Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1. Формулирование требований к широкодиапазонному синтезатору частот приёмника комплекса радиомониторинга 24
1.1. Сравнительный анализ отечественной и зарубежной аппаратуры радиомониторинга 24
1.1.1 Измерительные приёмники зарубежных производителей...25
1.1.2 Отечественные измерительные приёмники 27
1.2. Определение требований к широко диапазонному синтезатору частот для мобильного приёмника комплекса радиомониторинга 33
1.2.1. Определение требований к спектральным характеристикам СЧ измерительного приёмника радиомониторинга на основании анализа требований стандартов систем мобильной связи 33
1.3 Определение требований к шумовым характеристикам синтезатора частот в ближней зоне 43
1.3.1 Оценка дисперсии фазовых шумов синтезатора частоты при заданном отношении сигнал/шум 45
1.3.2 Уточнение требований к синтезатору частот измерительного приёмника радиомониторинга на основании компьютерного моделирования 50
1.3.3 Оценка результатов моделирования. Учет фазовых шумов синтезатора частоты 55
Выводы к первой главе 58
ГЛАВА 2. Обоснование выбора структурной схемы широкодиапазонного синтезатора частот. Математические модели и методы их исследования 60
2.1. Основные методы повышения быстродействия синтезаторов частот 60
2.1.1 Синтезаторы частот с использованием линейной трансформации шага сетки частот 65
2.1.2 Синтезаторы частот на основе систем ИФАПЧ, использующие аппроксимирующие алгоритмы синтеза частот 67
2.1.3. Синтезаторы частот на основе делителя с дробным переменным коэффициентом деления 68
2.1.4 Методы повышения быстродействия, основанные на улучшения динамики системы ИФАПЧ при постоянном значении частоты дискретизации 72
2.2. Математическое описание широкодиапазонного синтезатора частот 78
Выводы по второй главе 91
ГЛАВА 3. Разработка алгоритмов и компьютерных программ для исследования динамических, частотных и спектральных характеристик широкодиапазонного синтезатора частот 93
3.1. Преобразование математической модели для упрощения цифрового моделирования и эффективного использования вычислительных ресурсов 93
3.2. Уточнение описания отдельных элементов системы ИФАПЧ 98
3.2.1 Модели петлевого фильтра нижних частот 98
3.2.2 Уточненная модель частотно-фазового детектора 101
3.2.3 Модели перестраиваемого генератора 104
3.2.4 Модели цифрового дельта-сигма модулятора 107
3.3. Разработка алгоритма работы цифровой модели синтезатора частоты 112
3.3.1 Алгоритм моделирования динамических процессов в системе 113
3.3.2 Методика расчета СПМ фазовых шумов синтезатора частот на основе ИФАПЧ 115
3.4. Описание работы программы исследования характеристик синтезатора частот на основе системы ИФАПЧ 118
Выводы по третьей главе 125
ГЛАВА 4. Исследование динамических, частотных и спектральных характеристик системы ИФАПЧ с ДДПКД, управляемым ДСМ. Техническая реализация широко диапазонного синтезатора частот 126
4.1 Определение параметров ФНЧ и ДСМ на основании требований к спектральной чистоты выходного колебания и ' длительности переходного процесса 127
4.1.1 Исследование системы ИФАПЧ с петлевым ФНЧ второго порядка 128
4.1.2. Исследование системы ИФАПЧ с петлевым ФНЧ третьего порядка 134
4.2. Оценка влияния коэффициента колебательности М на время переходного процесса 137
4.3 Исследование зависимости времени переходного процесса от различных значений частотной расстройки 143
4.4 Исследование характеристик ЧФД, определение рабочего диапазона напряжений на выходе ЧФД при фиксированном значении М 145
4.5 Использование переменной структуры кольца ИФАПЧ для повышения быстродействия 148
4.5.1. Уменьшение времени переходного процесса за счет уменьшения циклов проскальзывания 151
4.6 Макет широкодиапазонного СЧ и его экспериментальная проверка 155
4.6.1 Схема построения широкодиапазонного СЧ 155
4.6.2 Реализация опорного генератора 157
4.6.3. Расчет и реализация выходного кольца ФАПЧ 158
4.7 Экспериментальная проверка опытного образца широкодиапазонного синтезатора частот 163
Выводы по четвертой главе 168
Заключение 169
Список использованных источников
- Определение требований к широко диапазонному синтезатору частот для мобильного приёмника комплекса радиомониторинга
- Оценка дисперсии фазовых шумов синтезатора частоты при заданном отношении сигнал/шум
- Модели петлевого фильтра нижних частот
- Исследование системы ИФАПЧ с петлевым ФНЧ третьего порядка
Введение к работе
Возникновение проблемы, ее содержание и актуальность. Активное развитие цифровых систем мобильной радиосвязи является одной из главных составляющих мирового прогресса в сфере телекоммуникаций. В то же время частотный ресурс, используемый радиосистемами для передачи информации, ограничен, что в свою очередь, обуславливает необходимость деятельности предприятий по надзору за электросвязью в области управления использованием радиочастотного спектра (РЧС). При этом в процессе управления использованием РЧС важнейшее место принадлежит радиомониторингу, как единственному средству получения реальной информации о состоянии радиоэфира, позволяющему обоснованно назначать радиочастоты, контролировать их эксплуатационную готовность и оперативно принимать меры по обеспечению электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств и систем связи [1].
Перечень задач, решаемых с помощью средств мониторинга, включает выявление и анализ радиоизлучений для идентификации источников сигналов и помех, измерение и оценку параметров сигналов, измерение напряженности электромагнитного поля и определение положения источников радиосигналов и радиопомех на местности.
Одним из основных модулей, входящих в состав современных типовых комплектов радиоизмерительного оборудования, размещаемого на комплексах мониторинга, является универсальный измерительный приёмник [2], который должен соответствовать требованиям ГОСТа и Международного союза электросвязи (МСЭ) по уровню собственных шумов, чувствительности, избирательности и др. [3,4].
В настоящее время при комплектации станций радиомониторинга в основном используются зарубежные изделия фирм Thales Group, Rohde & Schwarz, Hewlett-Packard, удовлетворяющие по своим техническим характеристикам рекомендациям МСЭ, но имеющие высокую стоимость [5]. В отечественных радиоизмерительных комплексах используются как
зарубежные сканирующие приёмники типа ICOM и AR (например, в комплексах радиомониторинга «Ирга»), так и собственные разработки (например, измерительный приёмник «Аргамак» фирмы «ЗАО Иркос»), которые, однако, уступают зарубежным аналогам по основным параметрам (полосе обзора, чувствительности, уровню фазовых шумов и т.п.).
Многообразие современных типов сигналов, требования к широкой полосе обзора и высокой точности измерения их параметров, возможность управления процессами измерения и контроля с использованием компьютеров, повышенные требования к линейности, чувствительности, уровню фазовых шумов, скорости перестройки по частоте обуславливают необходимость создания новых приемных устройств, позволяющих обеспечить работу в широком частотном диапазоне.
По способу построения, используемые на станциях радиомониторинга приёмники условно можно разделить на две большие группы: приёмники прямого усиления (рисунок В.1) и приёмники, использующие гетеродинное преобразование частоты (рисунок В.2). На рисунках используются следующие обозначения: ПФ - полосовой фильтр, ФНЧ - фильтр нижних частот, УРЧ, УПЧ, УНЧ - усилители радиочастоты промежуточной и нижней частоты, МШУ - малошумящий усилитель, АЦП - аналого-цифровое преобразование, ЦСП - цифровой сигнальный процессор, СМ - смеситель, ОГ - опорный генератор, СЧ - синтезатор частот.
Приёмники прямого усиления отличаются простотой реализации, тем более что развитие цифровой элементной базы позволило осуществить новые подходы в их проектировании [6]. Тем не менее, недостатком данного типа приёмников является пока еще существующее ограничение в обработке широкой полосы сигнала, а также необходимость фильтрации сигнала до АЦП. В настоящее время выпускаемые цифровые приёмники позволяют перекрывать частотный диапазон до 100 МГц [6], автором принято участие в разработке приёмника, выпускаемого в Московском техническом университете связи и информатики (МТУСИ).
Рисунок В.1 — Упрощённая структурная схема приёмника прямого усиления
Реализация приёмника на основе супергетеродинной схемы позволяет обеспечить работу устройства в широком диапазоне частот, что обуславливает удобство использования данной схемы для приёмников мониторинга. Однако при проектировании подобных устройств существенную трудность вызывает разработка гетеродинного тракта, основой которого является СЧ (рисунок В2).
ПФ УПЧ
Блок
обработки
сигнала
Рисунок В2 - Упрощённая схема супергетеродинного приёмника
От качественных характеристик СЧ зависят чувствительность, наличие пораженных каналов приема, а также оперативность и достоверность получения информации, определяемая максимальной скоростью и точностью и дискретностью перестройки по частоте.
Используемые в современных профессиональных приёмниках комплекса мониторинга СЧ отличаются сложностью реализации, например, для обеспечения требуемой дискретности перестройки по частоте и необходимого уровня фазовых шумов используются сложные многокольцевые структуры систем фазовой автоподстройки частоты
(ФАПЧ), что сказывается на энергопотреблении, массогабаритных показателях и стоимости устройства.
Таким образом, с учетом вышесказанного, возникает необходимость создания отечественной разработки, особенно для мобильных измерительных приёмников, которая будет с одной стороны отличаться простотой реализации и низкой стоимостью, а с другой стороны не уступать, а может и превосходить по техническим характеристикам существующие зарубежные аналоги.
Современное состояние вопроса. До недавнего времени для создания малогабаритных быстродействующих СЧ наиболее широко использовались цифровые вычислительные синтезаторы (ЦВС), основным преимуществом которых является возможность точного изменения выходной частота, фазы и по команде с ЭВМ или цифрового процессора. Однако ЦВС присущи существенные недостатки, такие как сравнительно невысокая частота выходного сигнала (на сегодняшний день до нескольких сотен МГц) и неприемлемый для реализации гетеродинов радиоприёмника уровень побочных спектральных составляющих (в лучших образцах до минус 90 дБн). Кроме того, ЦВС обладают высоким1 энергопотреблением и требуют использования дополнительного тракта формирования сигнала тактовой частоты, значение которой, как минимум, в три раза превосходит максимальную синтезируемую частоту. Для уменьшения уровня дискретных побочных составляющих используются сложные многокольцевые гибридные схемы [7, 8].
Присущие ЦВС принципиально неустранимые недостатки обуславливают актуальность исследования путей повышения эффективности структур СЧ, построенных на основе методов косвенного синтеза, использующих системы импульсной фазовой автоподстройки частоты (ИФАПЧ) и имеющих более простую в реализацию.
Развитию теории и техники этого вида синтеза частот было посвящено большое количество работ, как отечественных, так и зарубежных авторов. Из
отечественных ученых наибольший вклад внесли: В.В. Шахгильдян, А.А. Ляховкин, А.В. Рыжков, В.Н. Кулешов, В.А. Левин, С.К. Романов, А.В. Пестряков, В.Н. Кочемасов, Л.Н. Казаков и их ученики. Среди зарубежных ученых следует отметить работы: Манассевича В., Рода У., Эгана В. и др.
Основной проблемой создания высокоэффективных СЧ на основе систем ИФАПЧ является сложность одновременного обеспечения высокого быстродействия и спектральной чистоты генерируемого1 колебания при
заданном шаге сетки выходных частот Fm [9 — 12]. Однако, использование в
СЧ на основе системы ИФАПЧ цифровых делителей частоты с дробно-переменным коэффициентом деления (ДДПКД) [13 — 14], управляемых дельта-сигма модулятором (ДСМ), позволит получить выходное колебание с высокой спектральной чистотой и предельно мелкой дискретностью перестройки по» частоте (шагом сетки частот до единиц и долей Гц), при высокой частоте дискретизации в. системе (до десятков МГц). Такой подход позволит не только использовать, гораздо более широкополосные петлевые ФНЧ, не приводящие к значительному снижению быстродействия системы, но и существенно упростить техническую реализацию СЧ* за счет использования серийных дешевых интегральных микросхем* (ИМС) с малыми габаритами и энергопотреблением. С появлением первых подобных ИМС ДСМ появилась возможность достичь в «таких СЧ тех же показателей по точности, быстродействию и спектральной чистоте, как и<, в* весьма сложных гибридных структурах СЧ, сочетавших в себе методы прямого, косвенного и цифрового синтеза, использующихся до сих пор. Исследованию систем ИФАПЧ с ДДПКД и ДСМ был посвящен ряд работ, опубликованных в последние несколько-лет и посвященных исследованию систем-ИФАПЧ с делителем с дробно-переменным коэффициентом деления- в цепи обратной связи [11, 13 - 15] в сочетании с теорией и техникой дельта-сигма модуляции [16 - 31]. В этой области наибольший вклад внесли такие зарубежные ученые, как: Рылей Т., Коопеланд М., Квасневский Т., Бердс Д., Содини Ч.,
Перротт М. На сегодняшний день СЧ с ДСМ достаточно широко применяются в системах мобильной связи [22, 25, 26 — 28]. Из отечественных работ наиболее близки к теме диссертации работы Н.М. Тихомирова, И.И. Колесникова, посвященные исследованию помех дробности в СЧ с ДСМ [32].
Тем не менее, применительно к СЧ для профессиональных приёмников радиомониторинга, возможность использования этой технологии синтеза далеко неочевидна и остается ещё целый ряд теоретических и практических неисследованных вопросов, в частности вопросы оптимизации по быстродействию системы ИФАПЧ с ДДПКД, управляемым ДСМ.
Кроме того, в соответствии с принципом работы ДДПКД, его импульсная последовательность на выходе неравномерна во времени, что приводит к появлению в спектре выходного сигнала побочных спектральных в области высоких частот, близких к половине частоты дискретизации.
Таким образом, актуальность темы диссертации обусловлена, с одной стороны, необходимостью разработки СЧ для измерительных приёмников мобильных комплексов радиомониторинга, отличающегося широким диапазоном перестройки по частоте, высокой спектральной чистотой выходного колебания и быстродействием при- сравнительно простой реализации, а, с другой стороны, отсутствием всесторонних исследований характеристик систем ИФАПЧ с ДДПКД, управляемых ДСМ.
Цель и задачи работы. Целью данной работы является разработка широкодиапазонного синтезатора частот для приёмников мобильных комплексов радиомониторинга, обеспечивающего повышенную спектральную чистоту выходного колебания приг максимально возможном быстродействии.
Для достижения поставленной в диссертационной работе цели должны быть решены следующие задачи:
проведено всестороннее изучение существующих стандартов' цифровых систем мобильной связи с целью определения требований к разрабатываемому СЧ и измерительному приёмнику в целом;
проведен сравнительный анализ методов повышения быстродействия СЧ косвенного типа, пригодных для достижения цели диссертационной работы;
разработана математическая модель системы ИФАПЧ с ДДПКД, управляемым ДСМ;
обоснован выбор алгоритма имитационного моделирования динамических процессов в СЧ;
разработаны специализированные компьютерные программы для исследования динамических, частотных и спектральных характеристик СЧ на основе систем ИФАПЧ' с ДСМ' различных порядков, а также возможностью расчёта параметров СЧ' по заданным при проектировании количественным и качественным: показателям;
исследованы динамические, частотные и спектральные характеристики системы ИФАПЧ с ДСМ различных порядков;
разработана методика выбора структуры и параметров петлевого. ФНЧ кольца ИФАПЧ для обеспечения заданных, спектральных характеристик системы;
- . определены пути повышения быстродействия предлагаемого
варианта; реализации СЧ; проведены исследования динамических
характеристик системы ИФАПЧ с ДСМ и переменной структурой
канала управления;
разработана методика технического проектирования широкодиапазонного СЧЇ на- основе: системы ИФАПЧ с ДДПКД, управляемым ДСМ;
создан* экспериментальный; образец СЧ( и проведены экспериментальные: исследования теоретических расчётов и программного моделирования.
Научная новизна диссертационной работы, состоит в теоретическом
обосновании возможности создания быстродействующего
.-. -14'- ..' ' ' '
широкодиапазонного СЧ с высокими спектральными характеристиками для приёмника мобильного комплекса радиомониторинга на основе системы ИФАПЧ с ДДПКД, управляемым ДСМ. В частности:
на основании анализа стандартов систем мобильной связи и компьютерного моделирования определены требования к трафарету допустимого уровня фазовых шумов гетеродинного тракта приёмника радиомониторинга;
получена математическая модель СЧ, описывающая поведение системы ИФАПЧ с ДДПКД, управляемым ДСМ, и переменной структурой канала управления в динамическом и квазистационарном режимах;
предложены методы компьютерного моделирования динамических процессов в системе ИФАПЧ, минимизирующие требования к вычислительным ресурсам ЭВМ;
показано, что для обеспечения заданного качества спектра СЧ оптимально использование ДСМ третьего порядка, а порядок петлевого ФНЧ должен быть не ниже третьего;
в результате теоретических и экспериментальных исследований установлено, что применение переменной структуры канала управления системы ИФАПЧ в широкодиапазонном СЧ позволяет в несколько раз уменьшить время переходного процесса при сохранении заданного качества спектра выходного сигнала;
на основании проведенных исследований динамических и спектральных характеристик системы ИФАПЧ с ДДПКД, управляемых ДСМ, обоснована принципиальная возможность реализации на ее основе широкодиапазонного СЧ для приёмника мобильного комплекса радиомониторинга.
Методы исследования в диссертационной работе. В
диссертационной работе при проведении исследований используются: теория непрерывных и дискретных систем автоматического регулирования, аппарат дискретно-непрерывных передаточных функций, методы имитационного компьютерного моделирования.
Практическая значимость диссертационной работы
1. Создана универсальная компьютерная программа расчёта
динамических, частотных и спектральных характеристик СЧ на основе
системы ИФАПЧ с ДДПКД, управляемым ДСМ.
2. Разработана структура широкодиапазонного СЧ, позволяющая
обеспечить совокупность требований, предъявляемых к гетеродину
приёмника мобильного комплекса радиомониторинга.
Предложена методика и программное обеспечение для технического проектирования широкодиапазонного СЧ на основе системы ИФАПЧ с ДДПКД, управляемым ДСМ.
Создан опытный образец широкодиапазонного СЧ для приёмника комплекса радиомониторинга, экспериментальные исследования характеристик которого показали хорошее совпадение с результатами теоретического анализа и программно-имитационного моделирования.
5. Полученные в диссертационной работе результаты внедрены в
разработки ФГУП НИИ «Вектор»; ФГУП НИИР; в ОКР и НИР;
выполненных в НИЧ МТУСИ, и в НИР, проводившейся в рамках гранта
РФФИ (проект № 04-07-90113), что подтверждено соответствующими
документами. Кроме того, на представленную в диссертационной работе,
программу исследования и проектирования синтезаторов-частот с кольцом
ИФАПЧ выдано свидетельство о государственной регистрации
№ 2008615490 от 17 ноября 2008г.
Апробация результатов диссертационной работы: Основные результаты диссертационной работы докладывались и обсуждались, на международных и Всероссийских научно-технических конференциях и семинарах, проводимых РНТОРЭС им. А.С. Попова^ 2005, 2006, 2007 и 2008* годах, научно-практических конференциях «Новые технологии развития сетей подвижной- радиосвязи», проводимых Пограничной- академией России в 2006 и 2007 годах, отраслевой научно-технической конференции «Технологии информационного общества», проводимой МТУСИ в 2007 году, а также на конференциях профессорско-преподавательского, научного и инженерно-технического состава МТУСИ в 2005 и 2006 годах.
Публикации результатов диссертационной работы. Основное содержание диссертационной работы изложено вЛ7 публикациях автора. Из них две опубликованы в одном из ведущих рецензируемых научных изданиях и журналах, определенных Высшей аттестационной комиссией -журнале «Электросвязь». Остальные работы представляют собой свидетельство о государственной регистрации программы для ЭВМ, научные статьи и тексты докладов, озвученные на международных, межрегиональных и других научных конференциях. Три работы написаны лично, без участия соавторов.
Основные положения, выносимые на защиту
Ограничения на допустимый уровень спектральной плотности мощности фазовых шумов гетеродинного тракта приёмника комплекса радиомониторинга.
Математическая модель широкодиапазонного СЧ, базирующаяся на переменной структуре канала управления- и учитывающая нелинейность и неавтономность отдельных элементов системы ИФАПЧ.
Результаты теоретических и экспериментальных исследований' динамических, частотных и спектральных характеристик систем ИФАПЧ' с ДДПКД, управляемым ДСМ различных порядков, определяющие допустимый диапазон изменения сигнала на выходе частотно-фазового детектора и требования ко всем узлам широкодиапазонного G4.
Варианты реализации и результат использования переменной структуры канала управления системы ИФАПЧ1 для повышения быстродействия СЧ, позволяющие в несколько раз уменьшить длительность переходных процессов во всем диапазоне перестройки СЧ;
Методика проектирования и результаты экспериментального исследования экспериментального образца широкодиапазонного СЧ.
Структура^ ш объём диссертационной работы. Диссертационная работа состоит из введения, четырёх глав, списка литературы и пяти приложений, изложена на 185 страницах машинописного текста, иллюстрированного 97 рисунками и 15 таблицами. Список литературы включает 127 наименований.
КРАТКОЕ СОДЕРЖАНИЕ ДИССЕРТАЦИОННОЙ РАБОТЫ
Во введении обоснована актуальность темы диссертационной работы, сформулированы цель и задачи исследований, определена научная новизна полученных результатов и их практическая значимость, сформулированы основные положения, выносимые на защиту, кратко изложено содержание по главам.
Первая глава посвящена определению требований' к гетеродинному тракту приёмника комплекса радиомониторинга, в состав которого входит разрабатываемый широкодиапазонный СЧ. На основании проведенного сравнительного анализа отечественной и зарубежной аппаратуры радиомониторинга, требований ГОСТа и рекомендаций Международного союза электросвязи, был сделан вывод о перспективности разработки, нового отечественного оборудования, а также сформулированы^ основные требования к СЧ, в частности определены требования к частотному диапазону (0,1 ГГц.. .3,0 ГГц) и времени установления рабочей частоты.
Для определения шаблона допустимого уровня спектральной плотности мощности (СПМ) фазовых шумов гетеродинного тракта, в первой главе проводилось всестороннее изучение стандартов современных систем мобильной связи: цифровых транкинговых систем TETRA, АРСО 25 и TETRAPOL, систем сотовой связи второго (2 и 2,5 G) и третьего (3G) поколений - GSM, EDGE, UMTS.
Учитывая, что разрабатываемый шаблон должен обеспечивать работу гетеродинного тракта при всех заданных стандартами.уровнях блокирования, методика его построения основывается на сравнении- энергии, полезного сигнала с энергией всех мешающих сигналов, попадающих различными способами- в полосу пропускания приёмника. Рассмотрены, случаи, когда вклад мощности шумов гетеродина составляет 90%, 50% и* 5% от общей мощности шумов и помех в полосе пропускания (в том числе, интерференционных, характерных для систем с кодовым разделением).
Для оценки требований к шумовым характеристикам гетеродинного тракта в области малых частотных отстроек от несущей рассматривалось влияние фазовых шумов СЧ на качество работы современных цифровых
систем, использующих сигналы со сложными сигнально-кодовыми
конструкциями. На основании анализа зависимости вероятности ошибки рош
от отношения сигнал/шум при различных значениях дисперсии фазовых
шумов гетеродина для сигналов ФМ-4, ФМ-8 и КАМ-16 получена
приближенная интегральная оценка допустимого значения
среднеквадратического отклонения (СКО) фазы сигнала.
Однако применительно к реальным сигналам современных систем мобильной связи полученные результаты имеют погрешность, обусловленную невозможностью учёта в аналитической формуле влияния реальных параметров радиоканалов и устройств. Для более точных оценок допустимых значений дисперсии фазовых шумов получены результаты на основе разработанной компьютерной имитационной модели, позволяющей учесть всю сложную структуру сигнала изучаемой системы связи и определить степень влияния параметров отдельных узлов гетеродинного-тракта на основной показатель качества функционирования устройства BER - коэффициент битовой ошибки. Для каждой* системы связи формировался свой тестовый сигнал в соответствии со стандартом. В модели» радиоканала учитывался аддитивный белый Гауссовский шум и помехи от других абонентов (например, интерференционный шум в стандарте UMTS). В результате исследования влияния фазовых шумов СЧ на качество приема сигнала была получена зависимость BER от уровня мощности этих шумов. Сравнение результатов компьютерного имитационного моделирования с результатом аналитических оценок показало, что при учёте всех параметров изучаемого сигнала требования к фазовым шумам гетеродинного тракта и, соответственно, СЧ существенно ужесточаются. Для- гарантированного выполнения1 требований всех основных стандартов-систем мобильной связи (UMTS, GSM» EDGE, TETRA и т.п.) допустимым значением СКО'фазовых шумов гетеродина при заданных стандартами отношениях сигнал/шум является величина СКО < 3,5.
Вторая глава посвящена обоснованию выбора структурной схемы широкодиапазонного СЧ, созданию его математической модели, а также обсуждению и выбору методов исследования. На основании проведенного
анализа современного состояния и перспектив развития теории и техники синтеза частот была выбрана структура СЧ на основе системы ИФАПЧ с ДДПКД, управляемым ДСМ. На основании результатов исследований различных подходов повышения быстродействия в СЧ на основе косвенного синтеза определены методы, позволяющие наиболее эффективно решить поставленную в диссертации задачу — создание простого в техническом плане устройства, отличающегося максимальным быстродействием при заданной спектральной чистоте выходного колебания. Как наиболее перспективный выбран метод повышения частоты дискретизации (при сохранении заданного шага сетки част) за счет использования ДДПКД, управляемого ДСМ, в сочетании с применением переменной структуры канала управления кольца ИФАПЧ.
Во второй главе также разработана математическая модель, позволяющая аналитически описать поведение СЧ на основе системы ИФАПЧ с ДДПКД, управляемым ДСМ, в динамическом и квазистационарном состояниях. Запись математической модели разделяется на две части: для переходного нелинейного режима выражения записываются во временной области, а для линейного режима «квазисинхронизма» - в частотной области. Переход от первой части математической модели ко второй осуществляется через задаваемый критерий окончания переходного процесса.
Полученная математическая модель учитывает периодическую нелинейность характеристики частотно-фазового детектора (ЧФД), а также его нелинейность за счет неидеальности токовых ключей, переменность интервала дискретизации, нелинейность характеристики управления частотой престраиваемого генератора (ПГ), инерционность, обусловленную петлевым ФНЧ, необходимым для получения заданной спектральной чистоты, и неавтономность, возникающую за счет воздействия сложного «квазишумового» процесса, порождаемого ДСМ при формировании дробной части коэффициента деления Nk.
Однако решение уравнений для динамического режима аналитическими методами в настоящее время не возможно за счет
нелинейности системы ИФАПЧ, ее высоким порядком системы, возникающим за счет высокого порядка петлевого ФНЧ, необходимого для получения заданной спектральной чистоты выходного колебания, и неавтономностью модели. С учетом этого, для дальнейшего исследования полученной модели был выбран метод цифрового моделирования.
В третьей главе проводится разработка алгоритмов и компьютерных программ для исследования динамических и спектральных характеристик широкополосного СЧ. Для численного решения полученных уравнений динамической части модели в диссертационной работе предложена методика, основанная на использовании аппроксимации непрерывной части системы (ФНЧ с передаточной функцией К(р)) дискретной моделью,
записанной в дробно-рациональном виде. После перехода к изображениям и использования ряда преобразований получено рекуррентное выражение, позволяющее при произвольном внешнем воздействии с выхода ЧФД определять выходной отклик с использованием всего лишь не более чем m предыдущих выходных значений:
На основании методов цифрового моделирования в третьей главе были получены: цифровая модель петлевого ФНЧ m-го порядка, (т=1...10), цифровая модель ЧФД, учитывающая не только его периодическую нелинейность, но и нелинейность за счёт изменения амплитуды импульсов выходных токов, цифровая модель ПГ, учитывающая нелинейность характеристики управления его частотой, цифровая модель ДДПКД, учитывающая изменение периода дискретизации в кольце ИФАПЧ (численное интегрирование с переменным верхним пределом), а также неавтономность модели за счёт воздействия на величину коэффициента деления Nk управляющего сигнала с ДСМ.
Для исследования уравнений квазистатической части математической модели, полученной во второй главе, использовались аналитические выражения для дискретно-непрерывных передаточных функций системы, позволяющих производить расчет частотных характеристик системы и составляющих СПМ фазовых флуктуации выходного сигнала,
обусловленных воздействием шумов всех узлов системы ИФАПЧ, а также квазишумовых последовательностей, порождаемых ДСМ.
На основании алгоритмического описания математической модели была разработана программа на языке Delphi, предназначенная для исследования и расчета динамических, частотных и спектральных характеристик СЧ на основе системы ИФАПЧ с ДДПКД, управляемым ДСМ [33].
В четвертой главе на основе разработанной программы проведено
всестороннее исследование характеристик разрабатываемого
широкополосного СЧ. Результаты исследования динамических характеристик позволили выявить нелинейные эффекты в динамике системы ИФАПЧ, которые невозможно обнаружить аналитически. Таким образом, показано, что в реальных широкодиапазонных СЧ1 время переходного процесса может существенно отличаться от известных приближенных оценок, полученных на основе линейных моделей. Кроме того, в четвертой главе были получены зависимости времени переходного процесса в СЧ с петлевыми ФНЧ второго и третьего порядкові при различных значениях частотной расстройки и при изменении значения обобщённого-коэффициента колебательности М, а также определен допустимый диапазон- значений рабочего напряжения на выходе ЧФД. На основании проведенных исследований показана принципиальная возможность создания простых (однокольцевых) СЧ для комплексов радиомониторинга, определены все необходимые параметры разрабатываемого устройства. При этом были сформулированы требования ко всем узлам СЧ: В частности, сделан, вывод о том, что при заданных ограничениях на спектр СЧ. оптимально использование ДСМ третьего порядка, а порядок петлевого' ФНЧ1 должен быть не ниже третьего.
Для анализа возможностей дальнейшего увеличения, быстродействия системы ИФАПЧ с заданными спектральными характеристиками было проведено исследование различных вариантов реализации переменной структуры канала управления (уменьшение инерционности петлевого ФНЧ в переходном режиме, увеличение тока ЧФД; изменение частоты
дискретизации). Показано, что наибольший эффект удается достичь при сочетании различных вариантов. При этом удалось уменьшить длительность переходных процессов во всем диапазоне перестройки с 480 мкс до 130 мкс. Быстродействие предлагаемого варианта реализации СЧ в несколько раз превосходит соответствующие значения, характерные для используемых в настоящее время устройств.
Для поддержания- постоянного значения величины коэффициента петлевого усиления D в пределах всего диапазона выходных частот, зависящего от изменения характеристики крутизны ПГ и целочисленной части коэффициента деления ДДПКД и оказывающего существенное влияние на динамические и спектральные характеристики системы, было применено разбиение диапазона перестройки ПГ на поддиапазоны, для каждого из которых определялось оптимальное значение тока ЧФД.
Проведенные исследования позволили создать экспериментальный образец СЧ с диапазоном перестройки 100 МГц...З ГГц, вошедшего в состав приёмника комплекса радиомониторинга. Используемый в СЧ ПГ осуществляет перестройку в диапазоне 1,5 ГГц...3,2ГГц, перекрытие диапазона в более низкой частотной области осуществляется последующим делением частоты выходного сигнала ПГ в соответствующее число раз. Экспериментальные исследования показали хорошее совпадение с результатами теоретических исследований и подтвердили работоспособность устройства и соответствие его основных характеристик требованиям стандартов.
В заключении сформулированы основные результаты диссертационной работы.
В списке литературы содержится перечень монографий, статей, интернет-ресурсов и патентов, использованных автором при' подготовке диссертации. В указанном- списке также содержится перечень статей автора по теме диссертации, в которых изложены основные результатьгпроведенной работы.
Определение требований к широко диапазонному синтезатору частот для мобильного приёмника комплекса радиомониторинга
Для определения требований к спектральным характеристикам широкодиапазонного СЧ, в диссертационной работе проводилось исследование: стандартов [43 - 52];, в которых определяются характеристики к передающей и приемной аппаратуре. Однако, если для передающей- части задается полный набор требований (выходная мощность для различных режимов работы, спектральные маски для побочных излучений и.т.п.), то для приемной аппаратуры разработчики стандартов в общем случае ограничиваются минимальным уровнем чувствительности приёмника, коэффициентом битовой ошибки (BER), избирательностью по соседним каналам и уровням блокирования при различных тестовых режимах.
На основе проведенного анализа стандартов [43-52] систем мобильной радиосвязи была получена сравнительная таблица (таблица 1.5), характеризующая требования к приемной аппаратуре.
Отметим, что данные таблицы 1.5 для различных технических параметров выбирались на основе самого жесткого показателя того или иного стандарта, например, для раздела «транкинговые системы связи» выбирались самые жесткие требования стандартов АРСО 25, TETRAPOL и TETRA.
Исследование стандартов показало, что системой сотовой связи третьего поколения UMTS из существующих в настоящее время стандартов мобильной радиосвязи, расположенных в диапазоне частот до 3 РГц, предъявляются наиболее строгие требования к приемной аппаратуре. Например, требования к приёмникам по уровню чувствительности составляют: минус 117 дБмВт для абонентского оборудования и минус 121 дБмВт для оборудования базовых станций; уровень подавления продуктов интермодуляции: минус 46 дБмВт, уровни блокирование при отстройке от несущей частоты, на 10 МЕц: минус 46 дБмВт с учетом интермодуляционных искажений. Таким образом, для формулирования требований! к разрабатываемому; широкодиапазонному СЧ целесообразно в ряде случаев брать за основу данные системы UMTS (например, для определения уровней блокированиям дальнейзоне). На рисунке 1.2 показаны уровни блокирования для систем цифровой транкинговой радиосвязи (выбраны наиболее жесткие требований стандартов TETRA, TERAPOL и АРСО 25), систем сотовой связи второго и третьего поколений (данные стандартов GSM, EDGE и UMTS) и полученный результирующий уровень, численные значения которого приведены ниже в таблице 1.6. Его спектральные характеристики в ближней и средней зонах (до 10 МГц) определяются уровнями блокирования стандартов транкинговых и сотовых (2G и 2,5G) систем связи, а в дальней зоне (от 10 МГц) уровнями блокирования стандарта UMTS.
Для определения СПМ фазовых шумов разрабатываемого широкодиапазонного СЧ на основании данных об уровнях блокирования \ использовался подход, описанный в [53, 54], согласно которому мощность полезного сигнала в заданной полосе частот сравнивается с мощностью всех мешающих сигналов, попадающих в эту же полосу. Часть мощности блокирующей помехи, попадает в полосу пропускания приёмника за счет преобразования с шумами гетеродина. Для расчетов используем случаи, когда их мощность составляет 90%, 50% и 5% от общий мощности шумов и помех в полосе пропускания (в том числе, интерференционных, характерных для систем с кодовым разделением). Данные цифры выбраны исходя из опыта разработки аппаратуры систем мобильной связи [53 54, 55].
Общая методика расчета СМП фазовых шумов приведена на примере использования данных стандарта UMTS, где для худшего случая распространения (с учетом интермодуляционных искажений) должна обеспечиваться работа приёмника с уровнем блокирующего сигнала минус 46 дБмВт при частотной расстройке 10 МГц [48, 49]: Предположим, что часть мощности блокирующей помехи, попадает в полосу пропускания приёмника за счет преобразования с шумами гетеродина, мощность которых составляет 90%, 50% и 5% от общий мощности шумов и помех в полосе пропускания.
В случае, когда мощность, обусловленная шумами гетеродина, составляет 5%, минимальный уровень входного сигнала должен быть на 13 дБ ниже значения уровня сигнала при воздействии шумов и интерференции PN+1 [48]. Соответственно, для случая, когда мощность обусловленная шумами гетеродина, составляет 50% и 90%, уровень входного сигнала должен быть ниже значения PN+J на 3 дБ и 0,5 дБ.
Оценка дисперсии фазовых шумов синтезатора частоты при заданном отношении сигнал/шум
Для приближенной оценки влияния фазовых шумов СЧ на главный показатель качества работы приёмника — вероятность ошибки приема используется значение допустимой дисперсии фазовых шумов или полученные на основе этой величины шаблоны на допустимые уровни СПМ фазовых шумов синтезатора для конкретных сигналов [63]. Для сигналов с цифровой многопозиционной фазовой модуляцией (ФМ-n) и квадратурной амплитудной модуляцией (КАМ-n) значение допустимой дисперсии фазовых шумов при заданном значении сигнал/шум может быть определено следующим образом. Функция распределения вероятности ошибочного приема символа для сигналов ФМ-n может быть определена как [63]: отношения сигнал/шум при различных значениях дисперсии фазы СЧ. Аналогичные результаты были получены для сигналов КАМ-16 и КАМ-64.
Зная допустимую вероятность ошибки приема символа и входное отношение сигнал/шум с помощью зависимостей, показанных на рисунках 1.5 — 1.7 можно найти допустимую дисперсию фазы СЧ для указанных типов сигналов. Однако в случае оценки дисперсии фазы СЧ для сигналов современной системы связи результат будет иметь некоторую погрешность, обусловленную сложностью и многообразием существующих типов сигналов. Например, цифровой транкинговый стандарт TETRA имеет модуляцию пі4 DOPSK - дифференциальную квадратурную фазовую манипуляцию со сдвигом я74, поэтому для приближенных расчетов можно использовать зависимость, показанную на рисунке 1.5 и предназначенную для оценки фазового шума СЧ для сигнала ФМ-4. Однако для определения требований к сложному и универсальному устройству необходимо получить более точные оценки и шаблоны, следовательно, полученные с помощью аналитических данных расчеты нуждаются в дополнительном уточнении.
Наиболее эффективным решением данной проблемы будет создание компьютерной имитационной модели, позволяющей учесть всю сложную структуру сигнала изучаемой системы связи и получить более точные оценки влияния отдельных узлов гетеродинного тракта на основной показатель качества - коэффициент битовой ошибки BER.
В предыдущем разделе было отмечено, что современные стандарты систем предоставляют далеко не полную информацию о параметрах приемного устройства, например, не указаны требования к СПМ фазовых шумов СЧ. Существующие аналитические методы позволяют определить приближенную интегральную оценку мощности шумов в полосе сигнала, поэтому для уточнений требований к приёмнику комплекса мониторинга (особенно к гетеродинному тракту, в состав которого входит разрабатываемый СЧ) проводилась оценка влияния отдельных узлов радиочастотной части на основной показатель качества — коэффициент битовой ошибки BER (Bit Error Rate), обозначающий интенсивность (частоту появления) ошибочных бит при передаче данных [64 - 66]. Исследование радиочастотного тракта осуществлялось на основе разработанной в компьютерной среде MATLAB имитационной модели, структурная схема которой представлена на рисунке 1.8.
Представленная имитационная модель состоит из пяти блоков. 1. Генератор тестового сигнала, который имитирует передатчик базовой станции. Для каждой системы связи формировался в соответствии со стандартом свой тестовый сигнал, например, для сигнала стандарта UMTS, генератор тестового сигнала состоит из блоков: формирователь тестового сигнала DPCH, реализованный в виде генератора псевдослучайной последовательности Бернулли; блок расширения спектра, включающий в себя генератор канальных ортогональных кодов OVSF; блок скремблирования, в котором происходит перемножение расширенного с помощью канальных кодов тестового сигнала со скремблирующим кодом; блок фильтрации с формирующим фильтром (для системы UMTS АЧХ формирующего фильтра представляет собой квадратный корень из приподнятого косинуса с коэффициентом сглаживания а=0,22);
Радиоканал с аддитивным Гауссовым белым шумом. Блок аналоговой обработки сигнала в абонентском (измерительном) приёмнике. Блок цифровой обработки сигнала в приёмнике. Измеритель вероятности битовых ошибок (BER Meter), который работает по принципу побитного сравнения эталонного сигнала и сигнала, прошедшего через блоки радиоканала, аналоговой и цифровой обработки сигнала в приёмнике.
Модели петлевого фильтра нижних частот
Определим коэффициенты av и bv через коэффициенты полиномов передаточной функции петлевого ФНЧ К(р) m-го порядка.
Для выбранной модели аппроксимации К{р)«К (р) использовались следующие соотношения: а rph Л-\ v . k Sio А0 + TZ Si\ А\ + Sik Ak (3.11) rpk rpk—\ bv=—j7- Sio " B0 +—j TSi\ Bl+-- + Sik-Bk (3.12) где k — показатель степени оператора p в полиноме m - го порядка; Sio...Sj/c -элементы і-ой строки матрицы Sk Как видно из выражений (3.11) и (3.12), для нахождения коэффициентов av и bv используются вспомогательные матрицы Sk, которые позволяют упростить расчет этих коэффициентов. Соответствующие матрицы Sk определяются как произведение матриц Ск и Vk .
В зависимости от степени полинома знаменателя алгебраической дроби К(р) выписывается соответствующая матрица Vk из представленной ниже таблицы:
Вследствие определенной закономерности чередования элементов матриц Су. проявляется рекуррентная зависимость между элементами последующей и предыдущей матриц Sk и Sk_ . А именно, все элементы последующей матрицы, кроме элементов 1-го столбца, находятся из предыдущей матрицы. Элементы первой строки матрицы Sk равны элементам первой строки Sk_ с противоположными знаками. Элементы последующих строк Sk находятся путём вычитания численных значений элементов двух соседних строк матрицы Sk_i. Элементы последней строки Sk равны элементам последней строки Sk_\. Элементы первого столбца Sk могут быть найдены лишь по правилам умножения матриц, а именно, путём умножения матрицы Ск на матрицу- столбец, элементами которой являются элементы 1 -го столбца матрицы Vk .
Полученные выражения (3.10 - 3.12) дают возможность определить отклик фильтра m-го порядка на любое произвольное воздействие на входе, при заданных параметрах ФНЧ, которые в свою очередь определяются коэффициентами av и bv.
В общем виде алгоритм для построения дискретной по времени модели аналогового петлевого фильтра, представленного в виде К{р) К\р) можно записать следующим образом: нахождение коэффициентов передаточной функции (3.4); определение коэффициентов передаточной функции аппроксимирующего полинома av и Z?vno формулам (3.11) и (3.12); расчет реакции звена на произвольное входное воздействие, представляющее последовательность импульсов тока с выхода ЧФД ІЧФД(ПТ) На основании представленной методики была разработана подпрограмма расчета отклика петлевого ФНЧ на произвольное входное воздействие. Расчет вспомогательных матриц Sk, позволяющих определить коэффициенты av и bv, осуществляется один раз после ввода параметров ФНЧ вспомогательной процедурой и позволяет находить искомые коэффициенты для любых петлевых фильтров вплоть до 10 порядка.
Во второй главе при выводе математической модели кольца ИФАПЧ широкодиапазонного СЧ в качестве дискриминатора была выбрана схема импульсного ЧФД "с тремя устойчивыми состояниями".
При разработке цифровой модели дискриминатора было принято, что ЦФИ построен на логических безынерционенных элементах. Работа ЦФИ в этом случае может быть описана с помощью таблицы переходов [87] (Таблица 3.1), в которой используются следующие обозначения: V(tk) - импульс ПГ; R(tk) - импульс ОГ; Q(tk-i) - импульс на выходе ЧФД в предыдущий момент времени; Q(tk) - импульс на выходе ЧФД в данный момент времени.
Для реализации АПИ была выбрана схема с коммутацией источников тока, т.к. она обладает более постоянными характеристиками при изменении входных и питающих напряжений, позволяет достаточно легко менять коэффициент передачи детектора в широких пределах и имеет меньший уровень паразитных пульсаций на выходе.
В большинстве случаев АПИ обычно рассматривают как аналоговое звено с постоянным коэффициентом передачи. Однако на практике АПИ представляет собой нелинейный элемент. Нелинейность АПИ связана с неидеальностью работы источников тока.
Для того, чтобы отразить реальную работу ЧФД был введен дополнительно блок нелинейности (БН), который отражает реальную зависимость токов детектора +1PFD И -IPFD ОТ напряжения на входе ФНЧ -ивх.ФНч (рисунок 3.1).
Принцип работы БН можно пояснить следующим образом: если входное напряжение ФНЧ начинает превышать некоторое пороговое значение (Umax), то в реальной системе в связи с ограниченностью напряжения питания это вызовет уменьшение амплитуды выходных токов ЧФД, что затем, в свою очередь, приведет к уменьшению напряжения на входе ФНЧ. Аналогичные процессы возникают и при уменьшении напряжения на входе ФНЧ до значений меньших C/min.
Исследование системы ИФАПЧ с петлевым ФНЧ третьего порядка
Из полученных данных видно, что увеличение порядка ДСМ приводит с одной стороны к уменьшению шумов в области низких частот, а с другой стороны к увеличению шумов в высокочастотной области.
Таким образом, можно сделать промежуточный вывод о том, что при условии, если шумы ПГ будут составлять около 90% общей мощности шумов в тракте (другими словами при предельно жестких требованиях к другим блокам радиочастотного тракта и цифровой части разрабатываемого приемника комплекса мониторинга), для обеспечения заданных требований к СЧ достаточно использовать петлевой ФНЧ второго порядка с ДСМ второго порядка. Однако, для выделения большего энергетического запаса на другие блоки приемника (как в радиочастотной части, так и в блоках цифровой обработки сигналов) необходимо увеличивать порядок фильтра.
Исследование системы ИФАПЧ с пепшевьш ФНЧ третьего порядка
Определение параметров данного фильтра основывалось на расчете параметров добавочного звена для уже синтезированного фильтра второго порядка. Выражения для передаточных функций системы ИФАПЧ с петлевым ФНЧ третьего порядка приведены в приложении 5.
Из теории автоматического регулирования известно, что для системы ИФАПЧ с астатизмом второго порядка с увеличением порядка наклон ЛАЧХ разомкнутого кольца в области высоких частот не превышает (1-т) 20 дБ/дек, где т - порядок системы (см. рисунок 4.8) [122].
С учетом вышесказанного была выбрана добавочная частота, равная 700 кГц, остальные параметры системы ИФАПЧ остались прежними. Спектр шумов выходного сигнала с таким фильтром третьего порядка показан на рисунке 4.10, а длительность переходного процесса - на рисунке 4.11. Отметим, что увеличение порядка фильтра незначительно увеличило время переходного процесса, которое стало составлять 480 мкс.
Рисунок 4.10 - переходной процесс системы ИФАПЧ с фильтром третьего порядка со следующими параметрами: Т2=300, добавочная частота=700 кГц, Fcp=40 МГц, ток ЧФД=5 мА, порядок ДСМ - 2 Из рисунка видно, что увеличение порядка петлевого фильтра до третьего привело к заметному улучшению спектральных характеристик системы при незначительном ухудшении быстродействия, поэтому дальнейшее увеличение порядка фильтра будет неэффективно для решения поставленной в диссертации задачи. Оценка устойчивости системы показала, что система устойчива. Запас по фазе - 41 (рисунок 4.11 а). Карта нулей-полюсов показана на рисунке 4.П б.
а) Логарифмические частотные б) Карта нулей/полюсов петлевого фильтра характеристики системы третьего порядка Рисунок 4.11 - Логарифмические частотные характеристики системы (а) и карта нулей/полюсов петлевого фильтра третьего порядка (б) 136 Оценка влияния ДСМ различных порядков на спектральные характеристики системы с выбранным петлевым ФНЧ показана на рисунке 4.12 (а-в).
Проведенное исследование позволило определить и рассчитать параметры петлевого ФНЧ (номиналы рассчитывались в разработанной в третьей главе на основании известных соотношений, приведенных в [21, 24]. Порядок петлевого ФНЧ - третий, С1=6,15 пФ, С2=2,48 пФ, С3=6211 пФ, Rl-0,02 кОм, R2=0,04 кОм. а) спектр выходного сигнала 6) спектр выходного сигнала в) спектр выходного сигнала с ДМС 2 порядка с ДМС 3 порядка с ДМС 4 порядка Рисунок 4.12 - Спектр выходного сигнала системы ИФАПЧ с петлевым ФНЧ третьего порядка и ДСМ второго - четвертого порядков
Оценка влияния коэффициента колебательности М на время переходного процесса
Известно, что в линейных дискретных системах [121, 122] при наличии ряда нелинейных эффектов выброс напряжения, управляющего частотой ПГ в переходном процессе, может существенно изменить известные зависимости характеристик быстродействия от параметра М, влияющего на величину этого выброса.
Вначале приведем примеры влияния коэффициента колебательности М на характер и время переходного процесса для малоинерционной (Т2=2) системы ИФАПЧ с петлевым ФНЧ второго порядка для небольшой частотной расстройки (Fmin - 2110 МГц, Fmax - 2170 МГц) и частоте сравнения, равной 20 МГц. На рисунках 4.13 (а - е) показано изменение характера переходного процесса вследствие изменения коэффициента колебательности.
Изменение характера переходного процесса вследствие изменения коэффициента колебательности М Зависимость изменения времени переходного процесса вследствие изменения коэффициента колебательности М для данной системы ИФАПЧ показано ниже на графике (рисунок 4.14).
Из графика видно, что оптимальным по быстродействию соотношением является значение коэффициента колебательности М в пределах 1,5 ... 2, что близко к известным теоретическим результатам для линейных моделей. Зависимость изменения времени переходного процесса вследствие изменения коэффициента колебательности М
Оценим влияние коэффициента колебательности М на спектральные характеристики системы. На рисунках 4.15 (а - в) показаны спектральные плотности шумов системы ИФАПЧ с петлевым ФНЧ второго порядка при различных значениях М из которых видно, что увеличение порядка коэффициента колебательности М приводит к резкому увеличению неравномерности (а именно возрастанию выброса) при М 1,6... 1,7. Следовательно, для обеспечения оптимального сочетания времени переходного процесса и спектральной чистоты выходного колебания целесообразно выбирать значение коэффициентам порядка 1,5...1,6.
Как уже отмечалось ранее, увеличение постоянной времени Т2 (уменьшении полосы пропускания петлевого фильтра) приводит с одной стороны к уменьшению уровня фазовых шумов в спектре выходного сигнала, а с другой стороны к увеличению времени переходного процесса.
Похожие диссертации на Исследование путей повышения эффективности и разработка синтезатора частот для приемника комплекса мониторинга систем мобильной радиосвязи
