Содержание к диссертации
Введение
Глава 1 Методы и средства измерения параметров нелинейных эквивалентных схем полупроводниковых приборов 11
1.1 Эквивалентные схемы гетеропереходных светодиодов 11
1.2 Методы измерения параметров нелинейных элементов электрических цепей 16
1.3 Методы идентификации и измерения параметров многоэлементных двухполюсников 20
1.4 Недостатки методов измерения малосигнальных параметров гетеропереходных светодиодов и требования к измерительной аппаратуре 24
1.5 Средства измерения малосигнальных параметров светодиодов методами импедансной спектроскопии 27
1.6 Средства измерения параметров гетеропереходных светодиодов методом емкостной спектроскопии 35
1.7 Средства диагностики полупроводниковых приборов по шумовым параметрам 38
Выводы 40
Глава 2 Повышение точности измерения параметров нелинейной эквивалентной схемы гетеропереходных светодиодов методами импедансной спектроскопии 41
2.1 Погрешность измерения дифференциального сопротивления нелинейного двухполюсника 41
2.2 Алгоритм определения набора оптимальных частот тестового сигнала при измерении параметров многоэлементных двухполюсников 54
2.3 Способ измерения сопротивления базы полупроводникового диода 68
2.4 Способ измерения дифференциального сопротивления нелинейных двухполюсников с температурозависимой вольт-амперной характеристикой 73 Выводы 77
Глава 3 Диагностика гетеропереходных светодиодов методами емкостной спектроскопии 79
3.1 Погрешность измерения емкости нелинейного двухполюсника, обусловленная нелинейностью 79
3.2 Установка для измерения вольт-фарадных характеристик гетеропереходных светодиодов 88
Выводы 98
Глава 4 Измерение малосигнальных параметров гетеропереходных светодиодов методами шумовой спектроскопии 99
4.1 Шумовая эквивалентная схема светодиода 99
4.2 Аппаратно-программный комплекс для измерения вероятностных характеристик флуктуаций тока накачки светодиодов 101
4.2.1 Обоснование структурной схемы комплекса 101
4.2.2 Электрическая схема аппаратно-программного комплекса 108
4.2.3 Измерение спектральной плотности шума методом удвоения 110
4.2.4 Измерение вероятностных характеристик низкочастотного шума методом дискретных выборок 112
4.2.5 Оценка погрешности определения автокорреляционной функции электрических шумов гетеропереходных светодиодов 116
4.3 Измерение импеданса двухполюсника с применением шумового тестового сигнала 118
4.3.1 Способ измерения параметров элементов многоэлементных нерезонансных двухполюсников 118
4.3.2 Установка для измерения импеданса двухполюсника с применением шумового тестового сигнала 121
Выводы 127
Глава 5 Диагностика качества гетеропереходных светодиодов по шумовым и малосигнальным параметрам 128
5.1 Связь характеристик низкочастотного шума светодиодов с распределением примесей и плотности тока в гетероструктурах 128
5.2 Определение параметров рекомбинационных центров в InGaN/GaN светодиодах методом низкочастотной шумовой спектроскопии 133
5.3 Оценка качества СИД по малосигнальным и шумовым параметрам 134
5.4 Исследование процессов деградации светодиодов при испытаниях 137
5.4.1 Связь снижения квантовой эффективности светодиодов при испытаниях с особенностями вольт-фарадных характеристик . 137
5.4.2 Исследование процессов деградации красных гетеропереходных светодиодов TLCR5800 Vishay при испытаниях 139
Выводы 147
Заключение 149
Список литературы
- Недостатки методов измерения малосигнальных параметров гетеропереходных светодиодов и требования к измерительной аппаратуре
- Алгоритм определения набора оптимальных частот тестового сигнала при измерении параметров многоэлементных двухполюсников
- Установка для измерения вольт-фарадных характеристик гетеропереходных светодиодов
- Измерение спектральной плотности шума методом удвоения
Введение к работе
Актуальность темы. Гетеропереходные светоизлучающие диоды (СИД) – твердотельные источники излучения, широко применяемые в настоящее время в различных областях техники. Светотехнические и электрические характеристики СИД в основном определяются физическими свойствами гетероструктуры, а стабильность характеристик СИД в процессе эксплуатации зависит от качества изготовления светодиодов. Для целей диагностики и неразрушающего контроля качества СИД широко используются электрические методы, основанные на измерении малосигнальных и шумовых параметров.
Физические процессы в гетероструктурах обуславливают существенную нелинейность электрических характеристик СИД, степень которой сильно зависит от топологии и качества гетероструктуры и может значительно отличаться от образца к образцу. Поэтому стандартные методы и средства измерения малосигнальных и шумовых параметров обычных гомопереходных полупроводниковых диодов применительно к гетеропереходным СИД требуют уточнения и развития в части выбора формы, частоты и амплитуды тестового сигнала.
Методы емкостной и импедансной (адмиттансной) спектроскопии, применяемые для диагностики качества полупроводниковых приборов различных классов, развиты в работах Л. С. Бермана, Я. А. Фетодова, Ф. И. Маняхина, В. Ю. Кнеллера, Л. П. Боровских, Ю. А. Гольдберга, В. В. Бруса, В. И. Зубкова и др.
В работах М. Е. Левинштейна, Н. М. Шмидт, А. Л. Закгейма, А. В. Белякова, А. В. Якимова, V. Palenskis показано, что мощным инструментом диагностики качества СИД является фликкер-шумовая спектроскопия, которая позволяет выявлять дефекты СИД, связанные с нарушением контактов, неоднородностью гетероперехода, локализацией тока и т. д. по характеристикам низкочастотного (НЧ) шума тока накачки СИД.
Вместе с тем, существующие измерители RLC не адаптированы к измерению параметров существенно нелинейных элементов, а измерители НЧ шума не производятся промышленностью и разрабатываются в лабораториях для конкретных исследовательских задач.
Следует отметить, что срок службы современных СИД составляет несколько десятков тысяч часов, и для регистрации малых изменений параметров СИД в процессе эксплуатации или испытаний при исследовании процессов деградации СИД необходимо снижать погрешность методов и средств измерения путем оптимального выбора амплитуды и частоты тестового сигнала, расширения диапазона напряжений смещения, повышения чувствительности.
Цель работы – расширение функциональных возможностей и повышение точности измерения малосигнальных и шумовых параметров гетеропереходных светодиодов методами импедансной, емкостной и шумовой спектроскопии для задач диагностики их качества.
Поставленная цель достигается решением следующих задач:
1. Анализ зависимости погрешности измерения малосигнальных параметров СИД, обусловленной нелинейностью их эквивалентной схемы, от уровня тестового сигнала при использовании различных типов детекторов напряжения, опреде-
ление оптимальной амплитуды тестового сигнала с учетом влияния аддитивного шума измерительных цепей.
2. Анализ погрешностей определения малосигнальных параметров СИД мето
дом импедансной спектроскопии в зависимости от выбора частоты тестового сигна
ла, разработка алгоритма и программы определения оптимальных частот тестового
сигнала методами компьютерного моделирования измерительных процессов.
-
Разработка способов и средств измерения малосигнальных параметров гетеропереходных СИД, снижающих погрешности, обусловленные нелинейностью эквивалентной схемы СИД и в частности тепловым разогревом активной области СИД под действием тестового сигнала.
-
Разработка автоматизированных средств измерения вероятностных характеристик флуктуаций тока накачки СИД, позволяющих исследовать характер НЧ шума СИД.
5. Проведение выборочных ускоренных испытаний СИД, установление зако
номерностей изменения малосигнальных и шумовых параметров СИД в процессе
испытаний и связи этих изменений с механизмами деградации СИД.
Методы исследований. При выполнении работы использовались методы теории погрешностей, теории радиотехнических цепей и сигналов, методы спектрального анализа, физики полупроводниковых приборов. При разработке программного обеспечения использовался язык программирования Pascal. Обработка результатов эксперимента осуществлялась с использованием стандартных программ MS Office и оригинальных программ, разработанных в среде Lazarus.
Научная новизна работы.
1. Впервые рассмотрены ограничения на величину тестового сигнала при
измерении малосигнальных параметров нелинейных двухполюсников (ДП).
Получены зависимости относительных погрешностей измерения дифференциального
сопротивления и емкости нелинейного ДП от амплитуды тестового гармонического
сигнала при использовании различного типа детекторов напряжения. Показано, что:
– при наличии аддитивных шумов в измерительной цепи существует оптимальное значение амплитуды тестового сигнала, при котором суммарная относительная погрешность измерения принимает минимальное значение;
– при измерении дифференциального сопротивления и диффузионной емкости полупроводникового диода наибольшая точность достигается при использовании детектора средневыпрямленного значения, а относительная погрешность измерения барьерной емкости диода с резким переходом одинакова для всех рассмотренных типов детекторов.
2. Разработан алгоритм определения набора оптимальных частот тестового
сигнала, минимизирующего погрешность косвенного измерения параметров мно
гоэлементных ДП с известной эквивалентной схемой методом импедансной спек
троскопии, заключающийся в многократном компьютерном моделировании про
цесса измерения модуля и фазы импеданса ДП с учетом случайных аддитивных
погрешностей и определении параметров ДП по известным функциональным за
висимостям на заданном множестве наборов частот тестового сигнала. Показано,
что отклонение одной из частот от оптимального значения на 20 % приводит к
возрастанию суммы относительных погрешностей в среднем на 15 %.
3. Разработаны способы измерения дифференциального сопротивления и
сопротивления базы полупроводникового диода с применением АИМ-сигнала,
уменьшающие погрешность измерения за счет снижения нелинейности, вызван
ной тепловым разогревом диода постоянным током в рабочей точке.
4. Разработан способ измерения импеданса двухполюсника с использовани
ем широкополосного тестового шумового сигнала, позволяющий сократить время
сканирования импеданса ДП по частоте при сохранении приемлемой точности
измерения.
5. Установлено, что снижение квантовой эффективности СИД в процессе
ускоренных испытаний коррелирует со сдвигом профиля концентрации примеси,
причем более сильной деградации подвержены СИД, расположенные по краям
распределения СИД по уровню шума при высокой плотности тока накачки.
Практическая значимость работы.
-
Разработанные способы и средства измерения малосигнальных и шумовых параметров гетеропереходных светодиодов могут быть использованы на входном или выходном контроле предприятий-изготовителей светодиодов и светодиодной продукции.
-
Способ измерения импеданса двухполюсников с использованием шумового тестового сигнала может быть использован разработчиками и производителями измерителей иммитанса для повышения быстродействия приборов.
-
Алгоритм определения набора частот тестового сигнала позволяет разработчикам измерителей RLC повысить точность измерения параметров многоэлементных двухполюсников.
-
Выявленные закономерности изменения малосигнальных и шумовых параметров гетеропереходных светодиодов в процессе испытаний могут быть полезны разработчикам СИД.
Основные положения, выносимые на защиту.
-
Расчетные формулы для оценки относительных погрешностей измерения дифференциального сопротивления и емкости нелинейного двухполюсника от амплитуды тестового гармонического сигнала при использовании различных типов детекторов напряжения и наличии аддитивного шума в измерительной цепи.
-
Алгоритм определения набора частот тестового сигнала при измерении параметров многоэлементных двухполюсников, оптимальных с точки зрения минимизации суммы случайных погрешностей измерения.
-
Способы измерения сопротивления базы и дифференциального сопротивления полупроводникового диода с применением АИМ-сигнала, снижающие погрешность, вызванную тепловым разогревом активной области под действием тестового сигнала.
-
Способ измерения параметров элементов многоэлементных нерезонансных двухполюсников шумовым тестовым сигналом.
-
Результаты ускоренных выборочных испытаний коммерческих гетеропе-переходных светодиодов и связи деградации с малосигнальными и шумовыми параметрами светодиодов.
Апробация работы. Результаты диссертационной работы докладывались и обсуждались на школе-семинаре «Актуальные проблемы физической и функцио-5
нальной электроники» (г.Ульяновск, 2010 – 2013 гг.), Всероссийской конферен
ции молодых ученых «Наноэлектроника, нанофотоника и нелинейная физика»
(г.Саратов, 2011 – 2013 гг.), Всероссийской НПК «Современные проблемы созда
ния и эксплуатации радиотехнических систем» (г.Ульяновск, 2009, 2011, 2013 гг.),
9-м конкурсе научных работ им. И. Анисимкина (г.Москва, ИРЭ им. В. А. Ко-
тельникова РАН, 2012 г.), Всероссийской конференции «Нитриды галлия, индия
и алюминия – структуры и приборы» (г.Москва, 2013 г.), международной НТК
«Фундаментальные проблемы радиоэлектронного приборостроения»
(INTERMATIC-2013) (г. Москва, 2013 г.).
Реализация и внедрение результатов работы.
Результаты диссертационной работы использованы в Ульяновском филиале Института радиотехники и электроники им. В. А. Котельникова Российской академии наук при проведении исследований по тематическому плану НИР и в учебном процессе на радиотехническом факультете Ульяновского государственного технического университета при проведении занятий по дисциплинам «Метрология и радиоизмерения» и «Шумы электронных устройств».
Результаты работы использованы также при выполнении проекта «Разработка неразрушающих методов и средств контроля качества гетеропереходных светоизлучающих диодов по шумовым характеристикам» (в рамках Федеральной целевой программы «Научные и научно-педагогические кадры инновационной России» на 2009-2013 годы (соглашение 14.132.21.1708 с Минобрнауки РФ) и проекта №14145 по программе У.М.Н.И.К. «Измеритель параметров нелинейных эквивалентных схем полупроводниковых приборов».
Личный вклад автора. Основные результаты диссертационной работы, включая расчеты погрешностей измерения параметров нелинейных двухполюсников, разработку и компьютерную реализацию алгоритма расчета набора оптимальных частот тестового сигнала, макетирование экспериментальных установок, проведение ускоренных испытаний светодиодов получены автором лично. Обсуждение и интерпретация экспериментальных результатов проводились при его непосредственном участии. В работе [3] автором произведен расчет параметров теплоэлектрической схемы светодиода с использованием оригинальной программы расчета параметров двухполюсников.
Публикации. По теме диссертации опубликовано 39 работ, в том числе 10 работ в изданиях из перечня ВАК.
Структура и объем диссертации. Диссертация состоит из введения, пяти глав, заключения, библиографического списка из 149 наименований, трех приложений. Общий объем диссертации составляет 169 страниц, включая 22 таблицы и 68 рисунков.
Недостатки методов измерения малосигнальных параметров гетеропереходных светодиодов и требования к измерительной аппаратуре
Электрические свойства полупроводниковых приборов (ППП) наиболее полно описываются вольт-амперными характеристиками (ВАХ), однако их детальное измерение и анализ является трудоемким и сложным процессом. Для описания поведения прибора вблизи некоторой рабочей точки используются эквивалентные схемы и малосигнальные параметры.
Эквивалентная схема ППП - электрическая цепь, составленная из R, L, C элементов, которая имеет ту же ВАХ, что и описываемый ею ППП [4, 17, 49, 67]. Физические эквивалентные схемы [17] или эквивалентные схемы замещения [4] отражают внутреннюю структуру прибора и физические процессы, протекающие при работе реального ППП.
В общем случае для переменного тестового сигнала гетеропереходный светодиод, так же как и обычный полупроводниковый диод, может быть представлен эквивалентной схемой [17, 121], изображенной на рисунке 1.1. На этой схеме приняты обозначения: rS – последовательное (serial) сопротивление, включающее в себя сопротивление квазинейтральных областей, омического контакта и выводов диода (определяющий вклад в rS вносит база диода, поэтому rS часто называют сопротивлением базы диода); Rp-n – сопротивление p-n перехода; CБАР – барьерная емкость p-n перехода; CДИФ – диффузионная емкость p-n перехода; СВ – емкость между выводами диода; LВ – индуктивность выводов диода.
Сопротивление p-n перехода, барьерная и диффузионная емкости диода являются нелинейными параметрами, то есть зависят от протекающего тока и (или) приложенного напряжения [67], и на эквивалентной схеме обозначены нелинейными резистором и конденсаторами соответственно.
В большинстве практических задач, связанных c измерением параметров полупроводниковых диодов, используют так называемую малосигнальную [4] эквивалентную схему диода для переменного сигнала малой амплитуды (рис. 1.2). Такие эквивалентные схемы называются. Это означает, что при приложении к
Коэффициент m отражает отклонение ВАХ реального светодиода от ВАХ идеального p-n перехода. Для идеальных светодиодов коэффициент m равен 1, а у реальных СИД величина коэффициента m лежит обычно в диапазоне 1,1 – 1,5. Однако для диодов на основе полупроводников типа AIIIBV на основе арсенидов и фосфидов коэффициент m может быть равен 2, а для InGaN/GaN светодиодов m может достигать 6 [121]. С учетом последовательного сопротивления rS ВАХ светодиода может быть
Из (1.3) следует, что при малых прямых токах дифференциальное сопротивление диода зависит, главным образом, от сопротивления перехода Rp-n. При больших токах сопротивление перехода мало и общее сопротивление диода определяется последовательным сопротивлением rS. При обратном включении диода, когда ток диода равен току насыщения / – /ОБР, сопротивление идеальногор-п перехода Rp-n принимает бесконечно большое значение: Rp-n .
Барьерная емкость диода связана с образованием области объемного заряда (ООЗ) в р-п переходе: положительного заряда ионизированной донорной примеси в области п и отрицательного заряда ионизированной акцепторной примеси в области р [12]. В результате р-п переход ведет себя подобно плоскому конденсатору, обкладками которого служат квазинейтральные области п и р, а изолятором - обедненный свободными носителями слой ООЗ, имеющий большое сопротивление [67]. При приложении к переходу обратного напряжения ООЗ увеличивается, что эквивалентно увеличению расстояния между обкладками конденсатора и уменьшению его емкости, и наоборот, при приложении к переходу прямого напряжения происходит сужение ООЗ, что эквивалентно уменьшению расстояния между обкладками конденсатора и увеличению емкости. Для диодов с резким переходом, у которых концентрация легирующей примеси ступенчато изменяется на границе рип областей, барьерная емкость обратно пропорциональна корню квадратному из напряжения на переходе [12, 103]:
Диффузионная емкость связана с инжекцией неосновных носителей в области рип при протекании через р-п переход прямого (диффузионного) тока [12]. Диффузионная емкость диода пропорциональна прямому току и времени жизни т неосновных носителей в области базы (в случае, когда концентрация носителей в одной из областей значительно выше, чем в другой) и определяется выражением:
При работе перехода в прямом направлении диффузионная емкость превосходит барьерную, и при больших прямых токах барьерной емкостью можно пренебречь. При обратном смещении СИД напряжением, превышающим несколько десятых долей вольта, диффузионная емкость практически равна нулю, и необходимо учитывать только барьерную емкость [12, 67, 103].
Согласно [67] индуктивность LВ выводов СИД, как правило, составляет 1…20 нГн, поэтому учитывать LВ имеет смысл на частотах выше 100 МГц, где индуктивное сопротивление COLВ становится соизмеримым с дифференциальным сопротивлением СИД. Емкость СВ между выводами СИД обычно не превышает 0,3 пФ, в то время как барьерная емкость СИД при нулевом смещении составляет,
В общем случае, последовательное сопротивление rS является нежелательным (паразитным) сопротивлением, на котором падает часть напряжения, приложенного к диоду, что приводит к снижению коэффициента полезного действия, дополнительному тепловому разогреву СИД и т.д. [4, 67, 121]. На ВАХ светодиода последовательное сопротивление rS проявляется в виде отклонения ВАХ от экспоненты в области больших токов и появления линейного участка.
К числу паразитных относится параллельное сопротивление rP (шунт), которое характеризует дополнительные каналы, возникающие в гетеропереходе из-за дефектов в объеме и на поверхности гетероперехода и приводящие к утечке тока [121]. На эквивалентной схеме rP включается параллельно сопротивлению перехода (рис. 1.4) и проявляется в виде омического участка на ВАХ диода при малых токах как в прямом, так и в обратном смещении диода.
Алгоритм определения набора оптимальных частот тестового сигнала при измерении параметров многоэлементных двухполюсников
В ряде работ последних лет [2, 40] выявлены особенности токовых зависимостей спектральной плотности мощности НЧ шума гетеропереходных СИД различной структуры, связанные с локализацией инжекционного тока по площади гетероструктуры в областях скопления дефектов.
Измерители шума включают в себя малошумящий линейный усилитель и детектор. Обычно используется квадратичный детектор, хотя можно использовать и линейный детектор, прокалиброванный непосредственно в единицах мощности шума на входе [42].
Различают прямой метод измерения мощности шума и метод удвоения мощности. Прямой метод измерения в заданной полосе частот заключается в отсчете показаний детектора и учете коэффициента усиления линейного усилителя. Метод удвоения мощности заключается в сравнении мощности шума исследуемого объекта и мощности шума эталонного источника, при этом знание передаточной характеристики усилительного тракта является необязательным.
Измерители шума не производятся промышленностью и разрабатываются в лабораториях для исследовательских задач. Примерами отечественных комплексов могут служить измерительные комплексы, описанные в [8] и [51].
Достоинством измерительного комплекса спектроскопии низкочастотных шумов полупроводниковых диодных структур [51, 119] является возможность измерения спектральной плотности мощности шума в режиме реального времени. Главным обстоятельством, препятствующим использование данного комплекса для диагностики гетеропереходных СИД, является требование к сопротивлению объекта измерения: порядка сотен килоом и выше. Такое условие позволяет исследовать низкочастотные шумы обратно смещенных диодов и не позволяет измерять характеристики НЧ шумов диодов в рабочем режиме, при котором сопротивление составляет единицы Ом.
Зарубежным аналогом может служить измерительный комплекс, описанный в [140]. Комплекс состоит из двух идентичных каналов и позволяет исследовать корреляционные связи между флуктуациями интенсивности (оптическим шумом) и флуктуациями тока накачки светодиода (электрическим шумом). Сбор данных с электрического и оптического каналов осуществляется платой National
Гетеропереходные светодиоды вследствие особенностей гетероструктуры и механизмов токопротекания являются существенно нелинейными элементами, причем степень нелинейности связана с дефектами (неоднородностями) структуры и может сильно изменяться от образца к образцу.
С целью повышения точности измерения параметров нелинейной эквивалентной схемы СИД методами импедансной и емкостной спектроскопии необходимо провести анализ зависимости погрешности измерения, обусловленной нелинейностью параметров, от уровня тестового сигнала с учетом аддитивных шумов в измерительной цепи.
Для повышения точности измерения параметров двухполюсников методом импедансной спектроскопии необходимо разработать удобный для решения инженерных задач алгоритм определения оптимальных частот тестового сигнала, при которых погрешность определения параметров, обусловленная случайной погрешностью измерения характеристик импеданса, принимает минимальное значение.
Вследствие сильной температурной зависимости характеристик гетеропереходных СИД необходима разработка методов снижения погрешности измерения малосигнальных параметров СИД, вызванных разогревом структуры СИД тестовым сигналом.
Для регистрации слабых изменений малосигнальных и шумовых параметров СИД в результате деградации требуется повышение чувствительности и точности путем оптимального выбора амплитуды и частоты тестового сигнала.
. Для установления закономерностей изменения малосигнальных и шумовых параметров гетеропереходных светодиодов и выявления СИД, склонных к ранней деградации, необходимо расширение диапазона параметров рабочих режимов средств измерений малосигнальных параметров. Глава 2 Повышение точности измерения параметров нелинейной эквивалентной схемы гетеропереходных светодиодов методами
При подаче на нелинейный элемент гармонического тестового сигнала в спектре выходного сигнала будут присутствовать кратные гармоники, которые внесут дополнительные погрешности в результат измерения. Очевидно, для уменьшения погрешности нелинейности необходимо уменьшать амплитуду тестового сигнала [116]. Однако снизу величина амплитуды тестового сигнала ограничена аддитивными шумами измерительных цепей. Таким образом, для конкретной измерительной цепи с определенным уровнем аддитивного шума должно существовать оптимальное значение амплитуды тестового сигнала, при котором суммарная погрешность измерения параметра нелинейного элемента принимает минимальное значение.
Рассмотрим погрешности, обусловленные нелинейностью, возникающие при измерении дифференциального сопротивления любого нелинейного двухполюсника (НДП) и полупроводникового диода в частности, при использовании аналого-цифровой преобразователя (АЦП) в качестве измерителя постоянного напряжения и детекторов переменного напряжения следующих типов: пиковых детекторов для положительной полуволны и отрицательной полуволны, детектор размаха, детекторы средневыпрямленного (СВЗ) и среднеквадратического (СКЗ) значений [94, 142].
Упрощенная структурная схема установки для измерения дифференциального сопротивления диода методом вольтметра-амперметра представлена на рисунке 2.1. Измерительная цепь включает в себя преобразователь (детектор) переменного тестового сигнала в постоянный сигнал и измеритель постоянного сигнала (например, АЦП в цифровых измерительных приборах) [59].
Установка для измерения вольт-фарадных характеристик гетеропереходных светодиодов
Компьютерное моделирование проводилось при различных численных значениях параметров R1, R2, C. Во всех случаях расчет показал, что при косвенном измерении параметров эквивалентной схемы ДП, изображенного на рисунке 2.10, а, существует три оптимальных частоты, лежащие в области характерных точек импеданса ДП: f1_ОПТ соответствует точке перегиба частотной зависимости модуля импеданса, то есть частоте минимума первой производной модуля импеданса по частоте; f2_ОПТ соответствует частоте минимума фазы импеданса; f3_ОПТ стремится к бесконечности, но на практике ее значение можно принимать в диапазоне частот, в котором комплексное сопротивление многоэлементного двухполюсника в основном определяется последовательным сопротивлением R2 (рис. 2.10, б, в, г).
Полученные результаты находятся в полном согласии с рекомендациями по выбору частоты тестового сигнала при измерении параметров эквивалентной схемы конденсатора, представленными в руководстве по параметрическим измерениям фирмы Agilent Technologies [144]. В [144] показано, что одну из частот тестового сигнала при измерении параметров цепи вида рис. 2.10, а следует выбирать в минимуме фазы импеданса, поскольку на данной частоте достигается минимум функции затухания D(f) = Re(Z(f))/Im(Z(f)).
Разработанный алгоритм может быть использован для определения параметров произвольного ДП с известной эквивалентной схемой. В работах [83, 86] алгоритм применен к определению параметров теплоэлектрической модели мощных СИД. Способ измерения сопротивления базы полупроводникового диода
Одним из важных параметров полупроводниковых диодов является последовательное сопротивление базы. Сопротивление базы диода приводит к отклонению реальной ВАХ диода от экспоненциальной функции в режиме больших (сравнимых с предельно допустимыми) токов [4, 67], а также является важным для интерпретации результатов измерения параметров НЧ шума СИД. В зависимости от типа СИД величина сопротивления базы может составлять доли Ом (например, СИД красного свечения типа Vishay TLCR5800), порядка 10 Ом (например, СИД зеленого свечения Протон КИПД 89С40/20), порядка 30 Ом (например, СИД зеленого свечения Vishay TLHG5800).
Возможны два принципиально различных подхода к измерению сопротивления базы диода. Первый подход заключается в измерении сопротивления базы диода на высокой частоте тестового сигнала, при которой импеданс эквивалентной схемы диода, описываемый выражением (1.13), определяется сопротивлением rs: Z(f) rs. Однако такой подход вызывает ряд сложностей, связанных с тем, что данное условие для гетеропереходных СИД реализуется в диапазоне частот порядка 100 МГц, где влияние на результат измерения оказывает индуктивность выводов диода. Согласно [67], индуктивность выводов диода LВ, как правило, составляет 1…20 нГн, следовательно, индуктивное сопротивление COLВ (порядка 0,628…12,56 Ом), становится соизмеримым с сопротивлением базы диода и вносит значительную погрешность в результат измерения.
В связи с этим используется второй подход путем задания режима СИД по току, при котором сопротивление перехода i?p-n становится пренебрежимо малым по сравнению с сопротивлением базы на низкой частоте тестового сигнала (1.13).
В [4] представлен способ измерения сопротивления базы полупроводникового диода, состоящий в пропускании через диод постоянного прямого тока /Д различной величины и в измерении падения напряжения /Д на диоде при заданных значениях прямого тока и построении В АХ диода /Д = F(UД). Сопротивление базы определяется по отклонению ВАХ диода от экспоненты путем решения системы уравнений, составленных по результатам измерений при нескольких значениях прямого тока.
Сопротивление базы проявляется в отклонении ВАХ от экспоненты только при больших токах, близких к предельно допустимым для данного типа диодов, поэтому недостатком способа является большая погрешность измерения, вызванная тепловым разогревом диода постоянным током большой величины. В [67] описан способ определения сопротивления базы диода по величине скачка напряжения на диоде в момент выключения импульса прямого тока.
Точность этого способа измерения также низка из-за разогрева диода большим прямым током и относительно малого скачка напряжения (порядка нескольких десятков милливольт) на уровне сотен милливольт прямого падения напряжения на диоде. Повысить точность измерения сопротивления rs базы диода можно, если прямой ток задать в виде трех последовательностей коротких прямоугольных импульсов с большой скважностью и амплитудой I1, kl1, 2kl1, измерить пиковое значение падений напряжения U1, U2, U3 на диоде и рассчитать rs по формуле:
Пиковое значение падений напряжения U1, U2, U3 на диоде определяют либо импульсным вольтметром, либо вольтметром переменного тока с известным типом преобразователя.
Сущность способа состоит в следующем [148]. Отклонение ВАХ от экспоненциальной функции наблюдается уже при тех токах, при которых падение напряжения на сопротивлении базы сравнимо с тепловым потенциалом срт. С учетом последовательного сопротивления базы согласно (1.2) падение напряжения на диоде равно: Ud=mq Tln(ld/I0EP)+rsId. Длительность импульсов тока должна существенно превышать время нарастания напряжения для данного типа диодов. При скважности Q 100 приращение температуры перехода будет составлять доли кельвин во всем диапазоне рабочих токов; таким приращением температуры можно пренебречь и считать температуру р-п перехода одинаковой при любой амплитуде импульсов тока.
Измерение спектральной плотности шума методом удвоения
Подставляя коэффициенты аБ, ЬБ, ад, Ьд в формулы (3.10), (3.12), (3.14), (3.15) и (3.17), получаем выражения для относительных погрешностей измерения барьерной и диффузионной емкостей диода с резким переходом, обусловленных нелинейностью, при использовании различных типов преобразователей напряжения. Результаты расчетов представлены в таблице 3.1.
Важно отметить, что погрешность измерения диффузионной емкости диода с резким переходом не зависит от выбора рабочей точки Uo и остается постоянной на любом участке ВФХ диода, в то время как погрешность измерения барьерной емкости возрастает обратно пропорционально квадрату напряжения Uo и достигает максимального значения Б _max = Um /\8(рк ) при Uo = 0.
Из анализа данных таблицы 3.1 также следует, что при измерении диффузионной емкости прямо смещенного диода наименьшая погрешность, обусловленная нелинейностью, обеспечивается использованием преобразователя СВЗ при детектировании напряжения, снимаемого с образцового токосъемного резистора. В то же время сигнал на выходе детектора размаха больше, чем на выходе какого-либо другого детектора, то есть чувствительность измерительной схемы этим типом преобразователя выше. Следовательно, при измерении барьерной емкости, поскольку погрешность измерения одинакова для всех рассмотренных типов детектора, целесообразно использовать детектор размаха. При измерении диффузионной емкости выбор типа детектора должен определяться соотношением между погрешностью и чувствительностью. Таблица 3.1 – Выражения для различных типов преобразователей напряжения
Как уже отмечалось, для уменьшения погрешности нелинейности необходимо уменьшать амплитуду тестового сигнала, однако снизу величина Um ограничена аддитивными шумами измерительных цепей. Уровень шума на выходе современных аналоговых измерительных преобразователей AC/DC
составляет единицы нВ/ Гц и в полосе до 1 МГц не превышает нескольких микровольт. Гораздо большее влияние оказывает шум квантования, возникающий при преобразовании напряжения на выходе аналогового детектора в код [12] с помощью аналого-цифровых преобразователей (АЦП). Шум квантования является случайным знакопеременным дискретным сигналом с равномерным распределением и амплитудой, равной единице младшего разряда АЦП. Предельное значение уровня шума можно оценить по формуле иш = Umax /2N , где Umax - верхний предел рабочего диапазона напряжений АЦП, а N - число разрядов АЦП. В качестве оценки предельной погрешности измерения при наличии систематической и случайной составляющих, согласно [24], примем их сумму и
Поскольку составляющие относительной погрешности зависят от амплитуды тестового сигнала противоположным образом, то суммарная погрешность принимает минимальное значение при некоторой оптимальной амплитуде тестового сигнала Um , которая легко находится путем приравнивания нулю производной функции (Um):
Графики зависимости суммарной погрешности @% (ит)от амплитуды тестового сигнала при измерении барьерной и диффузионной емкости полупроводникового диода при различных значениях параметра rj = &C0RoEp приведены на рисунке 3.2. Соответственно, при измерении барьерной емкости диода с резким переходом с учетом (3.19) получим:
Графики зависимостей суммарной погрешности 0 (Um) измерения емкости от амплитуды тестового сигнала при измерении барьерной (а) и диффузионной (б) емкости полупроводникового диода при Um = 80 мкВ, (рк = 0,5 В, Uo = -5 В
Для уменьшения относительной погрешности квантования необходимо работать в верхней части динамического диапазона АЦП. Для этого требуется усилить измерительный переменный сигнал до преобразования в КУС раз. При этом относительная погрешность измерения, обусловленная нелинейностью, не изменится, а относительная погрешность, вызванная шумом квантования, уменьшится в КУС раз. Однако в этом случае оптимальная амплитуда зондирующего сигнала уменьшится в 3JКУС раз.
При КУС порядка 100 за счет усиления сигнала при использовании 16-ти разрядного АЦП с пределом 5 В можно получить снижение минимальной погрешности измерения от 0,87% до 0,04 % при измерении барьерной емкости и от 43,07% до 2% при измерении диффузионной емкости. При этом следует иметь ввиду, что нестабильность коэффициента усиления должна быть как минимум в 3-5 раз меньше, то есть не превышать 0,008 %.
Установка для измерения вольт-фарадных характеристик гетеропереходных светодиодов Для измерения ВФХ гетеропереходных СИД с учетом полученных в 3.1 соотношений разработана автоматизированная установка [74, 75, 118].
В основе работы установки лежит частотный метод измерения емкости согласно ГОСТ 18986.4-73 «Диоды полупроводниковые. Методы измерения емкости» [29]. Суть частотного метода измерения заключается в преобразовании измеряемой емкости CX диода в частоту колебаний LC автогенератора. Для этого исследуемый диод включается в параллельный LC контур, вызывая тем самым отклонение частоты колебаний автогенератора. Расчет емкости осуществляется на основании измерения отклонения частоты колебаний LC автогенератора.
Основной задачей при разработке автогенератора стало достижение предельно малой амплитуды колебаний в контуре, поскольку исследуемый диод включается непосредственно в контур. При этом уровень выходного сигнала LC автогенератора должен быть достаточным для уверенной работы частотомера. Для решения поставленной задачи была использована схема двухкаскадного усилителя на ОУ КР544УД2А с общим коэффициентом усиления порядка 60 дБ (рис. 3.3).
