответствии с (4.9) увеличивается погрешность определения координат объекта.
В работе [15] проведен анализ точности определения координат объекта для случая, когда затухание ультразвука в среде увеличивается с ростом частоты по линейному закону. Например, при затухании ультразвука на частоте fx 20 дБ погрешность измерения увеличивается в 1,5 раза по сравнению с отсутствием затухания, а при затухании 40 дБ - в 2,65 раза.Как видно из предыдущих рассуждений погрешность измерения эхо-сигнала при наличии структурного шума будет мала только при относительно высоком отношении сигнал/структурный шум. В том случае, когда это отношение не велико (С/ІІШ), необходимо обеспечить предварительное выделение полезного сигнала из структурной помехи. Выделение "полезного" эхо-сигнала из коррелированной с ним помехи невозможно осуществить без предварительного разделения (декорреляции) эхо-сигналов от дефекта и сигналов коррелированной помехи. Такое разделение при одноканальном контроле возможно осуществить во времени или по частоте.
Положения теории оптимальной фильтрации применительно к проблемам выделения УЗ эхо-сигналов из небелого шума при одноканальном контроле
Ниже рассматривается упрощенный пример временного разделения сигналов (временной декорреляции) сигнала структурного шума. С этой целью рассмотрим механизм прохождения через оптимальный фильтр "небелого шума" F(co) =No = const. Для этого необходимо воспользоваться оптимальным приемником для смеси сигнала с небелым шумом. Такой приёмник по теории В.А.Котельникова разбивается на два последовательно включенных фильтра спередаточными характеристиками Ki(co) и К2(0). При этом первый фильтр играет роль "отбеливающего" фильтра, т.е. на его выходе (на входе второго фильтра) шумы должны стать белыми [24]:F2=const = -,Т.К. FaM fflfcMr.TO [KM? =- -. (4.14)
Второй фильтр должен быть оптимальным для смеси белого шума, поступающего с выхода первого фильтра, и также поступающего с выходапервого фильтра сигнала S2 (с):где 5[((у) - спектральная плотность сигнала на выходе первого фильтра.Тогда, исходя из теории построения ОФ, получаем выражение для коэффициента предачи второго фильтра в следующем виде:Общий коэффициент передачи ОФ для смеси сигнала с небелым шумом
Узел обработки аналоговых сигналов
Подробная структурная схема аналоговой части приемного тракта приведена на рис. 5.3. В состав блока коммутируемого сумматора входят восемь аналогичных по схеме предварительных усилителей ПУ1-ПУ8, один или несколько из которых через соответствующие электронные ключи ЭК1-ЭК8 подсоединяются к входам восьмивходового сумматора. Это позволяет, программно управляя количеством или резонансной частотой пьезоэлементов (за счет подключения пьезоэлементов того или иного резонансного размера) в пределах заданной матрицы электроакустического преобразователя, менять либо величину апертуры, либо полосу частот, либо рабочую частоту. Фиксируя в памяти компьютера реализации эхо-сигналов с различных, пространственно разнесенных электроакустических преобразователей можно, применяя известные приемы пространственно-временной обработки, осуществлять пространственную декорреляцию сигналов структурной неоднородности и сигнала дефекта. Более того, совместно обрабатывая реализации по соответствующему алгоритму, аппаратура позволяет управлять пространственными характеристиками акустического поля излучающего преобразователя (сканирование диаграммой направленности, фокусировка).
Блок управляемого аттенюатора образован четырьмя последовательно включенными электрически управляемыми делителями напряжения, имеющими коэффициент передачи (в зависимости от состояния управляющего сигнала) 1/1-1/2, 1/1-1/5, 1/1-1/10, 1/1-1/100. Таким образом, комбинируя последовательно включенные ячейки, можно установить коэффициент передачи от 0 дБ до -80 дБ (1/1 - 1/10000) с шагом 6 или 8 дБ. Более точно, при необходимости, амплитуду устанавливают изменяя напряжение на излучающем преобразователе.
Блок полосовых фильтров представляет собой два набора из четырех фильтров нижних частот (ФНЧ) и из четырех фильтров верхних частот (ФВЧ).
Все фильтры одного набора работают на одну нагрузку и подключаются к ней посредством соответствующего электронного ключа (ЭК). ФНЧ настроены на частоты 500 кГц, 1 МГц, 2 МГц и 4 МГц, а ФВЧ - 50 кГц, 100 кГц, 200 кГц и Передающий тракт комплекса состоит из линейного усилителя мощности, подключаемого к выходу ЦАП и формирователя импульсов ударного возбуждения (ФИУВ), который используется в случаях, когда необходимо добиться максимальной амплитуды зондирующего импульса. Принципиальная схема аналоговой части передающего тракта приведена в Приложении 2. Линейный усилитель мощности выполнен по двухтактной схеме на комплиментарной паре транзисторов, по два транзистора в каждом плече, включенных параллельно. Полоса рабочих частот лежит от 20 кГц до 3 МГц при коэффициенте усиления Ки = 25 и выходном сопротивлении Явых не более 10 Ом. Ключевой формирователь импульсов ударного возбуждения выполнен на основе индуктивного импульсного трансформатора. Контакты реле позволяют подключать к излучающему электроакустическому преобразователю различное число витков вторичной обмотки импульсного трансформатора и программно управлять амплитудой зондирующего импульса. Минимальное электрическая амплитуда возбуждающего сигнала UMHH = 100 В, максимальная UMAKC= 1200 В. Минимальная длительность электрического импульса положительной полярности не превышает 0,2 мкс, максимальная - до 5 мкс. ФИУВ испытывался с различными типами электроакустических преобразователей мозаичной конструкции и длиной соединительного кабеля не менее 2 м.
Программное обеспечение компьютерного ультразвукового дефектоскопа предназначено для использования на платформе "Intel х86" в операционной системе "Windows" и позволяет проводить контроль материалов (в том числе, с применением алгоритмов адаптации), анализировать свойства различных сигналов и методов их обработки, выполнять спектральный анализ сигналов и снимать характеристики электроакустических преобразователей. Благодаря использованию указанной операционной системы удалось существенно упростить и стандартизировать пользовательский интерфейс программы, который будет подробно рассмотрен далее.
Программа может быть разделена на несколько модулей, различающихся функциональным назначением. Интерфейсный модуль предназначен для взаимодействия с системой АЦ интерфейса и управления аналоговым сигнальным трактом комплекса. Модуль программного генератора зондирующего сигнала использует исходные данные о типе, частоте и ширине спектра сигнала, амплитудные коэффициенты и другие параметры. Для формирования наборов сигналов (например, при контроле ФМ сигналами последовательностями с дополнительными кодами или сплит-сигналами) генератор запускается столько раз, сколько проводится операция излучения и приема. Специальные функции служат для расчета диапазона и закона изменения параметров импульса в процессе измерений. При формировании зондирующего сигнала также происходит расчет опорного сигнала, который впоследствии необходим для согласованной фильтрации эхо-сигналов.
Формирование сплит-сигналов может проводиться по двум сценариям, В первом случае амплитуда всех составляющих сигнала одинаковая, а длительность фиксированная и равна 100 мкс. Этот режим может использоваться при анализе свойств материалов и подборе оптимальных параметров контроля, поскольку позволяет упростить расчетные соотношения при раздельном анализе принимаемых квазигармонических сигналов. В другом случае (при известной ЧХ материала с заданной глубиной отражателя) определяются оптимальные амплитуды составляющих сигналов, создающих при комплексной обработке реакцию оптимальной формы, соответствующей АКФ одного периода синусоидального сигнала с частотой центральной квазигармоники. Если диапазон изменения амплитуд превышает динамический диапазон передающего тракта, определяемый прежде всего разрядностью ЦАП, то некоторые сигналы могут излучаться повторно (см. п. 3.5.3), а результат измерительных циклов накапливаться. Кроме того, может автоматически изменяться коэффициент усиления приемного тракта.
Модуль программной обработки сигнальных массивов, принятых от АЦП, состоит из когерентного накопителя и согласованного фильтра, который может использоваться со всеми типами сигналов, за исключением сплит-сигналов, для которых применяется квазиоптимальный алгоритм фильтрации. Программа комплекса построена таким образом, что обработка принятых сигналов ведется параллельно со следующим циклом излучения-приема, что позволяет свести время реакции индикатора к теоретическому минимуму. Согласованная фильтрация дискретных сигналов осуществляется с представлением сигналов по оси времени. Так, если предположить, что дискретное время (" на выходе фильтра изменяется от 0 до ЛЧ, то суть дискретной фильтрации может быть представлена формулой:где А, - дискретное значение мгновенной амплитуды сигнала на выходе фильтра в момент времени i,j - указатель на элемент массива опорного сигнала длиной И, S - массив дискретных амплитуд входного сигнала, R - опорный сигнал.
Очевидно, что сигнальный массив на входе оптимального фильтра должен содержать N+M-1 значений дискретных амплитуд, то есть его длина должна быть равна сумме размеров результирующего массива и опорного сигнала. Поэтому при согласованной фильтрации длина считываемого из буфера АЦП входного массива увеличивается на длину опорного сигнала, установленную при вычислении зондирующего импульса. Характерной особенностью программной фильтрации сигналов, как видно из (5.1), является возникновение максимума корреляционной функции в начале сигнала, а не в конце, как у классических фильтров. Это позволяет отбросить абсолютно неинформативный начальный период длительностью М, и обеспечить постоянство временных
