Содержание к диссертации
Введение
Глава 2. Матрично-электродинамический анализ неэквидистантных антенных решеток на основе ребристых структур диэлектрических структурах 19
2.1. Определение обобщенной матрицы рассеяния базовых элементов и распределения поля в раскрыве НАР 20
2.1.1. Возбуждение НАР плоской волной (сверху) 28
2.1.2. Возбуждение НАР через плоские волноводы (снизу) 31
2.2. Диаграмма направленности плоских антенных решеток 33
2.3. Решение ключевых задач дифракции электромагнитных волн для НАР 39
2.3.1. Дифракция Н-поляризованных электромагнитных волн 42
2.3.1.1. Одиночный плоский волновод в плоском экране 43
2.3.1.1.1. Возбуждение со стороны плоского волновода (снизу) 43
2.3.1.1.2. Возбуждение плоской волной (сверху) 43
2.3.1.2. Два тождественных плоских волновода в плоском экране (рекомпозиционный базовый элемент) 45
2.3.1.2.1. Возбуждение плоским волноводом, алгебраизация системы операторных уравнений 45
2.3.1.2.2. Алгебраизация системы операторных уравнений при возбуждении плоской волной 46
2.3.2. Дифракция Е-поляризованных электромагнитных волн 46
2.3.2.1. Одиночный плоский волновод в плоском экране 47
2.3.2.1.1. Возбуждение со стороны плоского волновода (снизу) 47
2.3.2.1.2. Возбуждение плоской волной (сверху) 47
2.3.2.1. Рекомпозиционный базовый элемент 48
2.3.2.1.1. Возбуждение плоским волноводом (снизу) 48
2.3.2.1.2. Возбуждение плоской волной (сверху) 48
2.4. Анализ численных результатов расчета 50
2.5. Основные аспекты параметрического синтеза НАР 62
Глава 3. Электродинамический анализ и параметрический синтез отражательных НАР на основе ребристых структур 67
3.1 Задача дифракции электромагнитных волн для НАР. Прямой метод интегральных уравнений 69
3.2 Инженерная методика параметрического синтеза НАР 72
3.3. Эффективная площадь рассеяния ребристых структур 86
Глава. 4. Явление сверхнаправленности в отражательных антенных решетках 91
Глава 5. Параметрический синтез широкополосных частотно-селективных структур 119
Заключение.
Список использованных источников.
Приложение 1.
- Решение ключевых задач дифракции электромагнитных волн для НАР
- Дифракция Е-поляризованных электромагнитных волн
- Основные аспекты параметрического синтеза НАР
- Задача дифракции электромагнитных волн для НАР. Прямой метод интегральных уравнений
Введение к работе
Антенные решетки ограниченных (конечных) размеров занимают особое место в исследовании электродинамических характеристик излучающих структур. Наибольший интерес среди них представляют структуры с неэквидистантным расположением элементов. Неэквидистантные антенные решетки позволяют реализовать электродинамические характеристики произвольного вида, которые находят применение в антенной технике специального назначения, приборах СВЧ и КВЧ диапазона волн. В частности, фазированные антенные решетки с нерегулируемым размещением элементов представляют для разработчиков антенных систем значительный интерес благодаря ряду их отличительных свойств: отсутствию паразитных дифракционных максимумов, существенной ослабленности эффектов ослепления, экономичному использованию элементов. Неэквидистантные отражающие решетки конечных размеров на основе ребристых структур являются основой для разработки широкополосных конструкций нового типа фокусирующих систем - плоских антенн (Рис. 1), основные достоинства которых хорошо известны: ветроустойчивость, малая масса, низкая стоимость возможность скрытого размещения, удобство использования в мобильных установках.
В общем случае электродинамическая модель НАР конечных размеров является наиболее адекватной моделью тех или иных рассматриваемых реальных конструкций как плоских, так и невыступающих антенн, позволяя учесть влияние всегда существующих в них для оптимизации характеристик переходных элементов или обосновать допуски на конструктивные параметры устройств. К простейшему типу НАР могут быть отнесены конечные периодические решетки, для которых нельзя применять теорему Флоке.
Для анализа характеристик таких структур разработаны достаточно эффективные математические методы. Весьма перспективным для анализа НАР общего вида, является использование матрично-электродинамического метода, основанного на представлении НАР в виде многополюсной схемы, состоящей из простых многополюсников, определение матриц рассеяния которых, как и в случае периодических структур, сводится к решению соответствующих дифракционных задач для отдельного базового элемента решетки - автономного блока. Для углубленного исследования характеристик излучения НАР, разработан строгий электродинамический анализ НАР, который выполнен на основе прямого метода интегральных уравнений. "ТЛЛ ап І1 гци^
Рис. 1. Плоская отражающая антенна.
Однако анализ ряда особенностей применения данного метода к решению прикладных задач, имеющих специфические особенности в формировании структуры электромагнитного поля излучения, показал, что требуется строгое решение соответствующих дифракционных задач на основе прямого метода интегральных уравнений. Строгое решение дифракционных задач, позволяет исследовать излучение НАР на основе ребристых структур в режимах сверхнаправленного излучения и осуществить параметрический синтез частотно-селективных структур с эффективной площадью рассеяния на базе запредельных волноводов в заданном диапазоне частот. Заметное снижение ЭПР данного класса антенн в рабочем и вне рабочего диапазона частот может быть положено в основу создания объектов с низкой радиолокационной заметностью.
ЦЕЛЬЮ РАБОТЫ является разработка эффективных матрично-электродинамических методов анализа неэквидистантных плоских антенных решеток на основе ребристых структур. Выявление основных физических закономерностей, определяющих формирование электромагнитного поля в таких структурах и создание на их основе эффективных методов параметрического синтеза излучающих устройств.
ОСНОВНЫЕ ЗАДАЧИ ИССЛЕДОВАНИЯ.
1. Разработка матрично-электродинамического анализа и параметрического синтеза отражательных НАР ребристых структурах, включающих в себя решение следующих задач: определение обобщенной матрицы рассеяния базовых элементов и распределения поля в раскрыве НАР; решение ключевых задач дифракции электромагнитных волн для НАР; определение диаграммы направленности и эффективной площади рассеяния плоских антенных решеток.
2. Решение задач дифракции электромагнитных волн для НАР прямым методом интегральных уравнений.
3. Проведение исследования явления сверхнаправленности в отражательных антенных решетках на ребристых структурах.
4. Разработка методов параметрического синтеза широкополосных частотно-селективных структур - параболической зеркальной антенны на основе неэквидистантной запредельной ребристой структуры.
СТРУКТУРА РАБОТЫ:
Диссертационная работа состоит из введения, пяти глав и заключения.
В первой главе проведён обзор и краткий анализ существующих методов анализа НАР на основе ребристых структур. Сделан вывод, что в настоящее время отсутствуют строгие методы решения этих задач для параметрического синтеза НАР.
Во второй главе излагаются основные принципы матрично-электродинамического метода расчета НАР на основе ребристых структур.
В третьей главе приводиться разработка строгого электродинамического анализа НАР на основе прямого метода интегральных уравнений.
В четвертой главе проводиться исследование явления сверхнаправленности в отражательных антенных решетках на основе ребристых структур.
В пятой главе приведен анализ параметрического синтеза частотно-селективных структур.
В заключении сформулированы основные выводы и результаты, полученные в настоящей работе, намечены перспективы дальнейшего исследования.
НАУЧНАЯ НОВИЗНА:
Научная новизна диссертационной работы определяется поставленными задачами, методами их решения и впервые полученными результатами:
1. Разработан матрично-электродинамический метод анализа характеристик НАР и сложных антенных систем, когда рассматриваемое устройство представляется в виде многополюсной системы, состоящей из простых многополюсников, определение матрицы рассеяния которых, как и в случае периодических структур, сводится к решению соответствующих дифракционных задач для отдельного базового элемента.
Установлены закономерности зависимости фазы электромагнитного поля в раскрыве ребристых структур от угла падения Н - и Е -поляризованной плоской волны.
Разработан строгий электродинамический метод анализа НАР на основе прямого метода интегральных уравнений.
Разработана методика параметрического синтеза широкополосных НАР на ребристых структурах, проведено исследование явления сверхнаправленности, осуществлено моделирование широкополосных частотно-селективных структур.
ПРАКТИЧЕСКАЯ ЗНАЧИМОСТЬ РАБОТЫ.
В работе получено решение задач практического конструирования широкополосных НАР и частотно-селективных отражательных структур, реализованы программы автоматизированного проектирования таких систем. На основе теоретических расчетов сделаны выводы о возможности использования переменнофазных антенных решеток для разработки антенн с большим коэффициентом усиления, а также при создании узкополосных изотропных излучателей или фокусирующих систем. Разработанные методы и программный комплекс представляет в настоящее время единственную возможность для конструирования НАР и частотно-селективных структур с оптимальными характеристиками, минуя дорогостоящую и длительную экспериментальную отработку. Данные программы могут применяться самостоятельно для разработки широкополосных антенн и совершенствования этих разработок с целью их практического использования в радиолокационных, радионавигационных системах и системах радиосвязи.
Разработанные программы были предназначены для использования в системах автоматизированного проектирования широкополосных НАР, частотно-селективных структур для ГП КОНСТРУКТОРСКОГО БЮРО "СПЕЦВУЗАВТОМАТИКА" и ФГУП"ВНИИ'Традиент". Внедрение результатов работы подкреплено соответствующими документами.
ОСНОВНЫЕ ПОЛОЖЕНИЯ И РЕЗУЛЬТАТЫ.
ВЫНОСИМЫЕ НА ЗАШИТУ:
Развитый матрично-электродинамический метод анализа НАР, использующих ребристые структуры. Разработанный метод построения обобщенных матриц рассеяния базовых элементов и распределения полей в раскрыве НАР.
Установленные в результате анализа электродинамических характеристик базовых элементов НАР физические закономерности, связанные с зависимостью фазы распределения электромагнитного поля в раскрыве ребристых структур от угла падения плоской волны.
Предложенный принцип построения отраженных антенных решеток на ребристых структурах, обеспечивающих существование устойчивых режимов сверхнаправленного излучения.
Разработанная методика параметрического синтеза широкополосных частотно-селективных структур.
АПРОБАЦИЯ РАБОТЫ.
Основные положения и результаты работы докладывались и обсуждались:
На VI -ой международной научно-технической конференции «Радиолокация, навигация, связь.», г. Воронеж, 2000 г.
На межрегиональной научно-практической конференции ФГУП "ВНИИ'Традиент" «Теория и практика создания радиотехнической аппаратуры в рыночных условиях», г. Ростов-на-Дону, 2002г.
На всероссийской научно-технической конференции «Излучение и рассеяние электромагнитных волн», г.Таганрог, 2001 г.
На УШ -ой международной научно-технической конференции «Радиолокация, навигация, связь.» г. Воронеж, 2002 г.
5. На международной научной конференции «Излучение и рассеяние электромагнитных волн». ИРЭМВ-2003, г.Таганрог, 2003г.
Основное содержание диссертации опубликовано в работах [42, 44, 45,77,82,98,110-112].
Решение ключевых задач дифракции электромагнитных волн для НАР
Неэквидистантные антенные решетки позволяют реализовать электродинамические характеристики произвольного вида, которые находят применение в антенной технике специального назначения. В работах [1-7] рассматриваются фазированные антенные решетки с нерегулируемым размещением элементов, обладающие следующими свойствами: отсутствием паразитных дифракционных максимумов, существенная ослабленность эффектов ослепления, экономичное использование элементов. В работах [8-Ю, 25, 36, 42-45, 97-112] проводиться анализ неэквидистантных отражающих решеток конечных размеров на основе ребристых и микрополосковых структур являющихся основой для разработки широкополосных конструкций нового типа фокусирующих систем.
Большинство известных ПА построено на основе печатных многослойных структур, отличающихся большой себестоимостью и чувствительностью к внешним условиям. Описанные в литературе [47,48] плоские отражательные антенны являются весьма узкополосными, что исключает их применение в системах связи.
Так в работе [47] исследованы плоские отражательные антенны, содержащие пирамидальный облучатель и фазокорректирующий плоский раскрыв. Описанная антенна, работающая в диапазоне 10 ГГц, имеет около тысячи отражающих элементов в виде печатных диполей прямоугольной формы с разомкнутыми полосковыми шлейфами различной длины для реализации пяти значений фазы отраженной волны. При электродинамическом анализе такой антенны требовалось учитывать 400 000 неизвестных. Затраты машинного времени при расчете характеристик антенны методом моментов по специальному алгоритму, реализованному на вычислительной станции SUN-SPARC, составили 67 часов [49]. В описанной антенне длина пути от возбуждающего рупора до отражающих элементов сильно различается, поэтому она является узкополосной и непригодна для систем связи.
Отмеченные недостатки известных систем и технологий ПА успешно преодолеваются использованием ПА на основе ребристых структур описанных в литературе [8, 25, 36, 42-45, 110-112]. Кроме того, ряд отличительных свойств антенных устройств на основе ребристых структур делает возможным их успешное применение для решения задач специального назначения. В частности, на основе ребристых структур описанных в работе [49] достаточно легко можно реализовать антенны конечных размеров с высоким значением коэффициента направленного действия (использовать явление сверхнаправленности), а также частотноселективные системы с требуемой эффективной площадью рассеяния (ЭПР) и диаграммой направленности в заданном диапазоне частот.
К простейшему типу НАР могут быть отнесены конечные периодические решетки описанные в работе [1], для которых нельзя применять теорему Флоке. Для анализа характеристик таких структур разработаны достаточно эффективные математические методы [2-7, 9,10]. Наиболее перспективные из них, матричные методы [2, 11-13], определение характеристик АР сводят к решению граничной задачи для отдельного базового элемента. Свойства НАР общего вида в настоящее время определяются только на основе прямого метода интегральных уравнений [1, 14-20], потенциальные возможности которого достаточно ограниченны [21, 22]. К данному классу электродинамических систем могут быть отнесены структуры, рассматриваемые в [35-38] и металлодиэлектрические структуры [39].
Исследования дифракции электромагнитных волн на отражательных решетках с диэлектрическим покрытием (металлодиэлектрические структуры) представляет значительный интерес для разработчиков ПА СВЧ и КВЧ диапазонов [41,65-67]. В настоящее время достаточно хорошо разработаны методы решения задач дифракции электромагнитных волн на периодических металлодиэлектрических структурах [65-67]. В работе [41] исследованы дифракция плоских волн Е - и Н - поляризаций на плоской металлодиэлектрической отражательной одномерной гребенке, содержащей на периоде два равноразмерных паза.
Основные дополнительные трудности исследования рассматриваемых металлодиэлектрических структур связаны с построением соответствующей функции Грина для многослойных диэлектрических структур (МДС). Общий метод построения тензорных функций Грина для МДС описан в работе [68], однако формулировка соответствующего интегро-дифференциального уравнения при исследовании дифракции плоских Е и Н - поляризованных волн требует модификации этого метода.
На практике нередко требуется обеспечить значительную развязку между приемной и передающей антеннами, расположенными в одной плоскости на малом электрическом расстоянии друг от друга, причем развязывающее устройство должно также лежать в плоскости антенн. Известен ряд способов получения такой развязки [97] 1. Две передающие антенны питаются с некоторым сдвигом фаз, и в узле тока между ними располагается приемная антенна. Такая система сложна в реализации, имеет значительные габариты и малую диапазонность. 2. Приемная антенна располагается в области, где токи от передающей антенны минимальны или их направление таково, что они не возбуждают приемную антенну. Этот способ требует определенной взаимной ориентации антенн, что накладывает ограничения на положение в пространстве диаграмм направленности этих антенн и их поляризационные характеристики. 3. Между передающей и приемной антеннами располагается металлический экран, который выступает над плоскостью антенн и имеет значительные размеры. 4. На металлической плоскости между антеннами располагается поглощающий слой (например графит) постоянной толщины или ребристая структура с канавками одинаковой глубины. При использовании поглощающего слоя ослабление поля можно рассчитать по формулу Шулейкина-Ван-дер-Поля, согласно которой, при малых расстояниях ослабление пропорционально расстоянию, а при больших - квадрату расстояния. Для достижения большой развязки надо разнести антенны достаточно далеко друг от друга это увеличивает габариты устройства. При использовании для развязки ребристой структуры с индуктивным импедансом, постоянным по длине, большой развязки получить не удается, поскольку по импедансной поверхности распространяются поверхностные волны. Если использовать ребристую структуру с емкостным импедансом, то поле на достаточном удалении спадает обратно пропорционально расстоянию в степени 3/2.
Дифракция Е-поляризованных электромагнитных волн
Соотношения (2.10 - 2.28) позволяют определить основные характеристики устройства, а также реализовать параметрический синтез НАР с требуемой ДН. Полученное решение элелектродинамической задачи по определению поля на раскрыве базового элемента НАР конечных размеров в форме (2.10) на основе преобразования Куммера легко обобщаются на случай возникновения в системе поверхностных волн, в особенности при наличии в области z 0 (рис. 1) диэлектрического покрытия, а также НАР больших, вплоть до бесконечных размеров. Для этого выражение (2.12) преобразуем к виду: где Ап(0) и Вп+ (0) - соответствующие выражения (2.12), определяемые для бесконечно протяженной эквидисантной антенной решетки с размерами базового элемента (ап-а, dn-d, Нп = Н для п=1,2,...), облучаемой плоской волной под углом ц п-ц , для которой вычисление сумм может быть получено в замкнутом виде: Smn - соответствующие элементы ОМР базового элемента эквидистантной антенной решетки. Ряды Д7 и А2 быстро сходятся, и для их суммирования достаточно использовать 5 -г 8 слагаемых. Вычисление сумм в (2.12) для случая эквидисантной антенной решетки в замкнутом виде (2.30) показывает, что развитый матрично-электродинамический подход сводит решение задачи расчета характеристик антенн к определению ОМР одного базового элемента. Развитый матрично-электродинамический метод расчета характеристик излучения НАР обладает достаточно большой общностью. Так, полагая в формулах (2.5) р = р+ = exp(-j2?H), получим решение соответствующей НАР с магнитными стенками в плоскостях, расположенных на дне канавок, которые совместно с (2.10), (2.28), на основе метода симметричного и антисимметричного возбуждения, дает решение дифракционной задачи для неэквидисантной решетки из брусьев прямоугольного сечения Нп = const, неэквидистантная дифракционая решетка плоскопараллельных волноводов конечной длины [36, 39, 40]). Полагая в (2.5) р равным произвольной комплексной величине pf], получим решение электродинамической задачи для НАР, нагруженной соответствующими комплексными сопротивлениями. Описанный метод определения ОМР для открытых электродинамических структур и определения полей на раскрыве базовых элементов может быть обобщен на случай использования в НАР многослойных диэлектрических вставок и покрытий, а также трехмерных структур.
Развитый подход позволяет по-новому трактовать режим ослепления фазированных антенных решеток, как случай, при котором результирующее поле прямых и обратных волн на раскрыве базового элемента, определяемое соотношениями (2.10), (2.12) при данном угле падения р, равно нулю. Разработанный в данном разделе метод построения ОМР для открытых электродинамических структур и расчета полей на раскрыве базовых элементов совместно с решением соответствующих дифракционных задач для рекомпозиционных и базовых элементов является ключевым моментом в определении характеристик излучения НАР.
Ключевым моментом в матрично-электродинамической теории НАР конечных размеров является определение матрицы рассеяния S базовых элементов. Решение этой задачи сводится к рассмотрению электродинамических моделей показанных на рис 2.1. - возбуждение снизу (через волновод) и сверху (Е - и Н - поляризованной плоской волной). Используя метод частичных областей, рассматриваемый объем разбивается плоскостью Z=0 на два объема (рис 2.1.). Тангенциальные компоненты поля в апертурах базовых элементов при (Z=0), считая, что касательное электрическое поле Ет в апертуре известно, записываются с помощью дискретных типов волн в волноводах (Z . 0), и на основе теоремы эквивалентности в терминах непрерывных пространственных гармоник в свободном пространстве (Z 0). Сшивая магнитное поле на полной апертуре базовых элементов, получаем интегральные (интегро-дифференциальные) уравнения для определения искомой функции Ет в виде системы операторных уравнений:
Основные аспекты параметрического синтеза НАР
На рис. 2.4 - 2.14 представлены зависимости основных характеристик базового элемента от частотного параметра аЛ при возбуждении плоского волновода Н - поляризованной волной, на рис. 2.15-2.25 - Е-поляризованной волной. Из результатов расчета $п приведенных на рис. 2.4, 2.15, - модуля коэффициента отражения плоского волновода с бесконечным фланцем при возбуждении его основной волной - видно влияние размера волновода Q на согласование его со свободным пространством. Минимальное значение $ может служить в качестве основного критерия приближенной оценки оптимального размера ширины канавки ребристой структуры НАР, которая при допустимом значении К спи на УРовне 1.2-1.3 определяется соотношением: Соотношение (2.54), определяющее потенциальную область и значения параметра а/«, обеспечивающего оптимальное значение энергетических характеристик устройства является в одинаковой степени справедливым как для НАР, возбуждаемых через плоские волноводы (снизу), так и для отражательных решеток (возбуждение сверху плоской волной). Элемент матрицы рассеяния $ определяет степень трансформации плоской волны в основную волну плоского волновода (возбуждение сверху ). На рис. 2.5, 2.16 показана зависимость и ри от параметра аА . На рис. 2.6, 2.7, 2.17, 2.18 - зависимость угла падения плоской волны. Модуль элемента матрицы рассеяния и определяет степень согласования БЭ при возбуждении его со стороны входа 1 (2). Элементы матрицы рассеяния Sn\S ) и Sn\S«i) определяют соответственно коэффициенты передачи между входами 1-3(2-3)и4-1 (4-2). На рис. 2.8, 2.19-2.21 показаны зависимости (1, 13 параметра аА при различных значениях Т/а. Элементы матрицы рассеяния S и S определяют величину коэффициента взаимной связи двух плоских волноводов, возбуждаемых снизу и плоской волной (сверху), соответственно. На рис. 2.11-2.14, 2.22 2.25 показаны зависимости $"3 и $ЕЯ (решения СЛАУ (2.54) , (2.55), (2.59), (2.60) - прямой метод интегральных уравнений). Сравнение значений рассмотренных характеристик БЭ с известными в литературе данными [1] для нормированной проводимости излучения и коэффициентов взаимной связи в решетке из двух волноводов показывает их совпадение с графической точностью. Незначительное несовпадение полученных значений нормированной проводимости излучения волновода для Е - поляризованной волны, определяемой через н с данными справочника [51] объясняется приближенностью используемого в нем метода расчета. Следует подчеркнуть, что расчет соответствующих коэффициентов взаимной связи двух плоских волноводов может быть реализован также на основе формулы (2.10) (матрично - электродинамический подход), определением поля на раскрыве второй канавки при возбуждении первой в решетке из двух волноводов. Справедливость обобщения формулы (2.10) на решетку из произвольного числа волноводов проверялась расчетом коэффициента взаимной связи в решетке из трех волноводов (Н поляризация). Сравнение полученных результатов с данными работы [1] показало их совпадение с графической точностью. Формулы (2.5) - элементы матрицы рассеяния канавки с короткозамыкателем - формально являются точными, если известны точные выражения для матрицы рассеяния БЭ - соответствующей канавки без короткозамыкателя, т.е. погрешность их вычисления также не превышает 1 %. Эта точность практически обеспечивается для результирующих матриц рассеяния $ , определяемых на основе формул соединения многополюсников [26, 52] при реализации алгоритма расчета характеристик излучения НАР. Таким образом, порядок решаемых СЛАУ, необходимых для расчета НАР, не превосходит порядка СЛАУ, требуемых для определения матрицы рассеяния рекомпозиционного базового элемента (решетка из двух волноводов) без короткозамыкателей, равного 2Р = 24-30. В отличие развитого матрично - электродинамического подхода известные прямые методы интегральных уравнений определения характеристик излучения отражательных решеток на основе ребристых структур [49] обеспечивают требуемую точность расчета при учете 26 гармоник в каждой канавке (Р = 26) . Порядок решаемых СЛАУ при этом равен Р N (N - число канавок в антенной решетке). Учитывая, что в реальных антенных устройствах число канавок N = 50 -г- 100, порядок решаемых СЛАУ известными методами в общем случае на два порядка выше по сравнению матричным подходам.
Другой отличительной особенностью развитого матрично -электродинамического подхода анализа НАР на основе построения матриц рассеяния БЭ - устойчивость созданных алгоритмов, поскольку матрицы рассеяния для любых пассивных и линейных многополюсников, к которым относится исследуемое устройство, всегда существуют [52]. При построении соответствующих СЛАУ известными методами, использующими в явном или неявном виде матрицы сопротивлений (проводимостей) [16, 49], они могут оказаться неопределенными даже для простейшего случая - при наличии в НАР четвертьволновых короткозамкнутых канавок.
Задача дифракции электромагнитных волн для НАР. Прямой метод интегральных уравнений
В данном разделе на основе развитого матричного-электродинамического подхода проведен расчет и анализ характеристик излучения конкретных конструкций НАР. Подробное рассмотрение вопросов синтеза рассматриваемых структур выходит за рамки данной главы. Однако отметим, что параметрический синтез требует органического сочетания методов геометрической оптики при определении профиля антенны (закона изменения глубины канавок) и строгих электродинамических методов расчета характеристик отдельных базовых элементов.
Уравнение профиля антенны, определяемое приближенными методами геометрической оптики [8], позволяет оценить только потенциальные возможности плоских антенн. В частности, анализ широкополосности НАР показывает, что в идеальном случае они обеспечивают рабочий диапазон частот в полосе более 25% - для Н- и Е -поляризации и могут быть использованы в радиотехнических комплексах систем связи.
Общий случай параметрического синтеза НАР должен представлять собой итерационный процесс постепенного уточнения профиля антенны. Требуемая реализация отмеченного итерационного процесса обусловлена необходимостью учета особенностей характеристик базовых элементов, в частности, зависимостью фазы прошедшей в канавку волны от угла падения первичной падающей плоской волны.
Уравнение профиля антенны, полученное в приближении изолированного элементами (взаимодействие между элементами не учитывается) методами геометрической оптики из условия постоянства суммарной длины путей лучей от облучателя до плоскости апертуры п-ой канавки, пути обусловленного прохождением лучом двойной глубины канавки и расстояния от плоскости раскрыва n-ой канавки до плоскости фронта отраженной волны [8] (рис. 1), зависимость фазы прошедшей в канавку волны (коэффициенты поляризация или
В реальных конструкциях плоских антенн с шириной канавки, удовлетворяющей условию 0,4 А а Л и \.2Х а \.8Д. для Н- и Е-поляризованных волн соответственно, эта зависимость является существенной (рис. 2.6, 2.17 ). Анализ результатов расчета показывает, что изменение аргумента коэффициентов прохождения (1)rf4 деполяризация) и z Cj (Е-поляризация) может достигать более одного и более двух радиан соответственно, поэтому априорное уточнение в профиле антенны, корректирующее это изменение, является необходимым. Вторая особенность плоских антенн, проявляющая себя в особой степени в случае, когда пространство в области z; 0 (рис. 1) является многослойным - необходимость строгого учета взаимодействия между базовыми элементами (канавками). Таким образом, итерационный процесс параметрического синтеза НАР в общем случае должен включать в себя следующие моменты: определение профиля НАР приближенными методами геометрической оптики - первый шаг, корректировка профиля НАР, учитывающая зависимость фазы прошедшей в канавку волны от угла падения луча (влияние взаимодействия между канавками считается пренебрежимо малой величиной - приближение изолированного элемента) - второй шаг, и, наконец, строгий учет взаимного влияния между канавками - третий шаг. Анализ результатов расчета оценки потенциальных возможностей ПА для рассматриваемых идеализированных вариантов (приближение изолированного элемента) показывает, что уровень боковых лепестков не скорректированной НАР заметно возрастает и может достигать недопустимо больших значений. Следует подчеркнуть, что установленные потенциальные возможности ПА удается реализовать только в предположении отсутствия взаимной связи между элементами. В реальных конструкциях НАР наличие короткозамыкателей (плоский волновод заменяется канавкой конечной глубины) при размерах ширины канавки а, удовлетворяющих Т соотношению (2.54) и — = 1.0-5-1.1 существенно увеличивает взаимную а связь между элементами и она может заметно превышать соответствующие значения взаимной связи двух плоских волноводов, определяемых элементами 53 и 54 В свою очередь, увеличение взаимной связи между элементами может существенно изменить характер фазового распределения поля в плоскости раскрыва НАР и, в частности, зависимость его от угла падения плоской волны на п-ую канавку, что сделает практически бессмысленным реализацию описанной выше простой корректировки глубины канавок, справедливой только для изолированных элементов. Расчет реальных характеристик излучения НАР с учетом взаимной связи между элементами по формуле (2.28) и на трех фиксированных частотах fn =12 Г Гц, fCp =15 Г Гц, fe =18 Г Гц и их экспериментальная проверка проведены для двух вариантов НАР, характеризуемых следующими параметрами: вариант 1 - F=50 см, D=496 см, а=0.8 см, Ь=0.8 см, А=0, Nk=55, Т/а=1,0125, вариант 2 - F=75 см, D=496 см, а=0.8 см, Ь=0.8 см, А=0, N 55, Т/а=1,0125. Профиль антенны определяется по формуле (П2. 2) Приложения 2. Геометрия НАР с линейным синфазным облучателем показана на рис. П2. 2. Приложения 2; Ь-размер раскрыва облучателя.
