Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Оптимальная когерентная демодуляция ространственно-временных сигналов при коррелированной ауссовскои помехе в многолучевом канале 7
1.1. Модель сигнала и аддитивной помехи в пространстве! И ю-временном канале 7
1.2. Вероятность ошибочной демодуляции при оптимальной пв бработке сигнала в многолучевом канале с гауссовскои оррелированной помехой и энергетический выигрыш относительно огерентной обработки сигнала в одной точке 17
Выводы: 30
Глава 2. Помехоустойчивость жёсткого и мягкого екодирования в многолучевом пространственно- ременном канале с коррелированной гауссовскои помехой ри перемежении кодовых символов 31
2.1. Помехоустойчивость жёсткого декодирования 31
2.2. Помехоустойчивость мягкого декодирования 46
2.3. Энергетический выигрыш мягкого декодирования в многолучевом радиоканале с еремежением символов при использовании акн относительно модифицированного алгоритма Витерби 61
Выводы: 65
Глава 3. Компьютерная модель цифровой системы связи при ространственно-временной обработке 66
3.1. Блочный подход к построению модели цифровой системы связи
66
3.2. Моделирование передачи цифровой информации по многолучевому пв каналу (блок пв анала) 69
3.3. Блок помех 76
3.4. Блок-схема демодулятора как схема объектно-ориентированной Модели 78
Выводы 87
Заключение 88
Литература 90
- Вероятность ошибочной демодуляции при оптимальной пв бработке сигнала в многолучевом канале с гауссовскои оррелированной помехой и энергетический выигрыш относительно огерентной обработки сигнала в одной точке
- Энергетический выигрыш мягкого декодирования в многолучевом радиоканале с еремежением символов при использовании акн относительно модифицированного алгоритма Витерби
- Моделирование передачи цифровой информации по многолучевому пв каналу (блок пв анала)
- Блок-схема демодулятора как схема объектно-ориентированной Модели
Введение к работе
Пространственно-временная обработка сигналов является весьма эффективным средством повышения качества связи в каналах, где основное влияние на качество связи оказывают внешние помехи. Первые публикации по оптимальной пространственно-временной (ПВ) обработке сигналов в системах радиосвязи принадлежат Д. Д. Кловскому [34, 35, 44, 45, 46, 52, 94, 95], Н. Е. Кириллову [38, 39], В. А. Сойферу [52, 76]. В дальнейшем эта тематика развивалась в работах В. И. Конторовича [23, 46], Е. И. Глушанкова [20-23], Н.А.Гусева [25], А.В.Долматова [28], В. А. Жирова [29], В. И. Зимарина [20], С. В. Кобина [25, 53, 54],
A. Н. Колесникова [21, 22], Л.Н.Коновалова [28], В. Г. Карташевского
[33-37, 95], С. М. Широкова [46], Л. А. Марчука [54, 60], В. Р. Мисюры
[20], В. И. Моткова [21], В. А. Родимова [20, 21, 25], В.В.Ушакова [22],
B. В. Фаттахова [60] и др.
Следует отметить целый ряд оригинальных публикаций по ПВ обработке сигналов в системах радиолокации, радионавигации и радиоизмерений. Это прежде всего работы Г. Л. Ван Триса [16], Я. Д. Ширмана [84, 85],
C. Е. Фальковича [79, 80], Г. П. Тартаковского [73], А. А. Курикши [58],
Л. Г. Красного [55], А. К. Журавлёва [30], А. П. Лукошкина [30],
С. С. Поддубного [30], В. И. Понамарёва [68], Ю. В. Шкварко [79, 80] и др.
Что касается оптимальной пространственно-временной обработки сигналов в системах радиосвязи, то в литературе рассматривалась главным образом ситуация, когда канал описывается однолучевой моделью (неис-кажающий канал) и учитывается аддитивный белый гауссовский шум (АБГШ). В меньшей степени исследовались вопросы пространственно-временной обработки сигналов при коррелированных помехах. Пространственно-временная обработка в многолучевых радиоканалах (каналах с памятью) анализировалась в недостаточной степени, причём в основном исследовались вопросы оптимальной демодуляции в пространственно-
временном канале и вопросы жёсткого декодирования в таком канале. Проблемы же оптимальной пространственно-временной обработки радиосигналов в многолучевых каналах при совместной демодуляции-декодировании (мягкого декодирования), причём в условиях перемежения кодовых символов на передаче (для декорреляции ошибок в канале) весьма скупо освещены в научной литературе.
Решение вопросов оптимальной пространственно-временной обработки полей при совместной демодуляции-декодировании в многолучевых радиоканалах и использовании одно-, двух- и трехмерных антенн в месте приёма остаётся актуальной задачей в технике связи. Решение этой задачи составляет основной раздел диссертационной работы.
Совместная демодуляция-декодирование в каналах с памятью (с межсимвольной интерференцией — МСИ) рассматривались в публикациях А. Витерби [90], Г. Д. Форни [82, 89], Д. Д. Кловского [36, 37, 40-52, 93], Г. В. Кирюшина, В. Г. Карташевского [36, 37, 44, 45], С. А. Белоуса [44, 45], Б. И. Николаева [36, 37, 47-51, 64, 65, 93], Дж. Хагенауера [90] и др. В указанных публикациях исследование ограничивается или чисто временной обработкой (в одной точке пространства) или при использовании при ПВ обработке лишь одномерных антенн при решении задач демодуляции (жёсткого декодирования) и при отсутствии перемежения кодовых символов. Целью настоящей диссертации является рассмотрение оптимальной пространственно-временной обработки сигналов в многолучевых каналах с МСИ при использовании одно-, двух и трёхмерных антенн при решении задач демодуляции (жёсткого декодирования) и совместной демодуляции декодирования (мягкого декодирования) при перемежении кодовых символов.
В диссертационной работе ставятся следующие задачи: 1. Получение аналитических формул для вычисления вероятности ошибочной демодуляции при оптимальной когерентной про-
странственно-временной обработке сигналов по алгоритму Клов-ского-Николаева при учёте коррелированной гауссовской помехи в многолучевом радиоканале с МСИ и замираниями отдельных лучей.
Нахождение величины энергетического выигрыша пространственно-временной обработки сигналов в многолучевом радиоканале с МСИ посредством алгоритма Кловского-Николаева при использовании одно-, двух- и трёхмерной антенны относительно чисто временной обработки
Получение аналитических формул для вероятности ошибки на бит при жёстком и мягком декодировании блочных и свёрточных кодов при использовании двоичных сигналов и при перемежении кодовых символов в многолучевых пространственно-временных каналах с замираниями сигналов отдельных лучей с коррелированной гауссовской помехой в условиях МСИ.
Нахождение энергетического выигрыша мягкого декодирования относительно жёсткого декодирования систем одночастотной передачи с блочным помехоустойчивым кодированием для многолучевых пространственно-временных каналов с замираниями сигналов отдельных лучей в условиях МСИ.
Сравнение помехоустойчивости совместной демодуляции-декодирования свёрточных кодов при использовании модифицированного алгоритма Кловского-Николаева и мягкого декодирования посредством модифицированного алгоритма Витерби в многолучевых каналах с замираниями и МСИ.
Разработка компьютерной модели цифровой системы передачи сообщений по многолучевым радиоканалам с МСИ при ПВ обработке сигналов.
Вероятность ошибочной демодуляции при оптимальной пв бработке сигнала в многолучевом канале с гауссовскои оррелированной помехой и энергетический выигрыш относительно огерентной обработки сигнала в одной точке
Напишем алгоритм Кловского-Николаева (АКН) [40, 45, 47, 64, 94] для поэлементной когерентной демодуляции при ПВ обработке поля символа с номером г = 0 [40]:
Опорный сигнал s" (/,г) это выход линейного фильтра (обеляю щего фильтра) с ИХ у,,(/,/ ,г,г ) на вход которого подан s (1) ь (/,г): 55.ь, ( )= MW r "(M r r ) №. (1.29)
При идеальной ОСР (реальная ОСР даёт, в области малых ошибок, несущественный энергетический проигрыш [64]) вероятность ошибочного перехода цепочки Ш\ь,) в цепочку Ш\ь\ и аналогично lb \b,) в цепочку (Ьц ,ъЛ при использовании алгоритма (1.27) равна
Вероятность перехода (1.30) зависит от характеристики канала и отличий сопровождающих цепочек Ь, и bv. и вероятность ошибки не зависит от МСИ в канале. Как показывают исследования [64], средняя вероятность ошибки АКН в канале с замираниями несущественно отличается от средней вероятности ошибки, полученной при усреднении (1.30) по случайным параметрам канала и при b, = bv.
Другими словами в канале с замираниями помехоустойчивость ЛКН мало зависит от МСИ в канале, в том числе стирается разница между реальной и идеальной ОСР.
В этом случае для двоичных противоположных сигналов [40]: L і. Будем считать, что на интервале анализа Та и в области пространственной обработки Ra параметры Ъ,, и г\, неизменны (не зависят от t,x,y,z) и что to,, = со0 (тогда влияние помехи наиболее сильное). Вероятность ошибочной демодуляции при ПВ обработке с использованием трехмерной антенны можно определить формулой: Pmxr = Q
Сравнивая аргументы -функций в (1.35) и (1.41) получаем формулу для энергетического выигрыша ПВ обработки поля относительно чисто временной обработки
На рисунках 1.2-1.5 показаны зависимости энергетического выигрыша от различных параметров (ос,, К] = al/2F,Nx, Fx, Ла) при обработке с использованием одномерной антенны.
Определим теперь энергетический выигрыш в канале с независимыми релеевскими замираниями лучей. Для этого усредним правую часть (1.35) по всем у, считая их независимыми случайными величинами, распределёнными по Релею [74]: то для средней вероятности ошибочной демодуляции в L-лучевом канале с одинаковой статистикой по всем лучам следует результат:
Рисунок 1.6. Зависимость вероятности ошибочной демодуляции при ПВ обработке сигналов в канале с замираниями от энергетического параметра Аналогичным образом в канале с односторонними гауссовскими замираниями (о 0, ст2 =0) следует результат для средней вероятности [0,5 для односторонне-гауссовских замираний. Серия кривых зависимости /?лем(р2) дана на рисунке 1.6 при Z, = l;2;3;4;5 и а = 1. В области малых ошибок из (1.50) получаем:
Отсюда следуют формулы для энергетического выигрыша в канале с релеевскими замираниями относительно канала с односторонними гаус-совскими замираниями при заданно величине вероятности ошибочной демодуляции ржч = ржм р = рм„ or:
Этот выигрыш падает с ростом числа лучей L в канале и при увеличении требуемой вероятности ошибочной демодуляции.
1. Пространственно-временная обработка сигналов обеспечивает независимый от памяти канала (многолучёвости) энергетический выигрыш относительно чисто временной обработки в одной точке, который зависит от соотношения средних мощностей сосредоточенной и флуктуаци-онной части помехи, от интервала корреляции сосредоточенной части помехи, от области пространственного анализа и области пространственных частот
Энергетический выигрыш мягкого декодирования в многолучевом радиоканале с еремежением символов при использовании акн относительно модифицированного алгоритма Витерби
Из этих таблиц видно, как с увеличением параметра dmn и с ростом числа лучей падает энергетический выигрыш. Так, например, если при средней вероятности ошибки р = 10 6 использование кода Хемминга (7, 4, 3) даёт (относительно жёсткого декодирования) энергетический выигрыш 9,49 дБ, то для код БЧХ (15, 5, 7) этот выигрыш составляет 6,1 дБ. Аналогично, при использовании кода максимальной длины (7, 3, 4) и (15, 4, 8) энергетический выигрыш составляет соответственно 14,2 дБ и 7,12 дБ. Мягкое декодирование при применении кода Голея (23, 12, 7) обеспечивает (при р = 10 6) энергетический выигрыш 6,1 дБ.
Полученные выше формулы для вероятности ошибки в канале с памятью Q (рь и рь) и для энергетического выигрыша при жёстком и мягком декодировании блочных кодов справедливы и при свёрточном кодировании со скоростью R = —, если только в них заменить dmm на dCB (свободное расстояние) и длину блочного кода п на глубину декодирования (в тактовых интервалах модуляции Т) пхк = mvnCK + (1 + Q), где v — кодовое ограничение, m — коэффициент. При использовании алгоритма Витерби для мягкого декодирования берут m = 5 [70]. При использовании АКН берут m = 2
На рис. 2.13 показана структурная схема системы передачи дискретных сообщений при кодировании и перемежении кодовых символов, содержащая на приёмной стороне модифицированный алгоритм Витерби (МАВ) для мягкого декодирования в каналах с МИСИ, предложенной в [90].
Поскольку в схеме декодирования, предложенной в [90], отбрасывается информация о передаваемых символах, обусловленная памятью канала, то предложенная схема не является оптимальной. Для мягкого декодирования в условиях канала с МСИ и АБГШ при перемежении символов можно предложить на основе исследований [40, 41, 44, 45, 47, 64, 93] модифицированный алгоритм Кловского-Николаева (АКН), который представляет собой единый блок совместной демодуляции-декодирования (штриховая линия на рис. 2.13), и который реализуется алгоритмом (2.13) изложенным в параграфе номер кодового символа. Кроме того, если D=0 то из (2.13) следует оптимальный (по правилу максимального правдоподобия) алгоритм Кловско-го с ОСР [41]. Это был первый оптимальный выравниватель с ОСР для каналов с МСИ.
Алгоритм (2.13) приемлем как при декодировании блоковых кодов (п, к, сГ), где к— число информационных символов (k/n = R —скорость кода), a d— минимальное кодовое расстояние, так и при декодировании свёрточных кодов, если под п понимать величину п = zvN, где є — параметр, определяющий глубину принятия решения; v — кодовое огра ничение сверточного кода со скоростью R =—.
Алгоритмы (2.13), (2.16) и иные модификации АКН реализуются на практике в системах передачи с периодическим зондированием радиоканала испытательным импульсом (система с испытательным импульсом и предсказанием — СИИП, предложенная Д.Д. Кловским в 1958 г.)
Строгая реализация алгоритма (2.16) при больших значениях L и п практически невозможна. Однако имеются упрощённые варианты реализации алгоритмов типа АКН, которые при значительно меньших вычислительных затратах незначительно уступают АКН по помехоустойчивости [94].
Для сопоставления кривых помехоустойчивости модифицированного АВ, приведённых в [90] и модифицированного АКН выполнено компьютерное моделирование системы передачи двоичных противоположных сигналов, отображающих кодовые биты. При моделировании по каналу с относительной памятью Q = 0, 1, 2 (или L-\, 2, 3) при независимых ре леевских замираниях различных лучей и учёте АБГШ передавалась информационная последовательность блоками по 124 бита, разделёнными защитными промежутками. Эти блоки подвергались свёрточному кодированию при кодовом ограничении v = 4, скорости кода /? = 1/2 и порож 63 дающих полиномах (31, 33) (параметры из стандарта мобильной сотовой связи GSM). Получающиеся кодовые блоки длиной 256 бит подвергались перемежению, так что кодовые элементы оказывались разнесёнными на N = 16 тактовых интервалов. В канапе моделировались независимые реле-евские замирания отдельных кодовых элементов. На рис. 2.14 сплошными кривыми даны экспериментальные зависимости вероятности ошибки на бит(ВОБ) pb(Eb/N0), полученные при моделировании модифицированного АКН при мягком декодировании. На том же рисунке штриховыми линиями даны экспериментальные зависимости для модифицированного АВ [90].
Из графиков видно, что энергетический выигрыш мягкого декодирования в многолучевом радиоканале с перемежением символов при использовании АКН относительно модифицированного алгоритма Витерби растёт по мере уменьшения допустимой вероятности ошибки на бит
Моделирование передачи цифровой информации по многолучевому пв каналу (блок пв анала) Модели
Многолучевое рассеяние моделируется блоком ИРК (имитатор радиоканала), представляющим собой нерекурсивный фильтр рис. 3.3. Ячейки линии задержки этого фильтра, а также весовые коэффициенты являются квадратурными. Поэтому блок ИРК связывает квадратурные компоненты низкочастотного эквивалента сигнала (ККНЭС) на выходе блока радиоканала с ККНЭС на входе блока радиоканала. Весовые коэффициенты нерекурсивного фильтра представляют собой комплексные коэффициенты передачи лучей. Производится комплексное умножение квадратурной пары ячеек линии задержки ИРК на соответствующие им квадратурные весовые коэффициенты. Номер ячейки весового коэффициента определяет относительную задержку, измеряемую в тактовых интервалах. Значения весовых коэффициентов определяются блоками ИЛ (имитатор луча). Число блоков ИЛ соответствует числу лучей в модели радиоканала. Нумерация лучей от 0 до L - 1.
ГСИ — генератор синхроимпульсов. Период следования импульсов ГСИ соответствует минимальному временному интервалу между двумя соседними отсчётами сигнала. Этот минимальный временной интервал называется микротактом Т0. Тактовые импульсы ГСИ задают работу блока И (интерполятор). Блок И (рис. 3.5) производит интерполяцию по Котельни-кову между двумя квадратурными отсчётами, пришедшими от блока ОФ (окрашивающий фильтр). Эти два отсчёта находятся в середине линии задержки, на базе которой построен интерполятор. Интерполятор содержит / временных коэффициентов и разбивает временной интервал между —1 и — отсчётами на —- частей, где NT — число, характеризующее квазипе- Nr риод замираний. Через —- импульсов, поступающих от ГСИ, блок И по даёт сигнал на ГСГЧ (генератор случайных гауссовских чисел). В этом случае случайное гауссовское квадратурное число с ГСГЧ поступает на ОФ, а с выхода ОФ на вход блока И. ОФ задаёт частотную характеристику замираний квадратурных компонент, которые являются значениями мгновенного комплексного коэффициента передачи луча.
Частота выдачи импульсов с блока И определяется параметром, называемым квазипериодом замираний Тк. За время квазипериода блок И выдаёт два импульса, задающих работу блока ГСГЧ.
С выхода интерполятора квадратурный сигнал подаётся на блок ВМКПЛ (вычислитель мгновенного коэффициента передачи луча). Вычисление мгновенного значения комплексного коэффициента передачи производится по формуле характеристик демодулятора, не выходя на реальные трассы, не имея дорогой контрольной аппаратуры и даже в отсутствие готового макета.
Модемы для каналов с памятью и замираниями, реализующие последовательный метод передачи сообщений имеют сложную структуру демодулятора. Демодулятор предназначен для решения разного рода задач. Такими задачами являются: оценивание и интерполяция импульсной характеристики тракта передачи, собственно демодуляция, оценивание и компенсация частотного сдвига, автоматическая регулировка усиления, устранение влияния импульсных и сосредоточенных помех, тактовая и цикловая синхронизация [64]. На сигнальном процессоре также может быть реализованы деперемежитель и декодер или произведено совмещение демодуляции и декодирования.
На рис. 3.6 приведен вариант блок-схемы демодулятора для канала с памятью и замираниями, реализующего последовательный метод передачи сообщений. Эта схема не претендует на самое общее описание демодулятора, но она составлена на базе реального устройства.
Развитие сигнальных процессоров отражается на их характеристиках: памяти, быстродействии, разрядности, производительности (распараллеливанием операций во времени), что, в свою очередь, отражается на их стоимости. Выбор того или иного процессора, на базе которого будет синтезирован демодулятор, в основном диктуется ценой.
Блок-схема, приведённая на рис. 3.6, предполагает простой протокол следования канальных символов: чередование тестовой и информационной посылок. Непосредственно демодуляция реализует переборный алгоритм Кловского-Николаева или его модификаций. Ниже приводится описание блок-схемы
Блок-схема демодулятора как схема объектно-ориентированной
Сигнал z тональной частоты или на промежуточной частоте поступает на вход блока автоматической регулировки усиления (АРУ). С выхода АРУ сигнал zM,y, корректированный по уровню, поступает на аналогово цифровой преобразователь (АЦП), который формирует цифровой сигнал с заданной частотой дискретизации. АЦП может быть совмещён с исполнительной частью тактовой синхронизации. Первые два блока обычно расположены вне сигнального процессора и представляют собой отдельные микросхемы. Управление АРУ и исполнительной частью тактовой синхронизации осуществляется из сигнального процессора, через соответствующие выводы.
После АЦП цифровой сигнал zAIU1 передаётся в процессор. Первыми алгоритмами обработки входного сигнала в процессоре являются алгоритмическая часть управлением АРУ и реализация квадратурного расщепителя (КР). Задачей КР является расщепление сигнала на две квадратурные компоненты, что необходимо для упрощения дальнейшей обработки сигнала. После КР спектр сигнала расположен в низкочастотной области, что, например, позволяет уменьшить частоту дискретизации.
Далее отсчёты квадратурных компонент сигнала Хи, YH поступают на блок корреляции отрезков сигнала в разные моменты времени, на два блока (исполнительной и измерительной части) схемы компенсации частотного сдвига в канале связи. При этом в измерительной части могут быть реализованы различные алгоритмы оценивания частотного сдвига, например, алгоритм, в котором сравниваются участки сигнала, которые в отсутствие частотного сдвига одинаковы или алгоритм, основанный на сравнении двух соседних импульсных характеристик. Результат оценивания А/ необходимо усреднять с помощью медианной фильтрации, при этом можно избежать искажений средней величины частотного сдвига за счёт отсеивания случайных неправильных оценок. Усреднённое значение оценки частотного сдвига Afcp используется в исполнительной части компенсации частотного сдвига (исполнительной части частотной синхронизации). Управление моментом начала измерения осуществляется алгоритмической частью синхронизации. При этом измерительная часть оценки частотного сдвига, должна иметь линию задержки входного сигнала. Для реализации линии задержки в сигнальном процессоре должна быть отведена память.
Длина данной линии задержки определяется интервалом анализа тестового сигнала, временем запаздывания реакции алгоритмической части синхронизации на тестовый сигнал и сложностью алгоритма оценивания частотного сдвига. При сбое синхронизации возможна неправильная оценка частотного сдвига, с которой может не справиться и медианный усреднитель. Есть несколько вариантов, которые могут быть выбраны некоторой управляющей системой, чтобы исполнительная часть компенсации частотного сдвига не ухудшала работу всего демодулятора в случае сбоя. Например, прекратить передачу в медианный усреднитель новых оценок величины частотного сдвига в канапе, обнулить содержимое линии задержки медианного усреднителя или т.п. Такой управляющей системой, также, должна быть алгоритмическая часть общей синхронизации.
С выхода исполнительной части частотной синхронизации квадратурный сигнал (Х0, Y0) поступает в блок корреляции входного и опорного сигнала. Если в устройстве реализована борьба с сосредоточенной помехой, то квадратурный сигнал поступает, также, на вход обеляющего фильтра. При этом этот же сигнал необходим для вычисления коэффициентов обеляющего фильтра. В блоке, вычисляющем коэффициенты обеляющего фильтра К0, могут быть реализованы линии задержки, где также необходимо учитывать размер выделяемой памяти в сигнальном процессоре.
Если в алгоритме синхронизации имеются два коррелятора входного сигнала, то необходимо ввести управление, которое выбирает лучший на текущий момент сигнал из предлагаемых вариантов. При наличии частотного сдвига в канале имеет преимущество схема коррелятора отрезков входного сигнала в разные моменты времени. При отсутствии частотного сдвига или в случае его полной компенсации преимущество будет иметь схема корреляции входного и опорного сигнала.
Алгоритмическая часть синхронизации является главной решающей частью, которая отвечает за общее управление всем устройством демодуляции сигналов. Алгоритмическая часть должна обладать искусственным интеллектом, как в отношении управления выбором наилучшего сигнала от блоков корреляции, так и в отношении управления АРУ, тактовой, цикловой и частотной синхронизацией.
С выхода обеляющего фильтра квадратурный сигнал поступает в линию задержки. Линию задержки использует оцениватель импульсной характеристики (ИХ) тракта передачи. Момент начала оценивания ИХ определяется алгоритмической частью синхронизации. Если за время между двумя моментами измерения импульсная характеристика изменяется значительно (в случае замирающего канала), то возникает необходимость в интерполяции по соседним оценкам ИХ G . При этом линия задержки должна быть увеличена до размера превышающего один кадр, что важно для определения необходимой памяти в сигнальном процессоре
Похожие диссертации на Оптимальная пространственно-временная обработка двоичных сигналов в каналах с межсимвольной интерференцией при перемежении кодовых символов
