Содержание к диссертации
Введение
1 Синтез реализуемых форм короткоимпульсных сверхширокополосных сигналов по нескольким показателям качества в радиосистемах передачи информации 13
1.1 Вводные замечания 13
1.2 Синтез формы короткоимпульсі юго сверхширокополосного сигнала с минимальной эффективной длительностью при минимальной ширине энергетической диаграммы направленности антенной системы с учетом требований по реализации 16
1.2.1 Обоснование показателей качества короткоимпульсных сверхширокополосных сигналов 16
1.2.2 Многокритериальный синтез формы короткоимпульсного сверхширокополосного сигнала 20
1.2.3 Сравнение синтезированного короткоимпульсного сверхширокополосного сигнала с общеизвестными 24
1.3 Синтез робастного к искажениям короткоимпульсного сверхширокополосного сигнала возбуждения антенной системы 28
1.3.1 Определение формы сигнала возбуэюдеиия антенной системы при известном сигнале в дальней зоне 28
1.3.2 Регуляризация решения обратной задачи 30
1.4 Синтез модулированной последовательности короткоимпульсных сверхширокополосных сигналов для увеличения энергетической эффективности обработки 34
1. 4.1 Методы модуляции последовательности короткоимпульсных сверхширокополосных сигналов 34
1.4.2 Модификация алгоритма покоординатного спуска для синтеза дискретной кодовой последовательности короткоимпульсных сверхширокополосных сигналов 41
1.4.3 Многокритериальный синтез кодовой последовательности модулированной пачки короткоимпульсных сверхширокополосных сигналов 46
1.5 Выводы 51
2 Разработка и обоснование алгоритмов обработки короткоимпульсных сверхширокополосных сигналов в радиосистемах передачи информации 53
2.1 Вводные замечания 53
2.2 Учет влияния среды распространения на форму короткоимульсных сверхширокополосных сигналов при обработке 56
2.2.1 Влияние атмосферы на характеристики короткоимульсных сверхширокополосных сигналов 56
2.2.2 Обоснование алгоритма обработки последовательности короткоимпульсных
сверхширокополосных сигналов с учетом искажений, полученных при распространении 60
2.3 Использование череспериоднои корреляционной обработки короткоимпульсных сверхширокополосных сигналов 64
2.4 Энергетическое і іакопление пачки короткоимпульсных сверхширокополосных импульсов 68
2.5 Использование алгоритма вейвлет-анализа при обработке короткоимпульсных сверхширокополосных сигналов 71
2.6 Помехоустойчивость короткоимпульсных сверхширокополосных радиосистем передачи информации 76
2.7 Выводы 82
3 Анализ практической реализации короткоимпульсных сверхширокополосных радиосистем передачи информации 85
3.1 Вводные замечания 85
3.2 Формирование короткоимпульсного сверхширокополосного сигнала 87
3.2.1 Формирование короткоимпульсного сверхширокополосного излучения с использованием диодов с резким восстановлением запирающих свойств 87
3.2.2 Практическая реализация генератора короткоимпульсных сверхширокополосных сигналов 90
3.3 Радиосистема передачи с внутрипериоднои позиционной модуляцией короткоимпульсных сверхширокополосных сигналов 93
3.3.1 Модуляция и демодуляция последовательности короткоимпульсных сверхширокополосных сигналов 93
3.3.2 Временная синхронизация в короткоимпульснои сверхширокополосной радиосистеме передачи информации 96
3.3.3 Сверхширокополосная щелевая антенна 100
3.3.4 Практическая реализация 102
3.3.5 Экспериментальные исследования 105
3.4 Анализ разработанной короткоимпульснои сверхширокополосной рлдиосисгемы передачи информации 107
3.5 Выводы 109
Заключение 110
Список литературы 114
- Синтез формы короткоимпульсі юго сверхширокополосного сигнала с минимальной эффективной длительностью при минимальной ширине энергетической диаграммы направленности антенной системы с учетом требований по реализации
- Синтез робастного к искажениям короткоимпульсного сверхширокополосного сигнала возбуждения антенной системы
- Учет влияния среды распространения на форму короткоимульсных сверхширокополосных сигналов при обработке
- Формирование короткоимпульсного сверхширокополосного излучения с использованием диодов с резким восстановлением запирающих свойств
Введение к работе
Актуальность темы. В настоящее время проявляется активный интерес к возможности использования в радиосистемах передачи информации (РСПИ) сверхширокополосных сигналов (СШП). Под СШП сигналами понимаются сигналы с шириной спектра Af=fe —fu, определяемой как разность верхней fe и нижней fH частот спектра, сопоставимой с его средней частотой fo~{fe +/н)/2 так, что показатель широкополосности/z0 = Aflfo> 0,25 [1]. Одной из разновидностей СШП сигналов являются короткоимпульсные сигналы, отличающиеся короткой во времени формой без явного заполнения синусоидальным колебанием [2]. Использование короткоимпульсных СШП (КСШП) сигналов с длительностью порядка 0,1... 10 не, обладающих широкой полосой спектра, значительной проникающей способностью и скрытностью, позволяет получить высокие значения показателей качества РСПИ. Весомый вклад в этой области внесли как российские ученые - Ширман Я.Д., Астанин Л.Ю., Бахрах Л.Д., Урядников Ю.Ф., Иммореев И.Я., Осипов М.Л. и др. [1...6], так и зарубежные - Тейлор Дж. Д., Хармут Х.Ф., Вон Намгуг и др. [7... 10]. Использование КСШП сигналов позволяет повысить один из основных показателей качества РСПИ - скорость передачи информации за счет большой ширины спектра [11]. Кроме того, применение КСШП сигналов обеспечивает высокую скрытность из-за малого значения удельной спектральной плотности мощности (СПМ), что затрудняет обнаружение таких сигналов. С другой стороны по сравнению с узкополосными сигналами влияние естественных или искусственно созданных помех приводит к меньшим потерям при обработке, т.к. в этом случае часть спектра КСШП сигнала пораженная помехой имеет меньшее относительное значение [7].
Однако КСШП сигналы обладают существенным недостатком — поскольку ширина полосы частот такого сигнала большая, очень трудно подобрать подходящую по характеристикам антенну и рассчитать искажения, воз-
никающие при передаче. Кроме того, на КСШП сигнал сильно воздействуют искажения при распространении в пространстве из-за неравномерного затухания по частоте [12].
Важной характеристикой КСШП сигнала влияющей на многие показатели качества РСПИ является его форма [2], поэтому синтез оптимальной по тому или иному критерию формы КСШП сигнала становится приоритетной задачей в данном направлении. Однако формирование требуемой формы КСШП сигнала затруднено его практической реализуемостью. Современные формирователи позволяют реализовывать ограниченный набор форм КСШП сигналов [13], поэтому при синтезе необходимо учитывать практическую реализуемость полученного сигнала.
Обработку КСШП сигнала на приемной стороне необходимо проводить оптимальным образом [6], для чего требуется проанализировать известные алгоритмы обработки с целью определения их характеристик при наличии различных искажений сигнала при формировании и распространением в среде. В устройстве обработки также возникают трудности с генерацией эталонной формы КСШП сигнала на входе системы для обеспечения согласованной фильтрации.
Для увеличения энергетической эффективности обработки КСШП сигналов в РСПИ часто используют накопление пачки импульсов [14]. Важными характеристиками пачки КСШП сигналов является тип модуляции и конфигурация используемой кодовой последовательности. Поэтому актуальной задачей является выбор и обоснование типа модуляции, его параметров, а также кодовой последовательности.
Кроме того, все перечисленные выше аспекты построения КСШП РСПИ требуют экспериментальной проверки в практической реализации. Это затрагивает решение сопутствующих вопросов обеспечения синхронизации приемника и передатчика, а также реализации формирователя КСШП сигналов на современной элементной базе.
Таким образом, актуальными являются задачи синтеза кодовой последовательности и формы КСШП сигналов с учетом влияния искажений при формировании, излучении и распространении в пространстве, а также разработки алгоритмов обработки КСШП сигналов.
Цель работы. Целью работы является синтез форм и кодовой последовательности, а также разработка алгоритмов обработки КСШП сигналов в интересах повышения показателей качества РСПИ.
Поставленная цель работы включает решение следующих задач:
Обоснование показателей качества и синтез формы КСШП сигнала с учетом реализуемости.
Определение формы КСШП сигнала возбуждения антенны с учетом искажений для получения требуемой формы сигнала в дальней зоне.
Анализ видов модуляции последовательности КСШП сигналов и синтез кодовой последовательности для формирования сложного КСШП сигнала, обеспечивающей высокую помехоустойчивость
передачи.
Анализ искажений, вносимых в КСШП сигнал при распространении в пространстве и разработка алгоритма обработки искаженного сигнала.
Анализ потерь в отношении сигнал-шум (ОСШ) в различных алгоритмах обработки КСШП сигналов.
Определение устойчивости КСШП сигналов в РСПИ, использующих различные алгоритмы обработки к узкополосным и импульсным помехам.
Анализ практической реализация РСПИ с КСШП сигналами при учете синхронизации передающей и приемной части.
Методы исследования. В работе использовались методы статистической радиотехники и математической статистики, регуляризации решений, вариационного, матричного исчисления и вычислительной математики. Данные теоретические методы сочетались с экспериментальными исследованиями на основе имитационного моделирования и проведении натурных экспериментов.
Научная новизна. В рамках данной диссертационной работы получены следующие новые научные результаты:
Синтезирован КСШП сигнал симметричной формы по критерию качества, обеспечивающего минимум ширины энергетической диаграммы направленности антенны. Проведено сравнение синтезированного КСШП сигнала с общеизвестными и показано его преимущество по заданному критерию и по энтропийному критерию скрытности.
Определена форма сигнала возбуждения искажающей антенны для получения требуемой формы КСШП сигнала в дальней зоне, а также проведена регуляризация полученного решения для уменьшения влияния искажений КСШП сигнала в антенне.
Разработана модификация алгоритма покоординатного спуска (ПС) для синтеза дискретных кодовых последовательностей КСШП сигналов, обеспечивающего более низкий уровень боковых лепестков (УБЛ) автокорреляционной функции (АКФ) по сравнению с известным методом ПС.
Показаны преимущества одновременной модуляции полярности и позиции для синтезированного КСШП сигнала и синтезирована дискретная кодовая последовательность (ДКП), дающая выигрыш по энтропийному критерию скрытности по сравнению с кодами Хаффмана.
Обоснованы алгоритмы обработки КСШП сигнала, обеспечивающие минимальные потери в ОСШ при обработке по сравнению с общеизвестными в случае искажений сигнала в среде распространения, а также действии узкополосной и импульсной помехи.
Исследована помехоустойчивость предложенного алгоритма по сравнению с общеизвестными и показано его преимущество на 2... 11 дБ в требуемом ОСШ при одинаковой вероятности правильного обнаружения при воздействии узкополосной помехи и белого шума. При воздействии импульсной помехи наилучшим является алгоритм на основе вейвлет-анализа.
Достоверность. Достоверность результатов и выводов, полученных в диссертационной работе, обеспечивается качественным и количественным сопоставлением результатов имитационного моделирования с известными положениями теории обработки сигналов.
Практическая ценность работы. Полученные в работе формы КСШП сигналов и алгоритмы их обработки могут успешно применяться в РСПИ различного назначения. Разработанная в работе КСШП РСПИ показывает возможность практической реализации канала передачи данных в сложных условиях распространения. Результаты работы внедрены в разрабатываемые радиолинии управления и телеметрии космических аппаратов в ФГУП «Российский научно-исследовательский институт космического приборостроения», в устройствах тече-трассопоиска ООО «Техно-АС», а также используются в системах беспроводного управления сложными механизированными системами в 000 «АВБ Лабе», что подтверждено соответствующими актами.
Основные положения, выносимые на защиту:
1 Синтезированный КСШП сигнал симметричной формы, обеспечи-
вающий на 7... 10 % более высокие характеристики по критерию
минимума ширины энергетической диаграммы направленности по сравнению с ранее известными.
Высокоэффективная модификация алгоритма ПС позволяющая получить выигрыш в уменьшении УБЛ АКФ ДКП от 1,5 до 2,8 дБ при длине последовательности до 500 символов по сравнению с методом ПС.
Алгоритм обработки КСШП сигналов в случае искажений при распространении в пространстве на основе метода регуляризации, позволяющий на 4...7 дБ снизить потери в ОСШ при обработке и на 3...8 дБ получить выигрыш в ОСШ в характеристиках обнаружения при воздействии белого гауссовского шума и узкополосных помех по сравнению с алгоритмами череспериодной корреляционной обработки (ЧПКО), энергетического обнаружителя и алгоритмом на основе вейвлет-анализа.
Апробация работы. Результаты работы докладывались на следующих конференциях:
ИХ Всероссийская научно-техническая конференция студентов молодых ученных и специалистов "Новые информационные технологии в научных исследования и в образовании" 2003, г. Рязань.
12-я Международная научно-техническая конференция «Проблемы передачи и обработки информации в сетях и системах телекоммуникации» 2003, г. Рязань.
13-я Международная научно-техническая конференция «Проблемы передачи и обработки информации в сетях и системах телекоммуникации» 2004, г. Рязань.
6-я Международная конференция "Цифровая обработка сигналов и ее применения" 2004, г. Москва.
10-я Международная научно-техническая конференция студентов и аспирантов "Радиоэлектроника, электротехника и энергетика" 2004, г. Москва.
IX Всероссийская научно-техническая конференция студентов молодых ученных и специалистов "Новые информационные технологии в научных исследования и в образовании" 2004, г. Рязань.
X Всероссийская научно-техническая конференция студентов молодых ученных и специалистов "Новые информационные технологии в научных исследования и в образовании" 2005, г. Рязань.
14-я Международная научно-техническая конференция «Проблемы передачи и обработки информации в сетях и системах телекоммуникации» 2005, г. Рязань.
XI Всероссийская научно-техническая конференция студентов молодых ученных и специалистов "Новые информационные технологии в научных исследования и в образовании" 2006, г. Рязань.
30-я Всероссийская научно-практическая конференция "Сети и системы связи" 2006, г. Рязань.
V Международная конференция "Идентификация систем и задачи управления" SICPRO '06 2006, г. Москва.
31-я Всероссийская научно-практическая конференция "Сети и системы связи" 2007, г. Рязань.
15-я Международная научно-техническая конференция «Проблемы передачи и обработки информации в сетях и системах телекоммуникации» 2008, г. Рязань.
Публикации. По теме диссертации опубликовано 24 работы. Из них 8 статей в журналах рекомендованных ВАК РФ для кандидатских диссертаций, 3 статьи в межвузовских сборниках, 13 тезисов докладов.
Структура и объем работы. Диссертационная работа состоит из введения, трех глав, заключения, списка литературы из 201 наименований и 3 приложений. Диссертация содержит 145 с, в том числе 121 с. основного текста, 1 таблицу и 56 рисунков.
Благодарности. Автор выражает искреннюю признательность своему научному руководителю: д. т. н., проф. Кириллову Сергею Николаевичу за неоценимую помощь и огромную моральную поддержку, оказанную в процессе работы над диссертацией. Автор также благодарит своих коллег, аспирантов и сотрудников кафедры радиоуправления и связи РГРТУ за высказанные замечания, содействие и помощь в процессе работы и оформления диссертации. Выражаю особую благодарность своим родным и близким за предоставленную возможность заниматься научной деятельностью.
Синтез формы короткоимпульсі юго сверхширокополосного сигнала с минимальной эффективной длительностью при минимальной ширине энергетической диаграммы направленности антенной системы с учетом требований по реализации
На характеристики КСШП РСПИ большое влияние оказывает форма используемого сигнала. РСПИ работают в различных условиях при наличии шумовой обстановки характеризуемой широким классом помех. В связи с неоднородностью условий работы различных систем требование обеспечить высокое качество передаваемой информации влечет за собой различные требования к характеристикам используемых КСШП сигналов. Рассмотрим основные показатели качества КСШП сигналов и проведем синтез формы КСШП сигнала по некоторому усредненному (взвешенному) критерию.
Показатели качества множества сигналов достаточно разносторонни и часто взаимоисключают друг друга, что делает решаемую задачу компромиссной. Выбор приоритета того или иного показателя осуществляется разработчиком РСПИ в зависимости от требований к ее характеристикам.
Одним из важных параметров РСПИ является диаграмма направленности АС. Поскольку форма КСШП сигнала влияет на диаграмму направленности АС, необходимо обосновать усредненную ДН, зависящую от функции, описывающей форму сигнала.
Для ДН часто предъявляется требование быстрого спада главного лепестка и минимизация уровня боковых лепестков, что характеризуется степенью прямоугольности ДН. Степень прямоугольности энергетической ДН определяется исходя из равенства площадей под функцией D((p) и прямоугольника с высотой D(0) и шириной рп, как это наглядно представлено на рисунке 1.1:
Критерий (1.4) является выражением дисперсии СПМ в зависимости от частоты и характеризует компактность частотного спектра, что требуется для уменьшения влияния РСПИ на другие системы, работающие в совместной полосе частот.
В случае короткоимпульсных РСПИ, для получения высокой разрешающей способности сигналов в пачке импульсов необходимо обеспечить высокую степень локализации КСШП сигнала во времени.
Скрытность сигнала обеспечивается равномерностью распределения СПМ по частоте. Показатель скрытности сигнала эквивалентен требованию максимизации удельной энтропии временного ряда, которая определяется выражением [20].
Данный функционал характеризует степень неопределенности знаний относительно спектральных составляющих сигнала. Уровень СПМ КСШП сигналов оказывается ниже уровня шумов и при этом трудно различим. В результате КСШП сигналы оказывают меньшее взаимное влияние на другие РСПИ.
Это условие гарантирует отсутствие у сигнала постоянной составляющей, которая физически не может быть излучена в пространство.
Указанные выше функционалы в значительной мере характеризуют показатели качества КСШП сигналов, используемых в РСПИ, и могут служить критериями для синтеза формы сигнала и сравнения КСШП сигналов между собой. 1.2.2 Многокритериальный синтез формы короткоимпульсного сверхширокополосного сигнала
При этом постоянные коэффициенты определяются путем решения системы уравнений с использованием ограничивающих условий. Для определения влияния формы синтезированного КСШП сигнала на характеристики энергетической ДН подставим полученное решение (1.9) в выражение (1.1) и (1.2).
Как следует из определения [2], синтезированный короткоимпульсный сигнал является сверхширокополосным, поскольку отношение ширины спектра к центральной частоте Af/f0 1 / 0.7 = 1.43 0.25. Кроме того, при длительности КСШП сигнала Т0 2 не ширина полосы частот будет Af 500 МГц, что соответствует второму признаку СШП сигнала, принятому за рубежом [9].
Как видно из рисунка 1.3 синтезированный КСШП сигнал является нечетной функцией, что обеспечивает главное условие физической реализуемости сигнала (1.7). Сигнал является финитным и ограничен в относительных пределах значения х є [-1;1]. Кроме того, на границах сигнала в точках х = ±1 первая производная сигнала равна нулю, что обеспечивает практическую реализуемость сигнала и высокую скорость спада СПМ.
Спектр синтезированного КСШП сигнала представлен на рисунке 1.4. АКФ синтезированного КСШП сигнала, представленная на рисунке 1.5, является четной функцией с уровнем боковых лепестков 0,5 от максимума.
Сформировать такой КСШП радиосигнал можно двумя методами. Первый и самый простой — метод ударного возбуждения антенны [26] импульсом, пространственная длительность которого меньше, чем длина антенны. При этом антенна будет "звенеть" на своей резонансной частоте, излучая радиоимпульс. Второй метод - подключение на короткое время к нагрузке гармонического СВЧ сигнала получая в ней, таким образом, радиоимпульс [26].
Как следует из анализа таблицы, наилучшим по сосредоточенности характеристик во временной (критерий ко) и частотной (критерий ki) области является сигнал (1.10). Наилучшим по энтропийному критерию скрытности к3 и ширине энергетической диаграммы направленности рп является синтезированный КСШП сигнал (1.9), выигрыш которого по сравнению с (1.10) составил 10,7% и 7,5% соответственно при одинаковой ширине полосы частот СПМ. Моноцикл Гаусса выигрывает по степени сосредоточенности энергии во времени на 1,8% и по частоте на 2,6% по сравнению с сигналом (1.9). Однако моноцикл Гаусса физически не реализуем, поскольку имеет бесконечные пределы по времени. Сигнал (1.11) проигрывает по всем критериям сравнения указанным сигналам, что говорит о нецелесообразности использования сигналов с гармоническим заполнением в РСПИ. Однако простота формирования таких КСШП сигналов определяет их применение там, где требуется низкая стоимость оборудования. Таким образом, проведенное сравнение показывает преимущество синтезированного КСШП сигнала с точки зрения показателей скрытности и ширины энергетической ДН антен ной решетки при достаточно высоких показателях компактности в частотной и временной областях. Кроме того, предложенный сигнал физически реализуем из-за нулевых производных на границах сигнала и финитен во времени, чего нельзя сказать о моноцикле Гаусса.
В современных КСШП РСПИ, использующих сверхкороткие импульсы, остро стоит проблема формирования заданной формы сигнала в дальней зоне антенны при наличии мешающих воздействий в виде искажений частотной характеристики (ЧХ), а также рассогласования АС в широкой полосе частот. В [4] предлагается решать эту проблему путем коррекции исходного импульса возбуждения с помощью предыскажений или добавлением дополнительного корректирующего импульса. Другим решением этой проблемы является синтез формы сигнала возбуждения АС, обеспечивающего слабую чувствительность к мешающим воздействиям требуемой формы КСШП сигнала в дальней зоне антенны.
Синтез робастного к искажениям короткоимпульсного сверхширокополосного сигнала возбуждения антенной системы
В современных КСШП РСПИ, использующих сверхкороткие импульсы, остро стоит проблема формирования заданной формы сигнала в дальней зоне антенны при наличии мешающих воздействий в виде искажений частотной характеристики (ЧХ), а также рассогласования АС в широкой полосе частот. В [4] предлагается решать эту проблему путем коррекции исходного импульса возбуждения с помощью предыскажений или добавлением дополнительного корректирующего импульса. Другим решением этой проблемы является синтез формы сигнала возбуждения АС, обеспечивающего слабую чувствительность к мешающим воздействиям требуемой формы КСШП сигнала в дальней зоне антенны.
С учетом неискаженного приема КСШП сигнала необходимо [2], чтобы коэффициент усиления антенны по напряженности удовлетворял условию: которое с некоторой точностью выполняется для большинства АС. Кроме того, введем некоторую зависимость коэффициента Knp(Jco), обеспечивающую предельное рассогласование АС, которое может воздействовать на КСШП сигнал. Для оценки степени этого рассогласования воспользуемся параметром g, который при значении g = О приводил к K(Jco)=\, а при значении g = 1 кКпр(/со): K{jCD,g) = \-g{\-Knp{jCD)). (1.17)
Также зададим искажения ЧХ АС в виде аддитивной синусоидальной составляющей с периодом равным одной десятой ширины спектра сигнала и амплитудой а, изменяющейся от 0 до атах, где атах выбирается исходя из условия неотрицательности первой производной искаженной ЧХ. Без учета искажений задача определения формы КСШП сигнала возбуждения АС по известному сигналу (1.9) в дальней зоне антенны решается с помощью преобразования Фурье: где SQ co)- спектральная функция сигнала s(f).
Поскольку решение обратной задачи является некорректным [28] необходимо использовать методы регуляризации для придания ему свойств устойчивости и робастности. В общем случае небольшие отклонения формы частотной характеристики антенны H(jco) от исходной могут приводить к значительным изменениям решения [28].
Для задания априорной неопределенности рассогласований сигнала возбуждения в АС предполагается случайный характер изменения коэффициента g. При а = 0 отмечается высокая чувствительность полученных решений к наличию рассогласований. С ростом а проявляются робастные свойства по лученных решений, причем могут быть определены значения параметров а и Д обеспечивающие минимальное среднее значение среднеквадратичной ошибки.
Так при значении коэффициентов vj = v2 = 1 (равномерное распределе-ние) для оптимального значения а = 1,82 10" и Р = 1,22 относительная средняя ошибка составила єср = 3,12%, а в случае V\ = 2,136, v2 = 4,272 - а = 1,08 10" и Р = 1,24, єср = 2,34%. В случае отсутствия свойств робастности полученного решения (а = 0) перечисленные выше средние ошибки соответственно равны 6,2 и 5,8 соответственно.
Среднеквадратичная ошибка На рисунке 1.11 представлена зависимость ошибки от значения амплитуды а/атах аддитивных синусоидальных искажений ЧХ АС полученные без регуляризации (кривая 1) и с использованием регуляризации (кривая 2). В случае без регуляризации средняя ошибка составила еср = 6.2
Как следует из анализа рисунков 1.10 и 1.11 при отсутствии регуляризации отмечается высокая чувствительность полученных решений к наличию рассогласований искажений ЧХ АС. Использование метода регуляризации позволило снизить влияние рассогласований и искажений ЧХ АС на форму КСШП сигнала в дальней зоне антенны на 8...10%.
Таким образом, получены робастные к рассогласованию формы КСШП сигналов возбуждения АС, обеспечивающие уменьшение искажения в дальней зоне антенны.
Учет влияния среды распространения на форму короткоимульсных сверхширокополосных сигналов при обработке
Представим коэффициент передачи линейной среды в сечении z в комплексном виде [42]: K(z,co) = Qxp(i-l z,co)), (2.1) где J z, со) - обобщенное волновое число среды. Тогда при прохождении электромагнитного импульса sj(f), имеющего спектр S\(co), в среде распространения на расстоянии ZQ его спектр изменится следующим образом: ( і V о S2(co) = Sl(u))-exp о Ш ,& ) dz (2.2) Коэффициент К\г,(о) определяется составом среды распространения и значительно различается для твердых, жидких и газообразных сред. Так, для вакуума (среды без потерь) этот коэффициент полностью действительный и выполняется равенство: $;Z,6)) = U)/C, (2.3) где с - скорость света в вакууме. Подставляя (2.3) в (2.2), получаем: S2(u)) = Sl(a))-exp[i-z0 -cole). (2.4) Тогда в точке z0 среды распространения будет сигнал, полностью совпадающий с исходным по форме, но сдвинутый во времени на некоторую вели чину $2(0 = s\(t-r), где T = ZQ/C - задержка сигнала в результате прохождения расстояния z0. При распространении сигнала в среде с потерями коэффициент передачи среды J z,co) становится комплексным Щ г,а)) = kx(z,co) + i- k2{z,co). В этом случае слагаемое k\{z,co) влияет на изменение фазы (задержку) частотных составляющих сигнала в процессе распространения, a k2(z,co) - за их ослабление (затухание) [12].
На рисунке 2.1 приведен сигнал (1.9), искаженный за счет распространения в характерной атмосфере Земли, при различных пройденных расстояниях [42, 43]. Как следует из анализа рисунка 1.20, при прохождении через среду распространения КСШП сигнал приобретает ярко выраженные спектральные составляющие, обусловленные поглощением изотопов определенных частот в атмосфере.
Расстояние z0, на которое распространяется сигнал, обычно заключено в некотором интервале z0min и zomax, причем часто закон распределения zQ неизвестен. В этом случае закон распределения случайной величины Wz(zQ) с известными граничными значениями, обладающий максимальной неопределенностью, является равномерным [45].
Оптимальная обработка или согласованная фильтрация подразумевает наличие полной информации о форме ожидаемого КСШП сигнала [1]. Пришедшая смесь сигнала и шума в корреляторе, перемножается с КСШП сигналом эталонной формы и интегрируется. Сигнал с выхода интегратора сравнивается с пороговым уровнем, который выбирается исходя из заданного критерия.
При согласованной фильтрации искаженного в среде распространения КСШП сигнала неизбежно возникнут потери в ОСШ. Поэтому целесообразно проанализировать характеристики фильтра согласованного с КСШП сигналом с учетом искажений. Исходя из полученного усредненного значения коэффициента передачи атмосферы Земли (2.11) [42]. Проанализируем характеристики фильтра, согласованного с излучаемым КСШП сигналом с учетом искажений, и сравним его с согласованным фильтром без учета искажений. На рисунке 2.2 представлены зависимости потерь в максимальной амплитуде сигнала на выходе приемника по сравнению с оптимальным приемником при согласованной фильтрации искаженного в среде распространения КСШП сигнала от дальности до приемника z (зависимость 1). Кроме того, приведены аналогичные зависимости в случае использования согласованного с КСШП сигналом, полученным с учетом искажений характерных для середины интервала дальности фильтра (зависимость 2), а также в случае согласованного фильтра с характеристиками, усредненными по равномерному закону распределения дальности (зависимость 3).
В результате оптимизации параметра д. по критерию (2.14) получено выражение (2.13) частотной характеристики фильтра для квазиоптимального приемника. На рисунке 2.2 представлены графики зависимости потерь от расстояния при использовании согласованного фильтра (2.13) с параметром ц. = 0.00231 (зависимость 4). Как следует из анализа рисунка, этот вариант не обеспечивает нулевых потерь в ОСШ, но обладает робастностью при изменении расстояния до приемной части.
Рассматриваемая задача является некорректно поставленной, так как интеграл свертки, реализуемый в согласованном фильтре, относится к интегралам Фредгольма 1-го рода. Эффективным методом решения некорректно поставленных задач является метод регуляризации А.Н. Тихонова [29]. Использование этого метода позволяет получить решения, устойчивые к неточному заданию исходных данных.
При решении задачи эмпирическим путем выбран стабилизатор порядка р = 2 с коэффициентами g = (і, 1.34, 0.52} . Зависимость потерь в ОСШ при использовании предложенной частотной характеристики согласованного фильтра с коэффициентом стабилизации а2 = 0.0023, полученным методом подбора, представлена на рисунке 2.2 (зависимость 5). Как следует из анализа рисунка, полученная зависимость слабо чувствительна к искажениям сиг нала во всем диапазоне значений расстояния z. При этом квазиоптимальный фильтр с частотной характеристикой (2.15) обеспечивает в среднем минимальные потери в ОСШ во всем диапазоне значений z меньше на 0,74 дБ по сравнению с фильтром без регуляризации (2.13), на 2 дБ по сравнению с усреднением по равномерному закону, на 4 дБ по сравнению с усреднением в середине интервала дальности и на 7 дБ по сравнению с фильтром согласованным с сигналом без искажений.
Таким образом, исследованы квазиоптимальные фильтры, реализованные при различных вариантах учета искажений КСШП сигнала, вносимых атмосферой земли при передаче информации. Показано, что возможен учет искажений формы КСШП сигналов в атмосфере, при этом потери в ОСШ КСШП сигнала на выходе квазиоптимального фильтра, реализованного на основе метода регуляризации, минимальны и слабо чувствительны к искажениям, вносимым атмосферой в зависимости от расстояния.
Обработка КСШП сигналов методами оптимальной фильтрации затруднена из-за сильных искажений его формы при излучении, распространении и приеме. В результате наличия случайного фактора при определении искажений, например из-за трудно предсказуемого состава среды распространения, учет этих искажений в алгоритме обработки может быть лишь усредненным, что приводит к большим потерям в ОСШ, а, следовательно, к низким значениям вероятности правильного обнаружения [19].
Для улучшения показателей качества РСПИ возможно построение системы приема, которая не учитывает информацию о форме сигнала, при этом используется другая априорная информация о сигнале, такая как период повторения, длительность, вид модуляции и ее параметры. Использование ин формации о периоде повторения позволит осуществить ЧПКО, схема которой приведена на рисунке 2.3.
При повышении ОСШ характеристики квазиоптимального фильтра (2.15) приближаются к изображенным на рисунке 2.2 (зависимость 5), что очень близко к характеристикам оптимального приемника. Характеристики алгоритма ЧПКО при высоком ОСШ также близки к оптимальному приемнику, что делает использование этих методов равнозначными.
К недостаткам алгоритма ЧПКО следует отнести большие проигрыши в ОСШ при высоких уровнях шума и сложность технической реализации, поскольку задержка КСШП сигнала на период повторения является очень сложной задачей. При решении данной задачи цифровыми методами также возникает сложность в аналого-цифровом преобразовании сигнала с длительностью порядка 1 не. Современная элементная база, позволяющая это сделать, является сложной и дорогой. Кроме того, влияние доплеровского сдвига приводит к изменению периода повторения сигнала, что приводит к дополнительным неточностям при измерении.
Главным достоинством алгоритма ЧПКО является отсутствие необходимости в информации о форме КСШП сигнала и искажениях полученных сигналом на пути следования от формирователя до приемника. В применениях к задачам, где известен период повторения сигнала, но параметры среды распространения изменяются в широких пределах или их статистическое описание затруднено, алгоритм обработки на основе ЧПКО может дать большие выигрыши в ОСШ по сравнению с другими методами.
Формирование короткоимпульсного сверхширокополосного излучения с использованием диодов с резким восстановлением запирающих свойств
Формирование КСШП сигнала требуемой формы, например синтезированного в первой главе сигнала (1.9), является трудной задачей при длительности импульса порядка сотен пикосекунд. Одним из основных методов формирования коротких СШП импульсов является использование активных полупроводниковых радиоэлементов, позволяющих получить относительно высокие уровни мощности при несложной практической реализации [54].
При этом время запирания не превышает единиц наносекунд. Если амплитуда /_ больше амплитуды /+, то происходит разрыв ненулевого тока /_, и при параллельном соединении диода и нагрузки осуществляется формирование выходного импульса.
Рассмотрим схемы формирования КСШП импульсов, приведенные на рисунке 3.1 [54]. Временные диаграммы работы обоих схем показаны на рисунке 3.2 (они одинаковы с точностью до полярности и постоянного сдвига Uc), а номинальные значения элементов приведены в Приложении 2. Схемы содержат управляемый ключ Кл, источник питания Е, постоянную индуктивность Li и L2, насыщающийся трансформатор Тр (рисунок 3.1а) или насыщающийся дроссель Др (рисунок 3.16), конденсатор С, ДДРВ — Д емкостью Сц и нагрузка RH. В момент t0 открывается Кл и начинается заряд С (или разряд для рисунка 3.16).
Обмотки Тр (Др) выбраны таким образом, чтобы Тр (Др) замагнился в момент t\, т. е. в момент максимального заряда С. Разряд С происходит на этапе (t\ — /2) - как через индуктивность вторичной обмотки насыщенного Тр (Др), так и через ту же цепь, что и при заряде (если ключ пропускает обратный ток), но обычно током в цепи заряда на этом этапе можно пренебречь.
В случае Lm L + Ls имеем /_ 21+ и разрыв тока 2 происходит при максимальном значении /_ и на диоде возникает резкий выброс напряжения. Отметим, что при точном выполнении условия (3.2), т.е. равенстве количества зарядов, прошедших через Д в прямом и обратном направлениях, выполняется и равенство начального и конечного напряжения на С Uc(t2) = Uc(t0). Реально это соблюдается, если (t+ +О« ,о или говоря другими словами диод работает без потери заряда.
Ключ Кл можно закрывать сразу же после t\, при этом он выключается при нулевом или обратном токе, что способствует быстрому его выключению. После формирования импульса Тр (Др) размагничиваются из-за прекращения тока обмоток, время полного размагничивания определяется свойствами применяемого материала магнитопровода и составляет обычно не менее нескольких микросекунд.
Мощность, выдаваемую диодом в антенну, можно увеличивать путем каскадирования нескольких ДДРВ при условии равенства момента времени их запирания. При этом амплитуда в нагрузке возрастает примерно пропорционально количеству каскадируемых диодов.
Данный формирователь прост в реализации, но позволяет формировать на диодах форму сигнала со слабой возможностью ее корректировки. Однако возможность каскадирования обеспечивает уровни мощности достаточные для передачи данных на расстояния нескольких километров.
На вход схемы подается периодическая последовательность коротких импульсов напряжения UBX, которые усиливаются в малоинерционном буферном усилителе БУ. При этом начинается заряд конденсатора С через диод VD и катушку индуктивности L, что является прямым током заряда ДДРВ I+. В момент времени t\ входной импульс заканчивается и конденсатор С начинает разряжаться через индуктивность L и диод VD, что является обратным током диода /_. Разряд конденсатора С в данном случае происходит быстрее чем заряд из-за разных постоянных времени, определяемых сопротивлением диода в прямом и обратном направлениях, что обеспечивает условие /_ I+. При достижении максимального тока разряда в момент времени t2 происходит обрыв сопротивления диода VD и выброс энергии, накопленной индуктивностью L, что приводит к сверхкороткому импульсу напряжения в нагрузке отрицательной полярности.
Для обеспечения условий генерации импульса необходимо иметь возможность подстройки длительности входного импульса UBX. Параметры формируемого импульса зависят от типа применяемого диода и от значений емкости С и индуктивности L.
В процессе выполнения работы были рассчитаны и экспериментальным путем скорректированы значения элементов С и L. В качестве ДДРВ VD был выбран диод отечественного производства КА606Б. На рисунке 3.4 приведена осциллограмма сформированного КСШП сигнала, полученная с помощью стробоскопического осциллографа С7-8. При проведении измерения использовался аттенюатор на 20 дБ, величина развертки по времени составляет 5 нс/дел, по амплитуде - 10 мВ/дел.
Как следует из анализа рисунка 3.4 длительность сформированного КСШП импульса составляет 1,5 не, амплитуда - 50 мВ, ширина полосы частот по уровню половины мощности, как показывает проведенный спектральный анализ, составляет 0,62 ГГц. Пиковая мощность одного импульса, передаваемого в антенну сопротивлением 50 Ом, составляет 5 мВт.
Недостатком данного импульса является его однополярность, что приводит к невозможности излучения постоянной составляющей и ухудшает энергетические характеристики. Ниже предложен способ получения симметричного сигнала с использованием двух генераторов работающих синхронно. 3.3 Радиосистема передачи информации с внутрипериодной позиционной модуляцией короткоимпульсных сверхширокополосных сигналов
Генератор тактовых импульсов формирует сигнал 1 и задает частоту повторения информационных импульсов. Тактовые импульсы задерживаются в линии задержки на величину Т) или Тг в зависимости от значения текущего передаваемого бита информации (сигнал 2), что обеспечивает модуляцию ПИМ. Регулируемый формирователь запуска генерирует импульс 4 с длительностью, необходимой для формирования резкого восстановления запирающих свойств на ДДРВ. Регулируя длительность импульса в формирователе, добиваются наибольшей мощности, передаваемой в нагрузку. В схеме используются два формирователя КСШП импульса, на один из которых сигнал запуска подается с задержкой Т0. Выбор КСШП формирователя, на который сигнал запуска поступает с задержкой, зависит от информационного бита, что обеспечивает модуляцию МП. В результате формируются два КСШП импульса 5 и 6, которые поступают на разные плечи антенны, что приводит к формированию двухполярного импульса (разность напряжений между пле чами антенны), который излучается в пространство. Для получения биполярного импульса длительность Т0 должна быть соизмерима с длительностью КСШП импульса, так чтобы второй импульс был дополнением первого до целого периода и обеспечивал плавный переход между ними.
В предложенной схеме формирования КСШП последовательности частота повторения информационных импульсов может быть меньше чем тактовая, что необходимо для обеспечения возможности накопления нескольких импульсов в приемнике для повышения энергетики.
Для демодуляции последовательности ПИМ-МПИ КСШП импульсов воспользуемся наиболее простым в реализации методом энергетического накопления. Данный метод является наименее эффективным по характеристикам обнаружения, как показано в параграфе 2.4, но за счет энергетического накопления пачки импульсов возможно их улучшение до приемлемых значений.
