Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Ведомственные цифровые радиосистемы передачи информации и характеристики их радиоканалов 9
1.1. Ведомственные цифровые радиосистемы передачи информации и требования к их схемам помехоустойчивого кодирования 9
1.1.1. Наземные системы подвижной радиосвязи УКВ диапазона 9
1.1.2. Радиомодемы передачи данных 11
1.1.3. Радиосистемы передачи видео-аудио информации- 12
1.1.4. Командные радиосистемы 15
1.2. Обобщенная модель цифровой радиосистемы передачи информации 17
1.3. Дискретные каналы и их модели 22
1.4. Расчет длительности и частоты замираний в радиоканалах систем подвижной связи 30
1.5. Расчет помехозащищенности от системных помех 41
1.6. Расчет характеристик радиоканала при влиянии индустриальных радиопомех 45
Глава 2. Анализ методов помехоустойчивого кодирования 54
2.1. Общие понятия о системах канального кодирования 54
2.2. Кодирование сверточных кодов и перфорация 58
2.3. Алгоритмы декодирования сверточных кодов и их характеристики 61
2.4. Блочные коды и их характеристики 64
2.5. Кодирование и декодирование кодов Рида-Соломона 68
2.6. Способы перемежения 78
2.6.1. Периодические перемежители 79
2.6.2. Псевдослучайные перемежители 83
2.7. Каскадные коды 84
2.8. Турбокоды 87
2.8.1. Турбоподобные коды 94
2.9. Оценка эффективности каскадного турбокодирования 96
2.10. Сравнение кодов по их близости к границе Шеннона — 99
Глава 3. Помехоустойчивое кодирования в ведомственных радиосистемах передачи информации 101
3.1. Помехоустойчивое кодирование в системах профессиональной мобильной радиосвязи— 101
3.1.1. Стандарт TETRA 101
3.1.2. Стандарт АРС025 103
3.1.3. Применение турбокодов для систем подвижной радиосвязи 105
3.1.4. Помехоустойчивое кодирование при амплитудных замираниях 109
3.1.5. Помехоустойчивое кодирование при воздействии индустриальных помех 112
3.2. Помехоустойчивое кодирование в радиомодемах 114
3.3. Помехоустойчивое кодирование в радиосистемах передачи видео-аудио информации 119
3.4. Помехоустойчивость приема в командных радиосистемах 126
Глава 4. Экспериментальные исследования и вопросы реализации схем помехоустойчивого кодирования 143
4.1. Вопросы реализации схем помехоустойчивого кодирования 143
4.2. Экспериментальная оценка зависимости вероятности ошибки от отношения сигнал шум для схемы кодирования стандарта DVB 144
Заключение 152
Список литературы 155
- Расчет длительности и частоты замираний в радиоканалах систем подвижной связи
- Алгоритмы декодирования сверточных кодов и их характеристики
- Помехоустойчивое кодирование в радиосистемах передачи видео-аудио информации
- Экспериментальная оценка зависимости вероятности ошибки от отношения сигнал шум для схемы кодирования стандарта DVB
Введение к работе
Актуальность проблемы
Активное развитие цифровых радиосистем передачи информации является одной из главных составляющих мирового прогресса в сфере телекоммуникаций. В настоящее время цифровые радиосистемы передачи информации вошли в повседневную жизнь миллионов людей. Трудно представить себе нашу действительность без сотовой связи, спутниковых систем цифрового телевидения, систем цифрового абонентского радиодоступа и т.д. Решения по этим проблемам разработаны на уровне последних научно-технических и технологических достижений. По этим направлениям разработаны стандарты, принятые авторитетными международными организациями.
Научно-технические достижения в области создания систем общего применения целесообразно использовать и при разработке ведомственных радиосистем передачи информации, которые применяются различными структурами, например, службами общественной безопасности.
В целом существует большое разнообразие цифровых систем ведомственной радиосвязи. В диссертации рассмотрение ограничено следующими радиосистемами: наземные системы подвижной радиосвязи УКВ диапазона, радиомодемы систем подвижной радиосвязи, системы передачи видео-аудио информации и командные радиосистемы.
Особенностью большинства ведомственных радиосистем являются требования по обеспечению заданной дальности действия при ограниченной мощности передатчика, минимизации габаритов и энергопотребления аппаратуры. Эта цель может быть достигнута только при использовании современных методов теории передачи цифровых сигналов, в частности, использования квазиоптимальных методов демодуляции и применения помехоустойчивого кодирования.
В связи с этим актуальной научной проблемой является анализ и оптимизация методов помехоустойчивого кодирования с целью получения максимального энергетического выигрыша от кодирования
5 (ЭВК) в радиоканалах ведомственных систем передачи информации.
Эффективность помехоустойчивого кодирования впервые была
доказана К. Шенноном в 1948 г. [1]. Основные задачи
помехоустойчивого кодирования состоят в построении кодов с
высокой корректирующей способностью, обеспечивающих
максимальный энергетический выигрыш при требуемой вероятности ошибки, и разработке высокоэффективных и практически реализуемых алгоритмов их декодирования. Вопросами развития теории помехоустойчивого кодирования занимались такие зарубежные специалисты как Р. Галлагер [2], У. Питерсон, Э. Уэлдон [3], А.Д. Витерби, Дж.К. Омура [4], Р.К. Боуз, Д.К. Рой-Чоудхури [5], Э.Р. Берлекэмп [6], Дж. Месси [7], И.С. Рид, Г. Соломон [8], Р. Блейхут [9], Д. Форни [10], К. Беруа [11-12], Дж. Хагенауер [13] и др., а также российские ученые В.Д. Колесник, Е.Т. Мирончиков [14], К.Ш. Зигангиров [15], Э.М. Габидулин [16], Э.Л. Блох [17], В.В. Зяблов [17, 19], А.Г. Зюко [18], С.Л. Портной [17] и др.
В настоящее время существует множество кодов и алгоритмов их декодирования, различающихся по выигрышу от кодирования, сложности реализации и многим другим параметрам. Для каждой конкретной радиосистемы должен быть выбран собственный алгоритм помехоустойчивого кодирования и декодирования, учитывающий ее особенности.
Целью диссертации является исследование и оптимизация методов помехоустойчивого кодирования в ведомственных цифровых радиосистемах передачи информации по критерию максимального ЭВК с учетом специфики данных систем.
Основные задачи исследования. Для достижения поставленной цели исследований в работе решаются следующие задачи:
анализ специфики рассматриваемых ведомственных радиосистем, позволяющий определить требования к схемам помехоустойчивого кодирования;
анализ методов помехоустойчивого кодирования для борьбы с влиянием системных и индустриальных помех, а также с замираниями, вызванными многолучевым распространением радиосигналов;
сопоставление основных линейных блочных, сверточных, каскадных кодов и турбокодов с границей Шеннона при различных скоростях кодирования;
анализ отдельных кодовых конструкций, которые предусматриваются существующими международными стандартами;
выбор методов помехоустойчивого кодирования и декодирования по критерию максимума ЭВК для рассматриваемых ведомственных радиосистем с учетом их специфики.
Методы исследования. В работе использовался математический аппарат алгебраической и вероятностной теории кодирования, теории вероятностей, статистической радиотехники и математической статистики. Для подтверждения теоретических результатов проведены натурные эксперименты и имитационное моделирование на ПЭВМ.
Научная новизна работы заключается в следующем:
разработаны методики выбора параметров устройств кодирования и перемежения для систем подвижной радиосвязи при релеевских замираниях и при воздействии индустриальных помех;
получено выражение для определения вероятности ошибки на бит информации для кодов Рида-Соломона с учетом повторной проверки синдрома;
предложена схема кодера Рида-Соломона с блочным устройством перемежения, минимизирующая задержку на передающей стороне;
1. получены вероятностные характеристики приема для командных радиосистем, использующих различные форматы передачи. Основные положения, выносимые на защиту:
методика выбора параметров устройств кодирования и перемежения для систем подвижной радиосвязи при релеевских замираниях;
методика выбора параметров устройств кодирования и перемежения для систем подвижной радиосвязи при
7 воздействии индустриальных помех;
алгоритм помехоустойчивого кодирования для наземных систем подвижной радиосвязи УКВ диапазона и радиомодемов;
алгоритмы помехоустойчивого кодирования для радиосистем передачи видео - аудио информации;
схема кодера кода Рида-Соломона с блочным устройством перемежения, минимизирующая задержку на передающей стороне;
методика выбора формата передачи и расчета вероятностных характеристик приема для командных радиосистем.
Личный вклад. Теоретические и практические исследования, расчеты, выводы и рекомендации, изложенные в диссертации, получены автором лично.
Практическая ценность работы. Изложенный в диссертации материал может использоваться при разработке и оптимизации помехоустойчивых кодеков для ведомственных радиосистем цифровой передачи информации, кроме того, проведенные исследования также представляют интерес и для проектирования широкого класса цифровых систем радиосвязи.
Реализация результатов работы. Отдельные результаты, полученные в диссертации, использованы в ОКР проводимой ГУ НПО «Специальная Техника и Связь» МВД России, что подтверждено соответствующим актом.
Апробация работы. Основные положения диссертационной работы были представлены и обсуждались на международной конференции «Телекоммуникационные и вычислительные системы» (в рамках конгресса «Коммуникационные технологии и сети» 2003г.), на 12-ой межрегиональной конференции «Обработка сигналов и помех в системах телефонной связи и вещания» (Пушкинские Горы - Москва 2003г.), на научных конференциях профессорско-преподавательского, технического и инженерно-технического состава МТУСИ 2002, 2003 и 2004 годов.
Публикации. Основные результаты диссертации изложены в 17 опубликованных работах, в том числе в одной коллективной
8
монографии, находящейся в печати.
чй Объем работы. Диссертация состоит из введения, четырех глав и
заключения. Она включает 163 страницы машинописного текста.
Расчет длительности и частоты замираний в радиоканалах систем подвижной связи
Мультипликативные помехи или амплитудные замирания сигнала разделяются на общие и селективные по частоте. Для систем подвижной связи и аудиоконтроля, где скорость передачи информации не превышает 150 кбит/с, замирания являются общими, т.е. все составляющие частотного спектра сигнала флуктуируют по амплитуде одинаково [34, 35]. Для систем видеонаблюдения, где скорость передачи составляет примерно 4 Мбит/с - замирания имеют селективный характер и методы борьбы с ними рассмотрены в [21].
Замирания подразделяются на быстрые и медленные. Быстрые имеют интерференционную природу, пространственный период этих флуктуации изменяется от 0.4-X до 1.1-А,, где X - длина волны. Огибающая принимаемого сигнала является локально стационарным процессом, характеристики которого не изменяются в пределах пространственного интервала L = 20А, - 40Х. Быстрые флуктуации имеют спектр, определяемый взаимным перемещением передающей и приемной радиостанцией. Так при частоте несущей f o = 200 МГц и скорости движения 100 км/час доплеровская частота составляет і д=18.5Гц. В зависимости от характера трассы распространения и вида городской застройки огибающая быстрых флуктуации может иметь различные распределения. Для радиальных улиц свойственно наличие прямого луча в точке приема. В этом случае плотность распределения огибающей подчиняется распределению Раиса. Для поперечных улиц (в отсутствии прямого луча) свойственно распределение Релея. В общем случае амплитудные флуктуации описываются распределением Накагами.
Помимо быстрых замираний при приеме сигнала от подвижного объекта наблюдаются медленные, вызванные изменением характера застройки или сменой участка локальной стационарности. Пространственный период этих замираний имеет порядок длины здания. Скорость этих флуктуации также определяется скоростью движения абонента и в среднем составляет 0.1 - 0.03 Гц [35-38]. Плотность распределения мощности принятого сигнала подчиняется логарифмически-нормальному закону.
Природа БЗ и МЗ различна и их влияние принято рассматривать раздельно. При этом полагают, что МЗ возникают только из-за изменения местоположения ПО [38].
Медленные замирания сигнала наблюдаются при движении ПО и фактически являются пространственными замираниями. Медленные замирания сигнала при движении ПО вдоль улицы отражают картину теневых зон, создаваемых близко расположенными зданиями. Экспериментально было установлено два масштаба медленных замираний: 15...20 м и 80...90 м. Первый масштаб сопоставим со средним размером «освещенных» зон, обусловленных просветами между зданиями; второй масштаб - со средней длиной здания, и отражает характерное чередование для города «освещенных» и «теневых» зон. Интервал усреднения по местоположению на практике выбирают равным 20...ЗО м. Таким образом, медленные замирания -это пространственные изменения медленной огибающей сигнала, усредненные по участкам трассы 20...30 м. Для описания медленной огибающей используется локальное среднее по местоположению где 2-L « 40-Х, - интервал усреднения по местоположению.
Установлено, что плотность распределения МЗ подчиняется логарифмически-нормальному закону со стандартным отклонением, зависящим от рельефа местности и характера городской застройки. По нормальному закон распределена не величина UM3(t), а ее логарифм:
Здесь случайная величина х, ее среднее значение х и дисперсия а выражены в децибелах. В рассматриваемом случае записываем случайную величину x=uM3(t,l)=20-logU(t,l) и определяем ее среднее значение X = имз мед - медианное значение огибающей: результат усреднения по быстрым и медленным замираниям (в результате uM3(t) = имз_меД + vM3(t)); о2 = aL2 - дисперсия по местоположению. Нормальный закон распределения плотности вероятностей определяет множитель ослабления медленных замираний vM3(t), дБ. Значения дисперсии по местоположению для медленных замираний были получены экспериментально различными авторами. В зависимости от типа местности и частоты несущей aL может составлять от 4,5 до 10 дБ [34, 36, 38]. Существует ряд моделей для прогнозирования медианного уровня мощности принимаемого радиосигнала, которые подробно рассмотрены в [36-38]. Для устранения влияния замираний используются устройства перемежения и кодирования. При выборе параметров этих устройств необходимо знать максимальную длину пакетов ошибок в радиоканале. Оценим максимальную длину пакетов ошибок, возникающих при цифровой передаче в радиоканале с замираниями для частного случая, когда плотность распределения огибающей подчиняется распределению Релея. Для этого определим среднее число пересечений заданного уровня в единицу времени и среднюю длительность быстрых замираний [34].
Алгоритмы декодирования сверточных кодов и их характеристики
Данный алгоритм реализует поиск пути, соответствующего переданной информационной последовательности на решетке кода. Информация, полученная в процессе декодирования, используется не только для вынесения решения об информационных символах, но и для оптимизации дальнейшего поиска наиболее правдоподобных продолжений. Практическое применение нашел алгоритм Фано [28].
При малой вероятности ошибки в канале поиск максимально правдоподобного пути происходит достаточно быстро. Если искаженных символов много, в процессе поиска необходимо выполнить большое количество вычислений. Для сглаживания неравномерности вычислений декодер содержит буферную память, переполнение которой при интенсивном потоке ошибок ведет к отказу от декодирования. Поэтому данный алгоритм не получил широкого распространения, несмотря на то, что сложность его реализации пропорциональна малой степени длины кодового ограничения СК, что позволяет применять достаточно длинные коды. Данный алгоритм использовался для связи с космическими аппаратами Pioneer-10, 11 и 12 для полетов на Юпитер, Сатурн и Венеру соответственно, и обеспечивал Рош=10"5 при п02=2.7дБ.
Пороговый алгоритм декодирования СК характеризуется простотой реализации, высоким быстродействием, однородностью структуры декодера, но также и сравнительно малым выигрышем в помехоустойчивости, что обусловлено свойствами кодов, допускающих пороговое декодирование. Модификацией порогового алгоритма является многопороговый алгоритм, который, сохраняя преимущества порогового алгоритма, позволяет получить значительный энергетический выигрыш. Существенным недостатком модифицированного алгоритма является большая задержка декодирования, возрастающая пропорционально числу дополнительно вводимых ступеней решения.
Для декодирования коротких сверточных кодов наиболее эффективным является алгоритм Витерби. Декодирование по этому алгоритму состоит в прослеживании по кодовой решетке пути с максимальной апостериорной вероятностью. При декодировании выбирают такую последовательность сигналов sL = (s0, 1, 2, s3..sL-i) (где L - длина последовательности), которая обеспечивает минимум суммы называемой метрикой декодированного пути. В данной формуле ZL = (z(b Zi, Z2 ... ZL-I) - последовательность, поступающая на вход декодера, как и выбираемая последовательность, представлена набором координат в N-мерном пространстве. Метрика пути содержит в качестве слагаемых метрики ветвей
Периодическая структура решетчатой диаграммы существенно упрощает сравнение и выбор путей в соответствии с правилом минимизации метрики пути. В соответствии с алгоритмом Витерби сравнение и отбрасывание отрезков путей производится периодически на каждом шаге декодирования. В каждом из состояний решетчатой диаграммы производятся следующие однотипные операции: - сложение метрик предыдущих состояний с метрикой соответствующих ветвей; - сравнение метрик входящих путей; - выбор путей с наименьшими метриками, величины которых используются как метрики состояний на последующих шагах декодирования. На каждом шаге в результате сравнения половина возможных путей отбрасывается и в дальнейшем не используется. Поэтому количество вычислений на каждом шаге остается постоянным. Декодер прослеживает по кодовой решетке путь, имеющий минимальное расстояние от пути, который генерирует кодер. Значения ЭВК, полученные при различных вероятностях ошибки для сверточных кодов, определяемых разными порождающими многочленами, приведены на рис. 2.7 и 2.8. Результаты соответствуют когерентному приему BPSK и декодированию по алгоритму Витерби с мягкими решениями. Графики для длины кодового ограничения v = 8 получены с помощью моделирования, остальные заимствованы из [52]. Анализ результатов показывает, что применение сверточных кодов позволяет получить ЭВК до 5.8 дБ при вероятности ошибки Рош = 10"5. Блочный (п, к) код содержит к информационных и (п - к) проверочных символов и способен исправлять t ошибок на длине блока п. Помехоустойчивые коды можно разделить на линейные и нелинейные. Линейные коды отличаются от нелинейных замкнутостью кодового множества относительно некоторого линейного оператора, например сложения или умножения слов кода, рассматриваемых как векторы пространства, состоящего из кодовых слов - векторов. Для линейных блочных кодов проверочные символы представляют собой линейные комбинации информационных символов. Линейность кода упрощает его построение и реализацию. При большой длине практически могут быть использованы только линейные коды. Для относительно коротких кодов сложность построения и реализации линейных и нелинейных кодов примерно одинакова. Как линейные, так и нелинейные коды образуют обширные классы, содержащие много различных конкретных видов помехоустойчивых кодов. Среди линейных блочных наибольшее значение имеют коды с одной проверкой на четность, М-коды (симплексные), ортогональные, биортогональные, Хэмминга, Боуза-Чоудхури-Хоквингема, Голея, квадратично-вычетные, Рида-Соломона [3-9, 28]. К нелинейным относят коды с контрольной суммой, инверсные, Нордстрома-Робинсона, с постоянным весом, перестановочные с повторением и без повторения символов (полные коды ортогональных таблиц, проективных групп, групп Матье и других групп перестановок)[53]. Важной характеристикой кода является кодовое расстояние d равное минимальному числу позиций, в которых не совпадают два любых кодовых слова. Как правило, алгоритмы декодирования блочных кодов являются алгоритмами с ограниченным расстоянием. Это означает, что ни одна комбинация, содержащая больше t ошибок, не исправляется. Вероятность ошибки кодового слова для кода, исправляющего t ошибок, определяется вероятностью появления в кодовом слове более t ошибок и определяется выражением.
Помехоустойчивое кодирование в радиосистемах передачи видео-аудио информации
Крутизна приведенных характеристик практически одинакова (за 1 - 1.25 дБ вероятность ошибки Рош спадает на два порядка). Алгоритм Log-MAP по сравнению с SOVA обеспечивает дополнительный выигрыш около 0.5 дБ.
Скорость предложенного кода ТК(7, 5)8 (R = 0.5) выше скорости кодовой конструкции (R = (60-8)/(68-18) = 0,392), предусмотренной стандартом TETRA для кодирования речевой информации. Задержка, вводимая при кодировании, в стандарте TETRA составляет 2 432 = 864 бита, что при канальной скорости 7.2 кбит/с соответствует 864/7.2 = 120 мс. Для предложенного ТК задержка будет составлять 2-2-L = 2-2-400 = 1600 бит, что при той же скорости соответствует 1600/7.2 = 222 мс. Задержка предлагаемого кода практически в два раза больше по сравнению с кодовой конструкцией стандарта, поэтому при использовании рекомендуемого ТК следует учитывать этот фактор.
Передача данных для систем ПМР При передаче данных требуемая вероятность ошибки на информационный бит не должна превышать Рош Ю"5. Из рис. 3.4 видно, что при подобных значениях Рош наилучшими характеристиками обладает ТК(31,37) с длиной кодового ограничения v = 4.
Для радиомодемов систем ПМР при передаче данных следует использовать ТК(31,37)8, R = 1/2, с размером перемежителя L=400 бит, алгоритмом декодирования Log-MAP, который при Рош = 10"5 и 10-ти итерациях декодирования обеспечивает ЭВК « 7 дБ (для когерентного приема BPSK без кодирования h0 = 9.59 дБ) и выигрыш относительно схемы кодирования, предусмотренной стандартом TETRA, в 1.4 дБ. По скорости кодирования предлагаемый код несколько уступает кодовой конструкции, предусмотренной стандартом TETRA для кодирования полного канала сигнализации, для которой R = (2682)/(284 3) = 0,629. Задержка предлагаемого кода практически в два раза больше по сравнению с кодовой конструкцией стандарта, поэтому следует оценивать целесообразность его использования.
Расчет проведем для системы ПМР, работающей в режиме передачи речевой информации на частоте f = 430 МГц. В главе 1 приведена методика, позволяющая определить длительность, частоту быстрых замираний и размеры пакетов ошибок, вызванных замираниями, которые возникают при приеме сигнала радиостанцией, движущейся со скоростью V км/ч, и работающей на частоте f МГц. Определим параметры замираний, которые сможет нейтрализовать помехоустойчивый код, предусмотренный стандартом TETRA, и предложенный турбокод. Найдем входную вероятность ошибки (Рош.вх) при которой декодер обеспечивает требуемую выходную Рош. Для этого значения отношения сигнал/шум, при которых обеспечивается заданная Рош, подставим в (2.6). Получим для кода, предусмотренного стандартом TETRA, Рош.вх(Ьо = 2.51 дБ)=0.03, а для предложенного турбокода Рош.вх(п02= 1.25 дБ)=0.051. Определим во сколько раз (D) количество правильно принятых символов должно превышать количество ошибочных символов в принятом кодированном слове, при условии, что после декодирования обеспечивается требуемая Рош. Для кода, предусмотренного стандартом TETRA, DTETRA=1/POUI.BX=33.9, а для предложенного турбокода DTK=l/Pom.Bx=19.6. Очевидно, что для корректной работы декодера значение D должно быть меньше разности tH3/T3 (см. выражение (1.10)). Нанесем на ось у рис. 1.13 значения DTETRA и DTK и получим (Z, дБ) максимальные значения уровней замираний, которые смогут исправить рассматриваемые кодовые конструкции (см. рис. 3.7). Из графика для кода, предусмотренного стандартом TETRA, значение ZTETRA = -15 дБ, а для предложенного турбокода ZTK = -12.5 дБ. Теперь определим максимальные длительности замираний, которые исправят рассматриваемые кодовые конструкции. Для этого вначале определим максимальное количество ошибочных символов на передаваемый кадр при требуемой Рош, которое равно Err = КбЛ"Р0ш.вх где N6jI - размер кодированного блока. В стандарте TETRA N6n = 432 бит, для предложенного турбокода N6ll = 2L = 800 бит. Следовательно, для кода, предусмотренного стандартом TETRA, значение Err = 12.7 бит, а для предложенного турбокода Err = 41 бит. При канальной скорости 19.2 кбит/с (максимально возможная канальная скорость при соблюдении ГОСТ [26] и модуляции GMSK) максимальная длительность замирания, которую сможет устранить код, предусмотренный стандартом TETRA, составит TTETRA=12.7/19200 = 6.6-10" с. А для предложенного кода максимальная длительность замирания ттк = 41/19200 = 2.1-Ю"3 с. 1.8) при f= 450 МГц.
Два прямоугольника на приведенном графике отражают области, в которых работают рассмотренные кодовые конструкции. Код сможет устранить влияние замирания, если рабочая точка на кривой находится внутри соответствующего прямоугольника. Например, из рис. 3.8 следует, что при скорости подвижного объекта 40 км/ч код, предусмотренный стандартом TETRA, сможет устранить замирания, уменьшающие уровень огибающей более чем на 32 дБ. А предложенный турбокод при скорости подвижного объекта 40 км/ч сможет устранить замирания, уменьшающие уровень огибающей более чем на 22 дБ. При скоростях подвижного объекта 60, 80 и 100 км/ч предложенный ТК будет начинать работать примерно на 10 дБ раньше по сравнению с кодом, предусмотренным стандартом TETRA.
Расчет проведем для системы ПМР, работающей в режиме передачи речевой информации при канальной скорости 19.2 кбит/с.
Определим, при каких скоростях транспортного потока код, предусмотренный стандартом TETRA, и предложенный турбокод смогут нейтрализовать влияние помех от систем зажигания двигателей внутреннего сгорания автомобильного транспорта. В главе 1 были оценены помехи, создаваемые автомобильной радиостанции, при нахождении транспортного средства на автомагистрали при рядности движения - К; средней линейной плотности рассредоточения источников помех - 6 = g/v, где g - средняя интенсивность потока, V -средняя скорость движения автомобилей. Была определена вероятность появления в кадрах длиной N пакетов ошибок (длиной меньше к), вызванных индустриальными помехами. Схемы перемежения рассматриваемых кодовых конструкций не являются блочными, поэтому и для кода, предусмотренного стандартом TETRA, и предложенного турбокода подходит лишь выражение (1.16), не учитывающее какое-либо перемежение.
Экспериментальная оценка зависимости вероятности ошибки от отношения сигнал шум для схемы кодирования стандарта DVB
Рассмотрим каскадный код с внутренним турбокодом с итеративным декодированием и внешним кодом Рида-Соломона (ТК(7,5)8, R=l/2, размер перемежителя L=5000 бит, РС(255,239)). На рис. 3.18 и 3.19 приведены зависимости вероятности ошибки Рош (ось Z) от отношения сигнал/шум h0 (ось X) для первых 15-ти итераций (ось Y отражает число итераций) декодирования по алгоритмам Log-МАР и SOVA.
Вначале с помощью имитационного моделирования ТК был получен ряд зависимостей значений вероятности ошибки на выходе декодера ТК от отношения сигнал/шум для различного количества итераций декодирования. Затем, полученные значения были подставлены в выражение (2.9), которое определяет Рош на выходе декодера кода PC. Например, при 9-ти итерациях по графику определяем, что значению отношения сигнал/шум 1.53 дБ соответствует вероятность ошибки 10" ".
При использовании предложенной кодовой конструкции вероятность ошибки Рош=10 может быть достигнута при h0 «1.5 дБ и 9-ти итерациях декодирования. Следовательно, ЭВК предложенного кода составляет 12 дБ при Рош = Ю" , что на 2 дБ больше по сравнению с каскадной парой, предусмотренной стандартом DVB.
Сложность реализации предложенной кодовой конструкции можно уменьшить, используя при декодировании ТК алгоритм SOVA, однако, при этом ЭВК будет снижен на 1 дБ. Радиосистемы передачи аудиоинформации Основным отличием для данных систем от радиосистем передачи видеоинформации является требуемая вероятность ошибки, которая определяется характеристиками помехоустойчивости речевых кодеков и составляет для данного класса устройств величину порядка Рош = Ю" . Использование каскадного кодирования для систем передачи аудиоинформации не является целесообразным, поскольку, было показано в главе 2, каскадные коды обеспечивают дополнительный энергетический выигрыш по сравнению со сверточными кодами лишь при Рош 10 3 (при Рош « 10"3 выигрыш будет незначителен) [83, 84]. Оптимальным решением задачи помехоустойчивого кодирования для радиосистем передачи аудио информации является использование классических турбокодов с алгоритмом декодирования Log-MAP и максимально возможным размером кодового слова. Для радиосистем передачи аудио информации предлагается использовать следующий турбокод: ТК (7, 5)8, R=l/2, размер перемежителя L=5000 бит, алгоритм декодирования Log-MAP. С помощью данного кода вероятность ошибки Рош = 10"3 достигается при ho = 1.25 дБ, и шести итерациях декодирования, что соответствует ЭВК = 5.5 дБ. На рис. 3.20 приведены зависимости вероятности ошибки на бит от отношения сигнал/шум для предложенного турбокода. Следует отметить, что в существующих отечественных радиосистемах передачи аудио информации используется частотная модуляция без помехоустойчивого кодирования. Требуемая вероятность ошибки (Рош=10 ) в этом случае достигается при значении отношения сигнал/шум h0 «11,3 дБ [84]. Для этих систем оптимальным является использование когерентного приема MSK сигналов, которые представляют частотную модуляцию. При этом общий выигрыш за счет систем модуляции и кодирования составит около 10 дБ относительно существующих радиосистем цифровой передачи аудио информации. радиосистемах К основным требованиям для выбора кодовой конструкции командной радиосистемы относятся достоверность приема команд и время доставки. Командные радиолинии должны удовлетворять следующим условиям: вероятность правильного приема команды составляет 0.9-0.99, вероятность ложного срабатывания в зависимости от назначения системы может достигать значения 10" . Помехоустойчивость приема команд определяется вероятностными характеристиками, которые описывают следующие ситуации. а) Источник команд с априорной вероятностью Р(к) выбирает одну из команд, например, Si(i = 0,N-l) и посылает ее по адресу Aj. Тогда возможны следующие варианты: 1. Выбранная команда S, на приемной стороне опознана как Sj, т.е. правильно. Будем называть вероятность этого события вероятностью правильного приема и обозначать Рп. 2. На приемной стороне не зафиксировано приема никакой команды, хотя в действительности была передана команда S Будем называть вероятность этого события вероятностью пропуска команды и обозначать Рпр0. 3. Выбранная команда Si на приемной стороне опознана как Sq (q i), i,q = 0,N -1. Будем называть вероятность этого события вероятностью трансформации команды и обозначать Рт. Отметим, что вероятности Рп, Рпро, Рт, - условные вероятности, соответствующие передаче какой-либо команды Sj. Эти вероятности составляют полную группу событий, т.е. Ь) Источник команд никакой команды не передает, а на приемной стороне зафиксирован факт приема какой-либо команды Sv(v = 0,N-l), Будем называть вероятность этого события вероятностью ложного срабатывания и обозначать Рлс. Особенностью командных систем является их работа в течение заранее заданного времени - Тд. При этом в приемнике системы не должны происходить ложные срабатывания, т.е. требуется выполнение условия Тср Тд . Поясним связь вероятности Рлс со средним временем между двумя ложными срабатывания приемника команд. В отсутствии сигнала вероятность ошибки в приеме символа Рош = 0.5, т.е. половина двоичных символов является ошибочной. Тогда при скорости передачи С бит/с заполнение регистра будет происходить 0.5 С раз в секунду. После каждого заполнения ложное срабатывание возможно с вероятностью - Рлс. Тогда за одну секунду в среднем может быть проведено /5 ошибочных заполнений регистра, где Рассматривая эти события как редкие, можно воспользоваться распределением Пуассона с параметром - /3. Тогда величина, обратная (S, будет определять среднее время между двумя В таблице 3.5 для примера приведены соотношения между значениями вероятности ложного срабатывания Рлс и Тср, вычисленные по выражению (3.3) для стандартных значений скорости передачи данных в системах радиоуправления.
