Содержание к диссертации
Введение
1. Методы и алгоритмы модуляции и кодирования в радиосистемах передачи информации
1.1. Многопозиционные сигналы 18
1.2. Методы модуляции в радиосистемах передачи информации 24
1.3. Методы расширения спектра 30
1.4. Кодовые последовательности сложных сигналов и подходы к их синтезу 37
1.5. Комплекснозначные кодовые последовательности 40
1.6. Обсуждение результатов анализа и конкретизация задач диссертационного исследования 42
2. Композиционные комплекснозначные последовательности с равномерным энергетичеким спектром
2.1. Формирование алфавита композиционных комплекснозначных последовательностей 45
2.2. Методика кодирования композиционными комплекснозначными последовательностями 53
2.3. Методы модуляции композиционных комплекснозначных последовательностей 59
2.3.1. Фазовая модуляция ККП 59
2.3.2. Полигармонический метод 66
2.4. Обсуждение результатов 69
3. Обработка композиционных комплекснозначных после-довательностей в условиях межсимвольной интерференции
3.1. Введение 71
3.2. Требования к обеспечению разрешенного образа на выходе согласованного фильтра 74
3.3. Обработка композиционных комплекснозначных последовательностей 77
3.4. Ациклическая обработка ККП 83
3.5. Обсуждение результатов 88
4. Анализ эффективности радиосистемы передачи информации с использованием композиционных комплекснозначных последовательностей
4.1. Моделирование работы системы передачи информации среде LabVIEW
4.2. Исследование помехоустойчивости физических носителей комплекснозначных сигналов с равномерным энергетическим спектром 93
4.3. Исследование процесса прохождения физического носителя композиционной комплекснозначной последовательности через избирательные цепи приемника 96
4.4. Анализ пропускной способности системы передачи информации с использованием композиционных комплекснозначных последовательностей 100
4.5. Сравнительный анализ помехоустойчивости системы передачи информации 103
4.6. Обсуждение результатов 105
Заключение 107
Список литературы 110
- Методы модуляции в радиосистемах передачи информации
- Методика кодирования композиционными комплекснозначными последовательностями
- Требования к обеспечению разрешенного образа на выходе согласованного фильтра
- Исследование помехоустойчивости физических носителей комплекснозначных сигналов с равномерным энергетическим спектром
Введение к работе
Актуальность темы. В настоящее время комплексы видеонаблюдения получили широкое применение. Современные цифровые системы видеонаблюдения позволяют получить значительный экономический эффект при обеспечении безопасности территориально распределенных объектов за счет передачи видеоизображений по радиоканалу. Основные критерии оценки качества распределенной системы видеонаблюдения – это величина временной задержки между событием, запечатленным видеокамерой, и моментом его отображения на экране получателя, а также количество кадров. Оба параметра в значительной степени зависят от пропускной способности сети. Исследование и разработка радиотехнических систем и устройств передачи информации с целью повышения их пропускной способности и помехозащищенности является актуальной задачей.
Широкое применение в радиосистемах передачи информации нашли шумоподобные сигналы. При этом актуальной является проблема устранения корреляционного шума. Если в процессе обработки сигналов обеспечить их согласование с фильтром, то требование равномерности энергетического спектра остается единственным для полного подавления корреляционных шумов при минимальном уровне флуктуационных шумов. В связи с этим возникает проблема формирования кодовых последовательностей с равномерным энергетическим спектром.
Применяемые в радиосистемах передачи информации сигналы и методы их обработки нацелены, как правило, на минимизацию взаимного влияния сигналов. Взаимное влияние сигналов приводит к ухудшению отношения сигнал/помеха и, тем самым, к снижению пропускной способности канала передачи информации. Таким образом, для обеспечения повышенной пропускной способности в радиосистемах передачи информации видеонаблюдения необходимо использовать сигналы с равномерным энергетическим спектром и дельтовидной АКФ. В работах Фурмана Я.А. предложены комплекснозначные кодирующие последовательности, обладающие указанными свойствами.
Цель диссертационной работы заключается в разработке методик кодирования информации и устранения межсимвольной интерференции на основе применения комплекснозначных последовательностей в радиотехнических системах передачи информации видеонаблюдения, обеспечивающих повышение их пропускной способности и помехозащищенности. Для достижения этой цели в диссертационной работе решаются следующие задачи:
1) разработка методики кодирования информации с применением композиционных комплекснозначных последовательностей с равномер-
ным энергетическим спектром в радиотехнических системах передачи информации видеонаблюдения;
2) разработка методики физической реализации композиционных
комплекснозначных последовательностей и исследовать
помехоустойчивость физических носителей;
-
разработка алгоритма устранения межсимвольной интерференции на основе анализа композиционных комплекснозначных последовательностей;
-
исследование пропускной способности радиотехнической системы передачи информации видеонаблюдения с использованием композиционных комплекснозначных последовательностей с равномерным энергетическим спектром.
Методы исследования. Для решения поставленных в диссертационной работе задач были использованы: теория сигналов, теория информации, теория вероятности, теория статистических решений, аппарат вычислительной математики, моделирование процессов генерации и обработки сигналов на ЭВМ.
Научная новизна. В диссертационной работе получены следующие результаты, характеризующиеся научной новизной и выносимые на защиту.
1. Методика применения композиционных комплекснозначных
последовательностей с равномерным энергетическим спектром в
радиотехнических системах передачи информации видеонаблюдения,
обеспечивающая возможность увеличения пропускной способности.
-
Методика формирования физических носителей композиционных комплекснозначных последовательностей с равномерным энергетическим спектром.
-
Алгоритм устранения межсимвольной интерференции на основе анализа композиционных комплекснозначных последовательностей.
Практическая значимость работы.
1. Разработанный алгоритм устранения межсимвольной интерференции
при использовании для кодирования данных в радиотехнических системах
передачи информации видеонаблюдения композиционных
комплекснозначных последовательностей обеспечивает увеличение
вероятности правильного распознавания символа по сравнению с
применением М-последовательностей при отношении сигнал/шум q = 1 с
0,65 до 0,8.
2. Применение композиционных комплекснозначных
последовательностей с равномерным энергетическим спектром в
радиотехнических системах передачи информации видеонаблюдения
позволяет увеличить пропускную способность системы по сравнению с применением 11-позиционного кода Баркера при отношении сигнал/шум q > 1 не менее чем на 10% и по сравнению с применением М-
последовательностей не менее чем на 35%.
Реализация результатов работы. Теоретические и практические результаты диссертационной работы использованы при организации беспроводной системы передачи данных в составе программно-аппаратного комплекса видеонаблюдения на территории Транспортного центра технической эксплуатации телекоммуникаций Филиала в Республике Марий Эл ОАО «Ростелеком» (подтверждено актом о внедрении).
Результаты диссертационной работы внедрены и использованы в учебном процессе кафедры Радиотехнических и медико-биологических систем Поволжского государственного технологического университета по направлению подготовки 21040062 - «Радиотехника» при изучении дисциплины «Цифровая обработка радиотехнических сигналов», а также по направлению подготовки 210700 - «Инфокоммуникационные технологии и системы связи» при изучении дисциплины «Общая теория связи» (подтверждено актом о внедрении).
Апробация работы. Результаты работы обсуждались на XII и XIII Международных научно-технических конференциях студентов и аспирантов "Радиоэлектроника, электротехника и энергетика" (Москва, 2006, 2007); на международной молодежной научной конференции «XV Туполевские чтения» (Казань, 2007); на Всероссийской научной студенческой конференции по естественно-научным и техническим дисциплинам «Научному прогрессу - творчество молодых» (Йошкар-Ола, 2007); на VIII международной конференции "Распознавание образов и анализ изображений: Новые информационные технологии" (Йошкар-Ола, 2007); на VIII Международной конференции "Оптико-электронные приборы и устройства в системах распознавания образов, обработки изображений и символьной информации" (Курск, 2008); на IX научно-практической конференции «Образовательные, научные и инженерные приложения в среде Lab VIEW и технологии National Instrument» (Москва, 2010); на Международном научно-техническом семинаре «Системы синхронизации, формирования и обработки сигналов в инфокоммуникациях» (Йошкар-Ола, 2012); на ежегодных научных конференциях по итогам НИР ПГТУ и научных семинарах кафедры Радиотехнических и медико-биологических систем и др.
Публикации. Всего по теме диссертации опубликовано 18 работ: из них 4 - в научных журналах из Перечня ВАК; 10 - материалы
конференций; 3 – в других научных изданиях и депонированные в ВИНИТИ; 1 – свидетельств об официальной регистрации программ в Роспатент.
Структура и объем работы. Диссертация состоит из Введения, четырех глав, Заключения и содержит 43 рисунка, 9 таблиц. Список литературы включает 104 наименования. Основная часть работы изложена на 120 страницах.
Методы модуляции в радиосистемах передачи информации
В современной технике передачи информации широкое применение находят системы с ортогональными сигналами, разделяемые в месте приема посредством согласованных пассивных фильтров или эквивалентных им активных корреляционных схем. Они же и обеспечивают оптимальный прием на фоне шума. При этом актуальной является проблема устранения корреляционного шума. Если в процессе обработки сигналов обеспечить их согласование с фильтром, то требование равномерности энергетического спектра остается единственным для полного подавления корреляционных шумов при минимальном уровне флуктуационных шумов. В связи с этим возникает проблема формирования кодовых последовательностей с равномерным энергетическим спектром [63].
Применяемые в радиотехнических системах передачи информации сигналы и методы их обработки нацелены, как правило, на минимизацию взаимного влияния сигналов. Взаимное влияние сигналов приводит к ухудшению отношения сигнал/помеха и, тем самым, к снижению пропускной способности канала связи. Таким образом, для обеспечения повышенной пропускной способности в радиотехнических системах передачи информации видеонаблюдения необходимо использовать сигналы с равномерным энергетическим спектром и дельтовидной АКФ. В работах Фурмана Я.А. [14,15,57-60] предложены комплекснозначные кодирующие последовательности, обладающие указанными свойствами.
Цель диссертационной работы заключается в разработке методик кодирования информации и устранения межсимвольной интерференции на основе применения комплекснозначных последовательностей в радиотех 7 нических системах передачи информации видеонаблюдения, обеспечивающих повышение их пропускной способности и помехозащищенности. Для достижения этой цели в диссертационной работе решаются следующие задачи: 1) разработать методику кодирования информации с применением композиционных комплекснозначных последовательностей с равномерным энергетическим спектром в радиотехнических системах передачи информации видеонаблюдения; 2) разработать методику физической реализации композиционных комплекснозначных последовательностей и исследовать помехоустойчивость физических носителей; 3) разработать методику устранения межсимвольной интерференции на основе анализа композиционных комплекснозначных последовательностей; 4) исследовать пропускную способность радиотехнической системы передачи информации видеонаблюдения с использованием композиционных комплекснозначных последовательностей с равномерным энергетическим спектром.
Методы исследования. Для решения поставленных в диссертационной работе задач были использованы: теория сигналов, теория информации, теория вероятности, теория статистических решений, аппарат вычислительной математики, моделирование процессов генерации и обработки сигналов на ЭВМ.
Научная новизна. В диссертационной работе получены следующие результаты, характеризующиеся научной новизной и выносимые на защиту. 1. Методика применения композиционных комплекснозначных последовательностей с равномерным энергетическим спектром в радиотехниче 8 ских системах передачи информации видеонаблюдения, обеспечивающая возможность увеличения пропускной способности. 2. Методика формирования физических носителей композиционных комплекснозначных последовательностей с равномерным энергетическим спектром. 3. Методика устранения межсимвольной интерференции на основе ана лиза композиционных комплекснозначных последовательностей. Практическая значимость работы. 1. Разработанная методика устранения межсимвольной интерференции при использовании для кодирования данных в радиотехнических системах передачи информации видеонаблюдения композиционных комплекснозначных последовательностей обеспечивает увеличение вероятности правильного распознавания символа по сравнению с применением М-последовательностей при отношении сигнал/шум q = \ с 0,65 до 0,8, что соответствует уменьшению вероятности ошибки с 0,35 до 0,2.
2. Применение композиционных комплекснозначных последовательностей с равномерным энергетическим спектром в радиотехнических системах передачи информации видеонаблюдения позволяет увеличить пропускную способность системы по сравнению с применением 11-позиционного кода Баркера при отношении сигнал/шум q 1 не менее чем на 10% и по сравнению с применением М-последовательностей не менее чем на 35%.
Реализация результатов работы. Теоретические и практические результаты диссертационной работы использованы при организации беспроводной системы передачи данных в составе программно-аппаратного комплекса видеонаблюдения на территории Транспортного центра технической эксплуатации телекоммуникаций Филиала в Республике Марий Эл ОАО «Ростелеком» (подтверждено актом о внедрении). Результаты диссертационной работы внедрены и использованы в учебном процессе кафедры Радиотехнических и медико-биологических систем Поволжского государственного технологического университета по направлению подготовки 21040062 – «Радиотехника» при изучении дисциплины «Цифровая обработка радиотехнических сигналов», а также по направлению подготовки 210700 – «Инфокоммуникационные технологии и системы связи» при изучении дисциплины «Общая теория связи» (подтверждено актом о внедрении).
Апробация работы. Результаты работы обсуждались на XII и XIII Международных научно-технических конференциях студентов и аспирантов "Радиоэлектроника, электротехника и энергетика" (Москва, 2006, 2007); на международной молодежной научной конференции «XV Туполевские чтения» (Казань, 2007); на Всероссийской научной студенческой конференции по естественно-научным и техническим дисциплинам «Научному прогрессу – творчество молодых» (Йошкар-Ола, 2007); на VIII международной конференции "Распознавание образов и анализ изображений: Новые информационные технологии" (Йошкар-Ола, 2007); на VIII Международной конференции "Оптико-электронные приборы и устройства в системах распознавания образов, обработки изображений и символьной информации" (Курск, 2008); на IX научно-практической конференции «Образовательные, научные и инженерные приложения в среде LabVIEW и технологии National Instrument» (Москва, 2010); на Международном научно-техническом семинаре «Системы синхронизации, формирования и обработки сигналов в инфокоммуникациях» (Йошкар-Ола, 2012); на ежегодных научных конференциях по итогам НИР ПГТУ и научных семинарах кафедры Радиотехнических и медико-биологических систем и др.
Методика кодирования композиционными комплекснозначными последовательностями
Беспроводные системы передачи информации, как правило, основаны на использовании широкополосных сигналов (ШПС). При этом расширение спектра частот передаваемых данных осуществляется на базе двух методов: прямым расширением спектра частот или скачкообразным изменением частоты несущей [3,76,79,80]. При первом способе узкополосный сигнал умножается на псевдослучайную последовательность (ПСП) с периодом повторения T , включающую N элементов последовательности длительностью t0 каждый. В этом случае база ШПС численно равна количеству элементов ПСП. Скачкообразное изменение частоты несущей осуществляется за счет быстрой перестройки выходной частоты синтезатора в соответствии с законом формирования псевдослучайной последовательности [9,11-13,29].
Выбор вида ПСП для формирования ШПС определяется, прежде всего, авто- и взаимнокорреляционными характеристиками ансамбля сигналов, его объемом, простотой реализации устройств формирования и обработки. В этой связи, для формирования ШПС преимущественно используются линейные М-последовательности. Для расширения объема ансамбля сигналов часто используются составные ПСП, сформированные, например, на основе М-последовательностей и последовательностей Уолша.
В наборе стандартов связи для коммуникации в беспроводной локальной сетевой зоне IEEE 802.11 на физическом уровне определены два широкополосных радиочастотных методов передачи [23]. Эти методы работают в ISM диапазоне 2,4 ГГц и обычно используют полосу 83 МГц. Применение широкополосного сигнала в радиочастотных методах увеличивает надежность, пропускную способность и позволяет различным устройствам разделять одну полосу частот с минимальными помехами друг для друга. В стандарте 802.11 применяются метод прямой последовательности
(DSSS) и метод частотных скачков (FHSS). Между кабельными сетями Ethernet и беспроводными сетями Radio Ethernet есть сходство и различие. Основные различия между кабельными и беспроводными сетями выявляются на физическом уровне (PHY) и подуровне доступа к среде передачи данных (MAC). На физическом уровне предусмотрено два типа радиоканалов DSSS и FHSS, которые различаются способом модуляции, но используют одни и те же методы расширения спектра.
Основная идея расширения спектра состоит в том, чтобы от сигнала с узкополосным спектром перейти к широкополосному сигналу. За счет этого значительно повышается
В радиосистемах передачи информации используются различные преобразования сигналов, одним из которых является модуляция - изменение параметров некоторого переносчика по закону первичного сигнала b(t) [3]. Таким образом, формируется сигнал на выходе модулятора u(t), который и передается по линии связи. Проходя от модулятора передатчика до детектора приемника, сигнал u(t) претерпевает различные изменения и на входе приемника сигнал s(t) представляет собой аддитивную смесь:
Элементарные сигналы v(t) имеют вид прямоугольных импульсов или импульсов другой формы, выбираемые из соображений ограниченности полосы частот канала передачи данных. При цифровой амплитудной модуляции сигнал записывается как [3]: ( ищм(ї)= о + Клм Ь у -пТ) cos(a)0t + р0), (1.1.5) V «=о J где ио,а 0,(р0 - амплитуда, частота и фаза несущего колебания, КАМ - крутизна характеристики модулятора. Спектр этого сигнала содержит несущую и две боковые полосы, каждая из которых повторяет спектр сигнала b (t). Формирование сигнала (1.1.5) и его детектирование осуществляется, так же как и для сигналов с амплитудной модуляцией. Однако из полученной оценки сигнала b (t) необходимо извлечь на отдельных тактовых интервалах T оценки кодовых символов bn(t).
При цифровой фазовой модуляции сигнал имеет вид: ицФм( ) = ит cos(co0? + K0MY,biK)v(t - пТ)) = 2KFM - разность фаз для двух позиций кода. На практике широко используются многопозиционные системы ЦФМ, когда начальная фаза несущей принимает не два, а m значений [3]. В технике передачи информации широко используются как многопозиционные (m 2) системы ЦАМ и ЦФМ, так и их смешанные варианты (ЦАФМ). На рис. 1.1 представлены амплитудно-фазовые диаграммы некоторых таких систем сигналов. Для повышения качества передачи, т.е. минимизации средней взвешенной вероятности ошибочного приема в канале с шумом, необходимо подобрать такую сигнально-кодовую конструкцию, чтобы сигнальные точки разрешенных кодовых комбинаций находились друг от друга на коэффициент взаимной корреляции рассматриваемых сигналов. Примером сигналов, у которых сигнальные точки (векторы) располагаются на прямой, являются двоичные противоположные сигналы. Им соответствует две симметрично расположенные относительно начала координат точки на прямой с координатами (0, ]E) и (0,- Е). Расстояние между сигналами d12 = 2л[Ё, а коэффициент корреляции R12 = -1. Двоичные ортогональные сигналы являются примером сигналов, у которых сигнальные точки располагаются в плоскости. Им соответствуют два ортогональных вектора на плоско 22
Наиболее распространёнными многопозиционными сигналами являются ортогональные, биортогональные и симплексные. Если сигнальные точки выбрать на линиях, совпадающих с ортами рг, на расстояниях -\[Ё от начала координат, то получим систему ортогональных сигналов. Число сигналов в таком ансамбле т=п. Так, если принять модуляции (МЧМ). Ортогональные сигналы образуют эквидистантную систему: расстояния между любыми двумя сигнальными точками одинаковы и согласно выражению (1.1.11) равны drk = л/2Е . Перспективным вариантом ЧМ сигналов являются частотно-манипулированные сигналы с непрерывной фазой (ЧМ-НФ) [3,101].
Биортогональные сигналы образуются по следующему правилу: к каждому ортогональному сигналу добавляется противоположный. Здесь число сигналов т = 2п. Простейшим из биортогональных является ансамбль с т = 4. Сигналы имеют одинаковые энергии, а сигнальные точки располагаются на одинаковом расстоянии от начала координат. На амплитудно-фазовой плоскости они образуют квадратную сеть (на рис. 1.2 знаками "+" обозначено начало координат). При выборе в качестве базисных функций
Требования к обеспечению разрешенного образа на выходе согласованного фильтра
Свойство суммы, выражаемое (2.1.5) и заключающееся в том, что каждый ее столбец задает выражение для спектра ЭКП, будет сохраняться только при следующих строго определенных условиях, которым должна соответствовать матрица В. Во первых, это симметричность матрицы А, а значит, и матрицы В. Только в этом случае можно воспользоваться свойством эргодичности ЭКЗС при преобразовании суммы (2.1.1). Данное условие выполняется при умножении матрицы В на любое целое число г. При этом сумма элементов г-го столбца в (2.1.1) будет равна спектру ККП Гг со сдвинутой начальной точкой. В результате суммы всех столбцов станут нулевыми за исключением одной суммы, по модулю равной s.
Во вторых, матрицы А и В должны содержать элементы всех ЭКП. В них не должно быть повторяющихся строк или столбцов. В противном случае в сумме (2.1.1) одни спектральные компоненты будут повторяться несколько раз, а другие будут отсутствовать, т.е. нарушится равномерность энергетического спектра ККП. Это произойдет в том случае, если при умножении матрицы В на г возникнут строки с одинаковой (по модулю s) кратностью. Чтобы получить последовательность элементов ККП с равномерным энергетическим спектром достаточно умножить матрицу В на число, взаимно простое с s, и взять ее элементы по модулю s. Тогда для семейства ЭКП размерностью s существует ф(У) ККП с РЭС, где ф(х) - функция Эйлера.
К аналогичным результатам приводит и другой подход. В матрице Ви-я строка задает элементы ЭКП порядка п. Следовательно, первая строка задает последовательность ЭКП в ККП. Умножение первой строки на целое число г, r = \,...,s-\, или переход к строке с номером г даст последовательность чисел в данной строке, задающую порядок следования ЭКП в ККП, как и при непосредственном умножении матрицы В на число г. Следовательно, строки матрицы В, номера которых являются взаимно простыми с s числами, задают последовательности ЭКП в ККП.
ВКФ различных базовых ККП с равномерным энергетическим спектром не является везде нулевой. Строки матрицы В, номера которых являются с s взаимно простыми числами, задают комбинации элементов в ККП. Так как первым в ККП всегда будут ЭКП нулевого порядка, ВКФ которых равна s, а ВКФ последующих ЭКП равна 0, то, по крайней мере, один отсчет ВКФ двух базовых ККП не будет равен 0. Следовательно, в отличие от составляющих их
ЭКП композиционные комплекснозначные последовательности не являются ортогональными. Так как при обработке ККП предполагается использование циклической свертки, то аналогичными взаимнокорреляционными свойствами будут обладать и символы, полученные путем сдвига начальной точки в базовых ККП.
В работе [14] рассмотрена базовая ККП Г0 1. В соответствии с общим представлением для ККП при s = 2 получается: Г0,1 ={Гт0,1 = {1,1,1,-1І. Вид ККП Г0 1 совпадает с видом кода Баркера при s = 4. ККП с другими значениями s будут комплекснозначными. Таким образом, данный код Баркера является частным случаем ККП. Другим частным случаем ККП являются коды Фрэнка.
Рассмотрим случай для размерности s = 3. Существует два числа, взаимно простых с числом 3. Для s = 3 получается две базовые ККП с равномерным энергетическим спектром. Записывая последовательность взаимно-простых с числом 3 чисел от 0 до 3, умножая эти числа на п = 1,2 и переходя к значениям по модулю 3, получаются комбинации порядков ЭКП, образующих базовые ККП с равномерным энергетическим спектром: 0,1,2 , 0,2,1.
Важнейшим свойством ЭКП разных порядков является свойство их глобальной несхожести. Оно заключается в том, что скалярное произведение (Г/,ГОТ), тФІ, mj = 0,1,...,s-1, равно нулю. На рис. 2.3 приведены векторные диаграммы, а в табл. 2.1 -аналитические представления полных семейств ЭКП размерностей s = 2...10.
Как показано в разделе 2.1, ККП формируются как композиция ЭКП. Алфавит ККП образуется либо в результате циклического сдвига порядков ЭКП, либо в результате циклического сдвига элементов ККП. В табл. 2.2 представлен алфавит кодовых комбинаций ККП при s=3, полученный циклическим сдвигом элементов первой базовой последовательности, а в табл. 2.3 – при
В каждый передаваемый информационный бит «встраивают» ККП, состоящий из последовательности чипов. Для передачи единичного и нулевого символов сообщения используются соответственно базовая ККП и ККП, полученная циклическим сдвигом одного чипа (рис. 2.4). 1 1 -0,5+ 0,81г -0,5-0,81г 1 -0,5-0,81г -0,5+ 0,81г 1 1 1 1 1 -0,5+ 0,81г -0,5-0,81г 1 -0,5-0,81г -0,5+ 0,81г
Рис. 2.4. Кодирование ККП На рис. 2.5 рассмотрены варианты, когда одна последовательность используется для кодирования дибита. 1 1 1 -0,5+ 0,81/ -0,5-0,81/ 1 -0,5-0,81/ -0,5+ 0,81/ -0,5+ 0,81/ 1 1 1 1 -0,5+ 0,81/ -0,5-0,81/ 1 -0,5-0,81/ -0,5-0,81/ -0,5+ 0,81/ 1 1 1 1 -0,5+ 0,81/ -0,5-0,81/ 1 1 -0,5-0,81/ -0,5+ 0,81/ 1 1 1 1 -0,5+ 0,81/ -0,5-0,81/
Рис. 2.5. Кодирования композиционными комплекснозначными последовательно стями дибита Основное отличие ККП от рассмотренных в первой главе кодов Баркера и некоторое сходство с ССК-последовательностями заключается в том, что существует не строго заданная последовательность, посредством которой можно кодировать либо логический ноль, либо единицу, а целый набор последовательностей. Можно получить достаточно большое количество разных ККП. Это обстоятельство позволяет кодировать в одном передаваемом символе несколько информационных бит и тем самым повышать информационную скорость передачи. Кроме того, ККП в отличие от ССК-последовательностей обладают строго дельтовидной АКФ, а, следовательно, и равномерным спектром.
При формировании физического носителя заданного ККП с помощью фазового метода каждый его элемент у(п), п = 0,1,...,5-1, ассоциирован с п-м кодовым интервалом сигнала. В его пределах сигнал представляет собой отрезок синусоиды с единичной амплитудой у(п)=1, а начальная фаза определяется аргументом ф(/и) элемента ККП [71,81,82,88]:
Исследование помехоустойчивости физических носителей комплекснозначных сигналов с равномерным энергетическим спектром
Первая фаза характеризуется нарастанием количества элементов, общих для сигнала и окна. Во время второй фазы происходит полное совпадение положений окна фильтра с сигналом с параметром смещения d = 0. Для третьей фазы и далее до фазы t характерно полное совпадение окна фильтра с одним из сигналов в смеси N. Во время фазы (t + \) происходит полное совпадение положений окна фильтра с сигналом с максимальным смещени 76 ем d. Для фазы (t + 2) количество общих элементов с течением времени уменьшается. Все, кроме одного, отсчеты ВКФ образуются фильтром в течение фаз, когда он не согласован с сигналом: в пределах его окна находится лишь часть сигнала, с которым он согласован, или другие сигналы, входящие в смесь N.
Согласование во времени имеет место лишь во время одной из фаз со второй по (/ + 1). Тогда образуется пиковый отсчет фильтра, содержащий в качестве полезной составляющей величину, равную энергии незашумленно-го входного сигнала.
Таким образом, при взаимодействии фильтра с сигналом образуется не один, а 2s+ 1 ненулевых отсчетов при минимальном смещении d = s-1. В общем случае 2s из них будут лишними и играют роль коррелированной помехи. Негативный характер данной ситуации усугубляется, естественно, из-за неизбежного воздействия флуктуационного шума и других помех.
В работе [14] представлены основные требования к процессу формирования выходного сигнала фильтра, достаточные для получения разрешенного образа суммарного сигнала. Первым условием является формирование выходного сигнала только в момент временного согласования фильтра с сигналом. Второе условие обеспечения на выходе фильтра разрешенного образа состоит в применении свободной от краевых эффектов циклической процедуры, основанной на периодичности входных сигналов фильтра и сигнала определяющего его импульсную характеристику. б - выходной сигнал согласованного фильтра В отличие от кодов Баркера, псевдослучайных фазоманипулированных последовательностей и др., ККП не имеет боковых лепестков при любом значении s, т.е. допускает идеальное сжатие и концентрирует всю энергию в пределах одного кодового интервала.
В приемном устройстве временное положение последовательности неизвестно. Поэтому целесообразно процесс фильтрации последовательности рассматривать не только во второй стадии, когда окно фильтра полностью совпадает с последовательностью, но также и во время первой и третьей стадии. Введем с помощью параметра j количественную характеристику взаимного положения окна фильтра с последовательностью. При j = 0 правый край окна фильтра находится в начале последовательности, причем перекрытия нет. Произвольное значение j соответствует j дискретным шагам окна от положения при j = О. Во время первой стадии фильтрации параметр j принимает значения j = \,2,...,s-\, для второй стадии j = s, а во время третьей стадии j = s + \,s + 2,...,2s-\. Для третьей стадии удобно ввести параметр / = j - s, / = l,2,...,s-l.
На первой стадии при циклической фильтрации для j-го положения окна s2 - j элементов окна не пересекаются с последовательностью и их можно считать равными нулю, а все ненулевые отсчеты будут смещены на величину j. В результате выражение для выходного отклика согласованного фильтра примет вид: Максимальный по модулю отклик будет получен при равенстве индексов при v и у , т.е. (п + j)s2 ={n-m + s2 - \)s2 = j = -m -\= m = -j-\. Такое значение индекса т определяет положение главного пика циклической корреляционной функции гр {т), соответствующее началу первого кодового интервала последовательности. На третьей фазе фильтрации окно выходит за правую границу последовательности и / = J - s2, j = s2 +1,s2 + 2,...,2s2 -1, отсчетов сигнала равны нулю, а s2 -I ненулевых отсчетов сигнала будут смещены на величину /. Выражение (3.3.5) для этого случая будет равно: . Таким образом, циклическая фильтрация позволяет получить сжатую последовательность без боковых лепестков, но при этом обладает высокой трудоемкостью, т.к. при каждом положении окна фильтра необходимо вы 81 числять s2 отсчетов и приводит к неопределенности выбора полезного отсчета.
В связи с этим необходимо выяснить возможность вычисления отсчетов циклической корреляционной функции для второй фазы фильтрации по результатам ациклической обработки последовательности на первой и третьей фазах, а также возможность формирования отсчетов на выходе циклического фильтра по результатам гораздо менее трудоемкой ациклической согласованной фильтрации. В данном случае можно использовать алгоритм ЧКШС, предложенный для решения задачи разрешения сигналов от цели в радиолокации в работах [14,49]
Рассмотрим ситуацию, показанную на рис. 3.6. Правая граница окна при его первом положении совпадает с левой границей при втором положении. Стык окон располагается в пределах последовательности и смещен на j кодовых интервалов от левого края последовательности
