Содержание к диссертации
Введение
1 Формализация квазираспределенных элементов в виде эквивалентных схем 20
1.1 Предварительный анализ объекта исследования и классификация квазираспределенных элементов фидерных устройств ДДМВ диапазона 20
1.2 Оценивание ошибки приближения стационарного поля в задачах анализа неизлучающих элементов антенно-фидерного тракта 29
1.3 Синтез эквивалентных схем мощных индуктивных элементов на основе связанных линий 39
1.4 Синтез эквивалентных схем мощных емкостных элементов 53
1.5 Выводы по разделу 59
2 Исследования квазираспределенных элементов при различных схемах их включения в фидерный тракт 62
2.1 Учет квазираспределенного характера фиксированных и плавно перестраиваемых элементов при их включении по схеме П- или Т-контура 62
2.2 Учет квазираспределенного характера дискретно перестраи-ваемых элементов при их включении по схеме П- или Т-контура 73
2.3 Учет квазираспределенного характера фиксированных индуктивных и емкостных элементов при их включении по мостовой схеме 82
2.4 Исследования резонансных свойств катушек индуктивности фидерных устройств ДКМВ диапазона 97
2.5 Выводы по разделу 109
3 Разработка методики оценивания взаимного влияния квазираспределенных элементов и мето дики проектирования фидерньех устройств ДКМВ диапазона 111
3.1 Разработка методики оценивания взаимного влияния квазирас-пределенных элементов по полю 111
3.2 Уменьшение взаимного влияния квазираспределенных элементов путем их дополнительного экранирования 116
3.3 Разработка методики проектирования фидерных устройств ДКМВ диапазона с учетом квазираспределенного характера их элементов 128
3.4 Вопросы обеспечения собственного согласования в дискретно перестраиваемых антенных согласующих устройствах ДКМВ диапазона 132
3.5 Выводы по разделу 143
4 Экспериментальные исследования и практическая реализация разработанной методики проектирования 147
4.1 Экспериментальные исследования и практическая реализация методики проектирования при создании устройств согласования и фазирования с плавно перестраиваемыми элементами в составе защищенных передающих антенно-фидерных устройств ДКМВ диапазона 147
4.2 Экспериментальные исследования и практическая реализация методики проектирования при создании устройства согласования с дискретно перестраиваемыми элементами в составе адаптивной радиостанции ДКМВ диапазона 165
4.3 Экспериментальные исследования и практическая реализация методики проектирования при создании широкополосных устройств фазирования и согласования в составе ДКМВ антенн зенитного излучения. 173
4.4 Выводы по разделу 177
Заключение 182
Список литературы
- Оценивание ошибки приближения стационарного поля в задачах анализа неизлучающих элементов антенно-фидерного тракта
- Учет квазираспределенного характера дискретно перестраи-ваемых элементов при их включении по схеме П- или Т-контура
- Разработка методики проектирования фидерных устройств ДКМВ диапазона с учетом квазираспределенного характера их элементов
- Экспериментальные исследования и практическая реализация методики проектирования при создании устройства согласования с дискретно перестраиваемыми элементами в составе адаптивной радиостанции ДКМВ диапазона
Введение к работе
Актуальность темы и состояние вопроса
В настоящее время по всему миру, в том числе, и в России, наблюдается устойчивый рост потребности в услугах декаметровой (ДКМВ) радиосвязи. Этому способствуют несколько причин, среди которых выделим наличие большой территории, например, в России, на которой необходимо обеспечить связь, и высокую вероятность террористической угрозы. Кроме того, ДКМВ радиосвязь оказывается значительно дешевле других видов связи. В свете вышесказанного в большинстве стран на самом высоком уровне признается необходимость развития и модернизации декаметрового антен-но-фидерного оборудования. В России в рамках общего указания президента о модернизации промышленности в целом для развития радиосвязи в ДКМВ диапазоне на качественно новом уровне поставлена задача построения федеральной резервной сети коротковолновой радиосвязи (ФРСКР).
Основными направлениями инновации ДКМВ радиосвязи при создании ФРСКР являются модернизация структуры сети и организация мульти-сервисных каналов, включающая повышение качества канала за счет автоматизации и адаптации характеристик и обеспечение необходимых сервисов и услуг. Указанные направления инновации диктуют более высокие требования к скорости работы антенно-фидерных устройств ДКМВ радиосвязи, их управляемости, вследствие чего в настоящее время происходит широкое внедрение адаптивных автоматизированных систем. Организация работы таких систем требует разработки отвечающей современным требованиям конструкторской документации и построения адекватных моделей устройств с целью обеспечения их управляемости.
Существенной особенностью устройств фидерного тракта диапазона ДКМВ является тот факт, что входящие в их состав индуктивные и емкостные элементы обладают относительно большими электрическими размерами и, как следствие, характеризуются наличием резонансных свойств и сложным характером частотной зависимости импеданса. Поэтому такие элементы уже не могут с приемлемой точностью считаться сосредоточенными. Для повышения точности построения моделей элементов было введено понятие квазираспределенного элемента. Кеазираспределенный элемент - элемент, занимающий промежуточное положение между сосредоточенным и распределенным элементом, обладая свойствами и того, и другого. Построение квазираспре деле иных моделей устройств фидерного тракта, которые содержат множество катушек и конденсаторов, позволяет существенно сэкономить вычислительные ресурсы при их проектировании.
Таким образом, в настоящее время существует актуальная научно-техническая проблема повышения эффективности средств проектирования фидерных устройств ДКМВ диапазона за счет учета квазираспределенного характера их элементов.
Состояние вопроса в рассматриваемой области характеризуется следующими основными достижениями.
Эквивалентные схемы индуктивных и емкостных элементов разрабатываются и активно используются на протяжении многих лет. Синтез схем рассматривался в работах СЕ. Лондона, В.П. Мещанова, А.Л. Фельдштейна, Л.А. Финкелынтейна, Л.А. Цейтлина, Г.Г. Чавки, I. Ваш, К. Wu и других ученых. При этом эквивалентные схемы строились с частичным учетом квази-распределенного характера элементов или вообще без него. В лучшем случае обеспечивалось более или менее адекватное описание характеристики элемента до первой резонансной частоты. Как уже было отмечено выше, в современных условиях это явно недостаточно. Поэтому автором была поставлена задача разработки частотно-независимых эквивалентных схем на основе комбинирования сосредоточенных и распределенных элементов, описывающих характеристики элемента в широкой полосе частот.
Существующие на сегодняшний день эквивалентные схемы индуктивных и емкостных элементов строятся, в основном, на сосредоточенных элементах и позволяют адекватно описывать свойства моделируемых элементов на частотах до первого резонанса и в его окрестностях. Разработанные же в данной работе эквивалентные схемы на основе комбинирования сосредоточенных и распределенных элементов позволяют адекватно описывать свойства моделируемых элементов в более широкой полосе частот - плоть до второго резонанса.
Наряду с эквивалентными схемами элементов рассматривались и различные варианты схем включения элементов в фидерный тракт. В них, аналогично отмеченному выше, эквивалентные схемы строились либо на основе только сосредоточенных, либо на основе только распределенных элементов. Для дополнительного повышения точности моделирования устройств фидерного тракта в работах А.П. Трофимова были синтезированы соответствующие алгоритмы и разработана аддитивная модель для различных схем устройств фидерного тракта. Однако, на взгляд автора, полученной точности в некоторых случаях оказывается недостаточной. Поэтому автором была разработана уточненная модель, учитывающая нелинейное взаимное влияние квазираспределенных элементов по полю.
Как правило, взаимное влияние элементов, возможности их экранирования также оценивалось с помощью теории цепей - введением дополнительных (взаимных) индуктивностей и емкостей. В некоторых задачах это оказалось недостаточным, поэтому автором предложено учитывать взаимное влияние элементов схемы более строго - на основе уточненной аддитивной модели.
Наиболее распространенными устройствами фидерного тракта являются устройства согласования (УС) и фазирования (УФ). Построение этих устройств является нетривиальной и, в то же время, весьма актуальной задачей. Это связано, прежде всего, с тем, что антенно-фидерные устройства ДКМВ
зачастую работают в десяти, а то и двадцати кратном диапазоне. При этом, очевидно, что естественный уровень согласования антенн не во всем рабочем диапазоне удовлетворяет предъявляемым требованиям. Именно поэтому на УС и УФ «ложится» задача выравнивания уровня согласования во всем диапазоне.
Разработке УС и УФ посвящено достаточно большое количество публикаций, среди которых можно отметить работы Г.З. Айзенберга, СП. Белоусова, А.Л. Бузова, Л.С. Казанского, Г.А. Клигера, СЕ. Лондона, Л.Г. Малорацкого, А.Л. Фельдштейна, Г.Г. Чавки, Л.Р. Явича, D. Mathey, T.Kirby других ученых. В зависимости от назначения все устройства антен-но-фидерного тракта могут быть разделены на две большие группы - непе-рестраиваемые, свойства которых не меняются с частотой, и перестраиваемые. В силу указанных выше причин в ДКМВ диапазоне наибольшее распространение получили перестраиваемые устройства, разработка которых и осуществляется в данной работе.
Задачи анализа и синтеза устройств фидерного тракта, на взгляд автора, относятся к классу внутренних электродинамических задач. Поэтому для их строгого электродинамического анализа подходят методы на основе как дифференциальных уравнений, так и интегральных. По результатам предварительно исследований в качестве метода строгого анализа был выбран предложенный Л.С. Казанским метод обобщенной эквивалентной цепи (ОЭЦ), объединяющий в себе модели на основе эквивалентных поверхностных источников и теории цепей. Данный метод обеспечивает точность, соответствующую точности методов на основе интегральных уравнений. Он достаточно универсален в смысле геометрии рассматриваемой задачи и наличия диэлектрических элементов. Важным достоинством метода ОЭЦ является то, что в результате его решения можно сразу найти явную зависимость между физическими параметрами и величинами элементов эквивалентной цепи.
В целом, обзор литературы показал, что эффективной методики проектирования мощных устройств антенно-фидерного тракта ДКМВ диапазона с учетом квазираспределенного характера их элементов на сегодняшний день еще не создано.
Цель работы - разработка, экспериментальная проверка и реализация методики проектирования фидерных устройств ДКМВ диапазона с учетом квазираспределенного характера их элементов.
Для достижения поставленной цели в работе выполнена следующая программа исследований.
Классификация квазираспределенных элементов фидерных устройств ДКМВ диапазона; предварительный анализ - оценивание ошибки приближения стационарного поля и т.д.
Разработка формализации квазираспределенных элементов в виде эквивалентных схем с частотно-независимыми параметрами - синтез экви-
валентных схем.
3. Исследования квазираспределенных элементов при различных схемах включения в антенно-фидерный тракт.
Разработка расчетно-экспериментальной методики оценивания взаимного влияния квазираспределенных элементов по полю.
Исследования устройств на квазираспределенных элементов при дополнительном экранировании последних.
Разработка методики проектирования устройств передающих антен-но-фидерных трактов диапазона ДКМВ с учетом квазираспределенного характера их элементов, включая формализацию квазираспределенных элементов в виде эквивалентных схем, учет эффекта взаимного влияния на основе уточненной аддитивной модели, формирование базы данных, синтез эквивалентной схемы устройства и обратный переход от эквивалентной схемы к конструкционным параметрам устройства.
Экспериментальные исследования и практическая реализация разработанной методики проектирования.
Методы исследований
Методы теории цепей, теории длинных линий, теории многополюсников, метод обобщенной эквивалентной цепи.
Обоснованность и достоверность результатов работы
Обоснованность и достоверность результатов работы обеспечиваются корректностью применения используемого аналитического аппарата и подтверждаются результатами численных исследований и практической реализации.
Научная новизна работы
Разработаны классификация квазираспределенных элементов и их формализация в виде эквивалентных схем с частотно-независимыми параметрами, содержащих идеализированные сосредоточенные и распределенные элементы и позволяющих адекватно описывать свойства квазираспределенных элементов в необходимом диапазоне частот.
Разработана расчетно-экспериментальная методика оценивания взаимного влияния квазираспределенных элементов по полю, позволяющая уточнить известную аддитивную модель при построении эквивалентных схем перестраиваемых устройств передающих антенно-фидерных трактов.
Разработана методика проектирования фидерных устройств ДКМВ диапазона на основе квазираспределенных элементов, включающая формализацию квазираспределенных элементов в виде эквивалентных схем, учет эффекта взаимного влияния на основе уточненной аддитивной модели, формирование базы данных, синтез эквивалентной схемы устройства и обратный переход от эквивалентной схемы к конструкционным параметрам устройства.
Получены новые результаты исследований плавно и дискретно перестраиваемых квазираспределенных элементов при различных схемах вклю-
чения и результаты по оцениванию ошибки приближения стационарного поля при анализе неизлучаю щих элементов антенно-фидерного тракта.
Личный вклад
Основные результаты диссертационной работы, обладающие научной новизной, получены автором лично.
Практическая ценность результатов работы
1. Предложенная формализация квазираспределенных элементов и
синтезированные их эквивалентные схемы обеспечивают существенное по
вышение точности расчетов, что значительно облегчает, в частности, реали
зацию алгоритмов автоматической настройки устройств антенно-фидерных
трактов диапазона ДКМВ.
2. Разработанная методика проектирования обеспечивает создание уст
ройств передающих антенно-фидерных трактов диапазона ДКМВ с требуе
мыми характеристиками при существенном сокращении затрат на трудоем
кие экспериментальные исследования, настройку и доводку изделий за счет
учета квазираспределенного характера элементов устройств уже на стадии
проведения расчетов.
Реализация результатов работы
Результаты диссертационной работы внедрены при активном непосредственном участии автора в рамках выполнения работ в интересах государственных заказчиков. Использование результатов диссертационной работы позволило существенно повысить эффективность процессов проектирования устройств фидерного тракта. Реализация результатов работы и достигнутый эффект подтверждены соответствующими актами.
Апробация результатов работы
Основные результаты по теме диссертационного исследования докладывались на XIII - XIV Международных научно-технических конференциях «Радиолокация, навигация, связь» (Воронеж, 2007 - 2009), VI и VII Международных научно-технических конференциях «Физика волновых процессов и радиотехнические системы» (Казань, 2007; Самара, 2008), IX Международной научно-технической конференции «Проблемы техники и технологии телекоммуникаций» (Казань, 2008), XV, XVI, XVIII Российских научно-технических конференциях ПГУТИ (Самара, 2008, 2009, 2011).
Публикации
По тематике диссертационных исследований автором (лично и в соавторстве) опубликовано 19 печатных трудов. Основные научные и прикладные результаты диссертационной работы опубликованы в 10 статьях в периодических научных изданиях, в том числе 3 статьи - в журналах, включенных в определенный ВАК «Перечень ведущих рецензируемых научных журналов и изданий, в которых должны быть опубликованы основные научные результаты диссертации на соискание ученой степени доктора и кандидата наук», и в 9 публикациях в форме текстов и тезисов докладов на международных и российских конференциях.
Объем и структура работы
Оценивание ошибки приближения стационарного поля в задачах анализа неизлучающих элементов антенно-фидерного тракта
Квазираспределенный характер элементов мощных антенно-фидерных трактов создает немало проблем при проектировании. Наиболее эффективным способом решения данных проблем представляется использование эквивалентных схем элементов, которые описываются относительно небольшим набором частотно-независимых параметров и в достаточной степени адекватно отображают фактические характеристики. Упомянутые параметры определяются при этом на основе электродинамического моделирования типовых вариантов исполнения моделируемых элементов.
Такой подход избавляет от необходимости выполнять ресурсоемкие электродинамические расчеты в каждом конкретном случае в рамках проектирования антенно-фидерных трактов. Отсутствие частотных зависимостей параметров эквивалентных схем (модельных параметров) существенным образом упрощает их формализацию, т.к. в этом случае они являются функциями от геометрических параметров типовых вариантов исполнения элементов. Электродинамическое моделирование элементов проводится, но единовременно и для типовых вариантов.
В данной задаче следует выделить два аспекта. Первое, что необходимо отметить, это — двухэтапность процесса синтеза эквивалентных схем. На первом этапе выполняется структурный синтез, который заключается в определении вида (структуры, формы) каждой схемы в абстрактном виде, т.е. без содержания элементов структур — их количественных параметров (величин индуктивностей, емкостей, волновых сопротивлений и т.д.). На втором этапе абстрактные формы наполняются содержанием - опреде ляются количественные параметры элементов. Последнее осуществляется на основе приближенных расчетов и электродинамического моделирования.
Заметим, что для электродинамического моделирования наиболее подходит метод обобщенных эквивалентных цепей [46]. Вид эквивалентных схем определяется на основе эвристических соображений, но, как показала практика, этого недостаточно и приходится привлекать приближенные расчеты и численный эксперимент, предполагающий опять-таки использование электродинамического моделирования. При этом первый и второй этапы могут совмещаться, т.е. в ходе определения вида эквивалентной схемы в рамках численного экспе- -римента вполне могут сразу определяться (по крайней мере, частично) параметры ее элементов.
Второй момент — необходимость проведения рациональной классификации моделируемых элементов с целью выявления типовых вариантов их исполнения. Из общих соображений следует, что данная классификация должна подчиняться двум противоречащим друг другу требованиям. С одной стороны, она должна быть не слишком детальной, чтобы число типовых вариантов не было чрезмерным (это усложняет формализацию параметров эквивалентных схем). С другой стороны, выделяемые классы не должны быть чрезмерно содержательными, чтобы каждый типовой вариант содержал относительно небольшое число параметров (опять-таки во избежание усложнения формализации). Следует отметить, что эквивалентные схемы (как абстрактные структуры) и типовые варианты - не одно и то же. Как правило, одной схеме соответствуют несколько вариантов.
Следует также уточнить, в каком смысле понимается адекватность эквивалентных схем. Это определяется практическими потребностями, возникающими при проектировании мощных антенно-фидерных трактов диапазона ДКМВ.
Как было показано автором, для практики вполне достаточно, чтобы эквивалентная схема адекватно отображала основные (существенные) свойства моделируемого элемента в диапазоне частот до второго резонанса..В зависимости от схемы включения под основными свойствами понимаются параметры четырехполюсника или двухполюсника. При этом требования к точности воспроизведения параметров существенным образом меняются по частоте. Диапазон до частоты первого резонанса является рабочим для; моделируемого элемента, и здесь указанные требования достаточно высоки (относительная погрешность до 3 - 5%). Диапазон между частотами первого и второго резонанса рабочим не является; и здесь важно оценить степень ухудшения фильтрующих свойств (имеется в виду фильтрация гармоник сигнала передатчика как дополнительная функция антенно-фидерного тракта). Для этого нужно правильно спрогнозировать появление второго резонанса: и приближенно воспроизвести свойства.элемента; по оценкам автора в данном случае допустима относительная погрешность до 20 — 30%.
Проведенные автором исследованиям позволили определить критерии классификации моделируемых элементов и установить; соответствующие родовидовые отношения: Прежде всего, множество моделируемых элементов; подразделяется на два основных класса. Это — индуктивные.элементы и емкостные : элементы! Дальнейшая классификация выполняется отдельно для,индуктивных и емкостных элементов; Для тех и других критерии классификации определены из соображений единства систем параметров эквивалентных схем с учетом специфических особенностей построения электродинамических моделей, а также специфических особенностей технологий конструирования и изготовления. Отметим, что наиболее сложной задачей, является моделирование индуктивных элементов, т.к. именно в них в наибольшей степени проявляется квазираспре-деленный характер. Поэтому им уделяется основное внимание.
Учет квазираспределенного характера дискретно перестраи-ваемых элементов при их включении по схеме П- или Т-контура
Схемы включения квазираспределенных элементов в фидерный тракт,, а также способы регулировки перестраиваемых элементов привносят свою спе цифику в учет квазираспределенного характера элементов. В настоящем под разделе рассматриваются фиксированные и плавно перестраиваемые элементы, включенные по схеме И- или-Т-контура. В" последующих подразделах настоя щего раздела; рассматриваются дискретно перестраиваемые элементы, вклю ченные по схеме П- или Т-контура, и фиксированные элементы, включенные по мостовой схеме. Схемы по типу П- и Т-контуров весьма распространены в технике фидерных устройств ДКМВ диапазона и других диапазонов: Так выполняются согласующие устройства, фильтры, фазовращатели...
Специфическая: особенность фиксированного или плавно перестраиваемого элемента заключается в том, что элемент физически один. В качестве фиксированных индуктивных элементов рассматриваются плоские или соленои-дальные катушки, и одному элементу соответствует одна; катушка. В качестве перестраиваемых индуктивных элементов рассматриваются, как уже отмеча-лось, бесконтактные вариометры, представляющие собой плоские катушки, в межвитковые зазоры которых вводятся (при регулировке) короткозамкнутые витки; при этом катушка в составе элемента опять-таки одна. В качестве емкостных элементов рассматриваются конденсаторы, фиксированные или переменные; при этом одному элементу соответствует один конденсатор. Бывают, впрочем, ситуации, когда для получения нужной емкости несколько фиксированных конденсаторов соединяют параллельно. Однако это несущественно, так как электрические размеры конденсаторов достаточно малы, и такие конденсаторные блоки можно рассматривать как конденсаторы.
Эквивалентная схема П- или Т-контура строится как совокупность определенным образом электрически соединенных между собой эквивалентных схем отдельных элементов: При этом учитывается распределенный характер шин, соединяющих элементы между собой, а также крайние элементы с фидерными вводами.
На рис.2.1 показана эквивалентная-схема симметричного-П-контура по типу фильтра нижних частот (ФНЧ). Контур содержит три элемента. В продольной, ветви включен индуктивный элемент; это - четырехполюсное включение. В двух поперечных ветвях включены емкостные- элементы; это — двухполюсные включения. Распределенный характер соединительных шин учитывается, введением линий длиной, /ji, ls2 с волновыми сопротивлениями Ws\, WS2, соответственно. Нижний индекс «1» здесь указывает на. шины, соединяющие фидерные вводы- с крайними (емкостными) элементами; нижний индекс «2» — на шины, соединяющие емкостные элементы с индуктивным элементом.
На рис.2.2 показана построенная аналогичным образом? эквивалентная-схема-Т-контура по типу ФНЧ Теперь индуктивных, элементов — два, а емкостной - один. Индуктивные элементы включены по четырехполюсной-схеме, емкостной — по двухполюсной. Влияние шин, соединяющих фидерные ввода с крайними (индуктивными) элементами, учитывается-введением линий, длиной ls\ с волновым сопротивлением Ws\. Влияние шин; соединяющих индуктивные элементы с емкостным элементом; учитывается введением линий длиной ls2 с волновым сопротивлением WS2.
На рис.2.3 показана эквивалентная- схема симметричного П-контура по типу фильтра верхних частот (ФВЧ). Индуктивных элемента — два, они включены по двухполюсной схеме в поперечных ветвях. Емкостной элемент - один, он включен по четырехполюсной схеме в продольной ветви. Учет распределен и
Учет квазираспределенного характера П- и Т-контуров (обусловленного наличием квазираспределенных элементов) обеспечивается их анализом не по номинальным схемам, содержащим идеализированные сосредоточенные элементы, а по эквивалентным схемам, представленным на рис.2.1 - 2.4. При анализе целесообразно преобразовывать исходные схемы в лестничные цепи, заменяя элементы в двухполюсном включении двухполюсниками, а элементы в четырехполюсном включении и соединительные шины — эквивалентными П-образными четырехполюсниками. Для этого необходимо рассчитать входные адмитансы элементов в двухполюсном включении и параметры четырехполюсников элементов в четырехполюсном включении и соединительных шин. В результате такого преобразования возникает лестничная цепь.
В качестве параметров эквивалентных Н-образных четырехполюсников (элементы в четырехполюсном включении и соединительные шины) удобно использовать импеданс в продольной ветви и- адмитанс в поперечной ветви (импеданс в схеме один, адмитасов- два). Эти параметры могут быть определены по входным адмитансам элемента в четырехполюсном включении в режимах короткого замыкания 7Ю и холостого хода Y . При этом могут быть использованы известные методики [75, 109, 114].
Разработка методики проектирования фидерных устройств ДКМВ диапазона с учетом квазираспределенного характера их элементов
В низкочастотной части ДКМВ диапазона подобные элементы близки к сосредоточенным, но на более высоких частотах в пределах того же диапазона они приобретают свойства распределенных элементов вплоть до возникновения резонансных явлений. В основном это касается индуктивных элементов [111]. Применительно к высокочастотным конденсаторам разработаны соответствующие эффективные технологии массового промышленного производства, позволяющие минимизировать размеры (например, керамические конденсаторы типа К15-У1 или вакуумные перестраиваемые конденсаторы типа КП1-4). Благодаря этому, емкостные элементы во всем ДКМВ диапазоне имеют достаточно малые электрические размеры, и их резонансные свойства начинаю проявляться на частотах, значительно превышающих верхнюю граничную частоту ДКМВ диапазона 30 МГц. Что же касается индуктивных элементов, то разработчикам оборудования ДКМВ радиосвязи приходится использовать оригинальные конструкции, рассчитанные на штучное изготовление, что по экономическим и иным соображениям делает неприемлемым применение высококачественных диэлектриков (сплошная керамика, вакуум и т.д.). В результате геометрические и, соответственно, электрические размеры индуктивных элементов получаются значительно больше размеров емкостных элементов.
Сюда следует отнести и то обстоятельство, что реализация требуемых значений индуктивности более сложна, нежели реализация требуемых значений емкости. Оценочные расчеты можно провести, рассматривая квазисосредоточенный элемент в первом приближении как регулярную распределенную структуру. В случае индуктивности — это короткий замкнутый шлейф, эквива лентная индуктивность которого [75]: L» — WI, где v0 — скорость света; W— волновое сопротивление; / — геометрическая длина. Взяв, скажем, / = 1 м (что гарантирует достаточную удаленность первого резонанса), несложно подсчи тать, что для реализации в воздушном диэлектрике индуктивности 10 мкГн по требуется волновое сопротивление W= 3000 Ом, что, конечно же, невозможно. Рассматривая аналогичным образом емкостной элемент, имеем его эквивалент ную емкость [75]: С « /; несложно убедиться, что при / = 1 м и воздуш ном диэлектрике реализация емкостей 500... 1000 пФ потребует реализации волновых сопротивлений W= 3,3...6,6 Ом. Разумеется, это малые значения, однако они всего на порядок меньше «нормальных» значений 50...75 Ом, тогда как в рассмотренном выше примере с индуктивным элементом эта разница составляет уже два порядка. Кроме того, здесь оценочный расчет выполнен применительно к воздушному диэлектрику, но, как уже отмечалось, существуют и широко используются технологии, позволяющие применять более эффективные диэлектрики. Наконец, при реализации больших емкостей вполне можно применять параллельные включения, что не приводит к увеличению электрической длины. Использование в рассмотренном примере, скажем, четырех параллельно включенных разомкнутых шлейфов существенным образом упростит реализацию волновых сопротивлений, которые будут составлять уже 13,2...26,4 Ом. Индуктивность же пропорциональна импедансу, и аналогичный подход потребует последовательного соединения элементов, что равносильно увеличению электрической длины.
Так или иначе, мощные катушки индуктивности получаются электрически протяженными, в результате чего первые резонансы могут возникать уже в пределах ДКМВ диапазона. Резонансные свойства необходимо учитывать при разработке устройств фидерного тракта, ибо вблизи резонанса (ниже его) катушка имеет индуктивный импеданс, но с существенно нелинейной его частотной зависимостью, а после резонанса она имеет уже емкостной импеданс. Во обще, частота первого резонанса катушки весьма удобно использовать в качестве некоего интегрального параметра, характеризующего степень влияния распределенных свойств. Традиционно так и делалось с оцениванием частоты резонанса приближенно — по развернутой длине проводника, т.е. как в регулярной линии [111]. В настоящее время в связи с широким внедрением автоматически настраиваемых согласующих и фазирующих устройств существенно возросли требования к точности расчетов параметров их элементов, прежде всего индуктивных [14]. С другой стороны, прогресс в области вычислительно техники и распространение численных электродинамических методов дали возможность исследовать резонансные свойства мощных катушек индуктивности с / достаточной для инженерной практики точностью.
Приближенный характер оценивания резонансной частоты по развернутой длине проводника катушки обусловлен тем обстоятельством, что последняя фактически является замедляющей структурой. Если ограничиться рассмотрением взаимодействия витков по магнитному полю, то это приводит к увеличению погонной индуктивности при прежней емкости; это соответствует понижению резонансной частоты (по сравнению с регулярной линией, длина которой равна развернутой длине проводника катушки). Проведенные исследова-ния, результаты которых будут представлены ниже, показали, однако, что взаимодействие носит более сложный характер, и резонансная частота мощной катушки может быть как меньше, так и больше резонансной частоты соответствующей регулярной линии.
Как уже было отмечено ранее, для исследования резонансных свойств катушек использовался метод обобщенных эквивалентных цепей, хорошо зарекомендовавший себя именно при исследовании квазистационарных полей плохо излучающих структур [46]. Рассматривались однослойные цилиндрические катушки в двух вариантах включения — в двухполюсном и четырехполюсном. Для разных вариантов включения различным образом определялась частота первого резонанса.
Экспериментальные исследования и практическая реализация методики проектирования при создании устройства согласования с дискретно перестраиваемыми элементами в составе адаптивной радиостанции ДКМВ диапазона
Современный этап развития радиосвязи в ДКМВ диапазоне характеризуется широким внедрением адаптивных автоматизированных систем одновременно с уменьшением мощностей передатчиков и размеров антенн. При этих условиях произошло качественное изменение требований к перестраиваемым антенным согласующим устройствам (СУ) в передающих трактах [82, 107]. Автоматизированный адаптивный режим работы радиолинии требует, что бы СУ было полностью автоматизированным, осуществляя перестройку элементов согласующей цепи без участия людей. Уменьшение габаритов антенн приводит к ухудшению их естественного согласования, и соответственно возрастают требования в части возможности согласования весьма широких диапазонов комплексных нагрузок. Особенно это касается низкочастотной области ДКМВ диапазона, где малогабаритные антенны имеют минимальные электрические размеры. Наконец, актуализировалась проблема обеспечения стабильности настройки. Дело в том, что малогабаритные антенны представляют собой высокодобротные нагрузки, которые согласуются в относительно узких полосах, настройка получается «острая» и, следовательно, чувствительная к местным условиям. В то же время тенденция уменьшения габаритов коснулась и опор, в результате чего излучающие структуры малогабаритных антенн оказываются на малом расстоянии от земли (по сравнению с «традиционными» ДКМВ антеннами), и последняя заметно влияет ни их импедансные свойства. При этом существенно, что земля является нестабильным фактором, так как ее электрофизические свойства изменяются в широких пределах в зависимости от увлажненности. В сочетании с «острой» настройкой это может приводить к нестабильности работы СУ, и с целью предотвращения подобных нежелательных явлений СУ само должно быть адаптивным, т.е. способным автоматически подстраиваться при «уходе» настройки.
Итак, современные СУ должны быть автоматизированными, обеспечивать весьма широкий диапазон согласуемых комплексных нагрузок и быть адаптивными, способными автоматически подстраиваться при изменениях нагрузки из-за нестабильности нагрузки. Весь комплекс указных требований может быть выполнен (необходимое условие) при использовании переключаемых СУ с бинарным набором элементов, т.е. с таким построением схемы, что индуктивность и емкость каждого следующего разряда удваивается [82]. Коммутация, а не плавная перестройка, обеспечивает необходимую скорость настройки СУ, что очень важно при адаптации системы в реальном масштабе времени. Кроме того, это позволяет получить значительные вариации значений индуктивности и емкости, что необходимо для расширения диапазона согласуемых комплексных нагрузок. Здесь следует отметить, что, с другой стороны, коммутационный способ перестройки элементов СУ возможен и целесообразен, благодаря снижению мощностей ДКМВ передатчиков, т.е. в условиях, когда известные достоинства, например, бесконтактных вариометров оказываются невостребованными.
Что же касается обеспечения собственной адаптивности СУ, то одного коммутационного способа перестройки недостаточно, требуются дополнительные меры. Наиболее, пожалуй, эффективной из них является использование фа-зочувствительного измерителя (индикатора) коэффициента бегущей волны (КБВ). Такой индикатор позволяет измерять как амплитуду, так и фазу коэффициента отражения нагрузки СУ, что дает всю необходимую информацию о ее импедансе и обеспечивает возможность автоматической настройки СУ. В упрощенном виде схема такого варианта построения передающего антенно-фидерного тракта показана на рис.3.8. Фазочувствительный индикатор КБВ включен каскадно непосредственно на выходе СУ. Получаемые с его помощью данные об импедансе нагрузки передаются в управляющую ЭВМ (УВМ), которая вычисляет значения индуктивностей и емкостей СУ и выдает соответствующие команды управления. В составе передатчика имеются собственные средства контроля согласования тракта (т.е. его работоспособности), которые также связаны с УВМ.
Следует отметить, что современная элементная база электроники позволяет создавать фазочувствительные индикаторы КБВ, позволяющие определять импеданс нагрузки с высокой точностью. Тем не менее, точность в условиях «острой» настройки может быть недостаточной. Поэтому рассматриваемый алгоритм автоматической настройки, основанный на вычислении значений индуктивностей и емкостей, целесообразно дополнять алгоритмами «тонкой подстройки», основанными, например, на покоординатном поиске оптимума [107].
Для реализации алгоритмов автоматической настройки весьма важно, чтобы СУ в выключенном состоянии (при выведении всех элементов в «нуль») ничего бы не вносило в тракт — обеспечивало бы собственное согласование, т.е. представляло бы собой согласованный отрезок линии. Эта проблема и рассматривается в настоящей работе.
На рис.3.9 показана схема СУ в выключенном состоянии. Согласующая цепь построено по типу П-образного контура; она содержит два блока емкостей (емкости в поперечных ветвях на входе и выходе) и блок индуктивностей (индуктивность в продольной ветви между входом и выходом). В выключенном состоянии каждый блок емкостей представляет собой эквивалентный электрически короткий разомкнутый (емкостной) шлейф, образованный системой шин. Блок индуктивностей представляет собой совокупность шин, обходящих катушки индуктивности; эта совокупность образует некую линию с эквивалентным волновым сопротивлением W3.
Блоки емкостей, будучи электрически короткими, имеют двухполюсное включение, и поэтому их можно рассматривать как сосредоточенные 7емкости. Блок индуктивностей, напротив, нельзя рассматривать как двухполюсник — он включен каскадно и поэтому должен рассматриваться как четырехполюсник. Автором было показано, что эквивалентная схема в виде П-образного контура применительно к типичным конструкциям блоков индуктивностей вполне адекватна во всем ДКМВ диапазоне. Схема СУ с учетом всех высказанных соображений показана на рис.3.10. Схема блока емкостей представляет собой древовидную структуру, но, поскольку электрическая длина всех элементов мала, общую емкость блока можно определить как суммарную емкость составляющих его линий, образованных шинами блока и корпусом СУ. При таком подходе емкость блока емкостей определяется формулой:
