Содержание к диссертации
Введение
1 Разработка методики электродинамического анализа высокодобротных излучающих структур с учетом тепловых потерь 17
1.1 Исходная постановка задачи 17
1.2 Обоснование метода решения электродинамической задачи для высокодобротной структуры 21
1.3 Вывод интегрального уравнения второго рода для электродинамического анализа высокодобротной структуры 24
1.4 Разработка методики численного решения интегрального уравнения и расчета антенных характеристик высокодобротной структуры ... 27
1.5 Исследование методики электродинамического анализа на предмет обеспечения устойчивости вычислительного алгоритма за счет вхождения искомой функций в аддитивный член интегрального уравнения 41
1.6 Апробация и экспериментальная проверка разработанной методики 45
1.7 Выводы по разделу 50
2 Разработка технических решений и методик синтеза высокодобротных низкопрофильных излучателей и их систем 52
2.1 Классификация и сравнительный анализ слабо излучающих структур 52
2.2 Разработка технических решений высокодобротных излучателей и их систем 61
2.2.1 Дуплексная система высокодобротных излучателей на основе четвертьволновых комбинированных шлейфов 61
2.2.2 Антенна на основе полуволнового петлевого вибратора 70
2.3 Разработка инженерных методик анализа высокодобротных излучателей 75
2.3.1 Излучатель на основе четвертьволнового комбинированного шлейфа 75
2.3.2 Излучатель на основе полуволнового петлевого вибратора 80
2.4 Разработка методик синтеза антенн на основе высокодобротных низкопрофильных излучателей 98
2.4.1 Антенна на основе четвертьволновых комбинированных шлейфов 98
2.4.2 Антенна на основе полуволнового петлевого вибратора 108
2.5 Выводы по разделу 118
3 Исследования высокодобротных излучателей и их систем. разработка алгоритма проектирования антенн на основе высокодобротных низкопрофильных излучателей 121
3.1 Исследование характеристик систем высоко добротных излучателей в зависимости от добротности излучателя. Оптимизация величины добротности с учетом температурных и технологических факторов 121
3.2 Исследование характеристик систем высокодобротных излучателей в зависимости от взаимного положения и формы. Определение поправок к параметрам схем с учетом взаимного влияния излучателей дуплексных поддиапазонов 137
3.3 Разработка алгоритма проектирования антенн на основе высокодобротных низкопрофильных излучателей 158
3.4 Выводы по разделу 167
4 Экспериментальные исследования и практическая реализация метода проектирования антенн на основе высокодобротных низкопрофильных излучателей 169
4.1 Экспериментальные исследования и практическая реализация антенны на основе слабоизлучающих параллельных четвертьволновых комбинированных шлейфов для носимой радиостанции 169
4.2 Экспериментальные исследования и практическая реализация антенны на основе изогнутых четвертьволновых комбинированных шлейфов для летательного аппарата 181
4.3 Экспериментальные исследования и практическая реализация антенны на основе полуволнового петлевого вибратора для размещения на объекте, не допускающем изменения архитектурного облика 189
4.4 Выводы по разделу 200
Заключение 202
Список литературы 207
- Разработка методики численного решения интегрального уравнения и расчета антенных характеристик высокодобротной структуры
- Дуплексная система высокодобротных излучателей на основе четвертьволновых комбинированных шлейфов
- Исследование характеристик систем высокодобротных излучателей в зависимости от взаимного положения и формы. Определение поправок к параметрам схем с учетом взаимного влияния излучателей дуплексных поддиапазонов
- Экспериментальные исследования и практическая реализация антенны на основе изогнутых четвертьволновых комбинированных шлейфов для летательного аппарата
Введение к работе
Малогабаритные низкопрофильные антенны достаточно часто применяются в составе базовых (центровых) и абонентских радиосредств подвижной радиосвязи стационарного и мобильного размещения. В числе основных факторов, обусловливающих целесообразность их применения, следует назвать потребность в существенном уменьшении габаритных размеров антенн, необходимость скрытного размещения антенн на мобильных и стационарных объектах, необходимость маскирования антенн под детали экстерьера или интерьера исторических зданий, для которых недопустимо изменение архитектурного облика и т.д. Низкопрофильные антенны применяются также в носимых (в том числе ручных) абонентских радиостанциях, когда разработчики предпочитают отсутствие в конструкции выступающих частей [6,18, 55, 80 - 84,143].
Однако при создании малогабаритных низкопрофильных антенн разработчики сталкиваются с определенными трудностями, главной из которых является увеличение добротности антенны как резонатора. В свою очередь, увеличение добротности приводит к значительным трудностям в согласовании антенн. Поэтому уменьшение размеров антенн нельзя проводить неограниченно. В каждом конкретном случае должен быть найден оптимум, соответствующий обеспечению достаточного уровня согласования в заданной полосе (полосах) рабочих частот при электрически малых размерах антенны.
Таким образом, в настоящее время существует актуальная научно-техническая проблема повышения эффективности антенн на основе высокодобротных низкопрофильных излучателей и методов их проектирования.
Состояние вопроса в рассматриваемой области характеризуется следующими основными достижениями.
В связи с большой потребностью в низкопрофильных антеннах данное направление теории и техники антенн интенсивно развивается. Так, к настоящему времени опубликовано несколько сотен патентов и патентных заявок на
низкопрофильные антенны. Среди наиболее интересных - [1, 58, 61, 98, 100, 103 - 105, 112, 128 - 140, 142, 144, 150 - 153, 165, 168]. Кроме того, на текущий момент патентные заявки продолжают интенсивно поступать [100, 104, 105, 112,135-140,142,165].
Наряду с патентами на изобретения в настоящее активно изучаются новые свойства и возможности использования таких антенн [39]. Исследуются влияние экрана, расположенного вблизи малогабаритной антенны [111], возможности уменьшения размеров антенн за счет использования подложки с высоким реактивным импедансом [115, 119, 161, 162], вопросы расчета добротности и ее влияния на характеристики антенн [163]. Разрабатываются новые мик-рополосковые антенны [57,147,156,171,172,175,176].
Сотрудниками предприятия ФГУП Самарский отраслевой НИИ Радио (СОНИИР) заявлены и поддерживаются патенты на два изобретения в части низкопрофильных антенн [1, 61], которые в наибольшей степени удовлетворяют потребностям ведомств - заказчиков разработок, и вместе с тем соответствуют технологическим возможностям и особенностям предприятия. Первое из этих изобретений - низкопрофильная антенна, содержащая проводящую поверхность, антенные элементы, проводящие пластины, фидерные линии и регулировочные диэлектрические винты. Второе изобретение предназначено преимущественно для использования в качестве антенны, устанавливаемой на крыше подвижного средства, например, автомобиля. Антенна, содержит настроенную прямоугольную рамку, линейные размеры которой малы по сравнению с длиной волны, и реактивные элементы индуктивного и емкостного характера, подключенные в определенных точках к проводам рамки.
Наиболее перспективным прототипом для создания широкого класса низкопрофильных антенн является первая из упомянутых двух конструкций как более универсальная в части применения, долговечная и, главное, более удобная для настройки. В то же время, дальнейшее повышение эффективности антенн такого типа и аналогичных антенн, построенных на основе высокодоб-
ротных низкопрофильных излучателей, настоятельно требует создания и вне-
* дрения новых, более эффективных методов их проектирования.
Для решения этой задачи необходимо использование точных и вместе с тем в достаточной степени универсальных методов расчета. В известной научно-технической литературе содержатся сведения о расчете конкретных устройств, либо о расчетных методах, применимых только к данному виду устройства или даже к частному его исполнению. Имеются сведения о более общих методах, которые используют теорию длинных линий (в частности полос-
* ковых) и, следовательно, являются приближенными. В ряде случаев использу
ются универсальные, сложные и дорогие коммерческие программные продук
ты, основанные на методе конечных элементов или конечных разностей во
временной области [97,107,109,113, 120, 124,145,148,154, 166, 170].
Во всех упомянутых случаях методики электродинамического анализа
4 высокодобротных излучающих структур не учитывают тепловые потери в про-
водниках, образующих антенну. В то же время, при проектировании высоко
добротных изделий учет конечной проводимости проводников представляется
весьма существенным, причем не только с точки зрения энергетических харак
теристик антенн, но и в плане обеспечения необходимого качества согласова
ния, а также стабильности настройки.
;^ Разработка методики электродинамического анализа высокодобротных
излучающих структур с учетом тепловых потерь, по-видимому, должна базироваться на имеющихся достижениях в области современных методов численного электродинамического анализа антенно-фидерных устройств.
Электродинамический анализ низкопрофильных антенн можно прово
дить как точными, так и приближенными методами. Так, упомянутая выше
теория длинных линий может быть использована для приближенного (в том
ш числе предварительного) анализа [91, 117] на основе представления конструк-
ции излучателя эквивалентной схемой, содержащей отрезки линий соответствующего типа (например, в конструкции [61] - несимметричной полосковой).
При этом можно воспользоваться квазистатическим приближением, с учетом того факта, что излучение системы (отдельных составных частей системы) является относительно слабым. Распределение токов вдоль излучателя, представляемого линией передачи, может быть приближенно найдено согласно [34], а первичные и вторичные параметры этой линии - по [74, 75].
Разумеется, данный метод, в силу его низкой точности, должен использоваться только для предварительного расчета антенны, а затем полученное решение должно использоваться как первое приближение для расчета антенны на основе строгой электродинамической модели и современных методов, наиболее предпочтительными из которых представляется метод интегрального уравнения (ИУ).
В последнее время, в силу их известных достоинств [26, 164] быстро развиваются методы электродинамического анализа на основе использования интегральных уравнений Фредгольма второго рода. Как правило, такие уравнения получаются при выводе их из граничных условий относительно тангенциальной составляющей магнитного поля или нормальной составляющей электрического поля [21, 22, 157, 159, 164, 173]. В связи с обоснованной выше необходимостью учета конечной проводимости проводников высокодобротной антенны представляется перспективным нахождение соответствующих уравнений второго рода на основе использования граничного условия импедансного типа [62].
Вообще условие Леонтовича-Щукина и получаемые на его основе интегральные уравнения используются, в основном, при решении академических задач. Это - задача отражения электромагнитной волны от углубления в идеально проводящем экране [99]; рассеяние электромагнитных волн проводниками и диэлектриками со сложной геометрией [9, 11, 12, 15, 33, 44 - 46, 48, 50, 56, 88, 93, 95, 101, 146]; дифракция на полубесконечной плоскости с потерями [8, 90, 102, 149, 158]; дифракция на большой сфере с потерями [114]; дифракция на щели в импедансной плоскости [123]; влияние объектов с потерями на
(t
характеристики антенн, расположенных вблизи их поверхности [29, 30, 35, 66] и т.п. В литературе также рассматриваются нелинейные импедансные граничные условия [67].
Кроме того, граничные условия импедансного типа широко используются при расчетах подземных и приземных антенн [38, 49, 73, 85, 106, 125 - 127, 169]; влияния земной поверхности на распространение радиоволн [69, 110]; а также для расчета апертурных антенн [108].
Особенностью применения условия Леонтовича-Щукина применительно к тематике данной работы является то обстоятельство, что с помощью данного граничного условия должна быть обеспечена возможность учета тепловых потерь уже на этапе синтеза антенны. Следует ожидать, что такой подход позволит значительно увеличить точность расчета поля и, следовательно, характеристик самой антенны.
Как известно, уравнение Фредгольма второго рода является корректной по Адамару задачей [78], и, следовательно, вычислительный алгоритм, построенный на его основе, в большинстве случаев будет устойчивым [7, 23, 47, 79, 96]. Исключения составляют лишь те случаи, когда параметр уравнения близок к одному из собственных чисел интегрального оператора или очень велик по норме [27]. В этих случаях матрица системы линейных алгебраических уравнений (СЛАУ), получающаяся при решении соответствующего ИУ, оказывается близка к линейно зависимой, и, следовательно, алгоритм может потерять устойчивость [78].
Этот фактор должен быть учтен при разработке методик и алгоритмов анализа высокодобротных излучателей. Должно быть проведено, в частности, детальное исследование вопросов устойчивости алгоритмов при различных значениях проводимости металла и установлены возникающие в связи с этим ограничения при решении ИУ [92].
Цель работы - разработка и практическая реализация новых эффективных методик анализа и синтеза антенн на основе высокодобротных низкопрофильных излучателей.
Для достижения поставленной цели в диссертационной работе выполнена следующая программа исследований.
Разработка методики численного решения интегрального уравнения и расчета антенных характеристик высокодобротной структуры
Ясно, что чем больше добротность, тем в большей степени требуется уменьшать активное сопротивление на резонансе, и тем в большей степени возрастает ток. Приведенные рассуждения можно дополнить и соображениями общего физического характера. Возрастание добротности приводит к увеличению электромагнитной энергии, запасаемой антенной как резонатором. Это означает, что по сравнению с обычной (низкодобротной) антенной при том же активном потоке энергии в дальней зоне высокодобротная антенна создает в ближней зоне значительно более высокие уровни поля. На создание этих уровней и требуются большие токи в реактивных элементах.
Возбуждение значительных токов делает необходимым учет конечной проводимости металла, из которого выполнены проводники антенны, и обусловленных этим тепловых потерь. Наличие заметных тепловых потерь снижает КПД антенны, изменяет ее входное сопротивление и резонансную частоту [6]. При значительных мощностях или при использовании тонких (пленочных) проводников может возникнуть вопрос о предотвращении их теплового разрушения. Кроме того, вполне целесообразным может оказаться использование материалов с повышенными потерями, что позволит за счет искусственного снижения КПД снизить добротность, облегчив тем самым решение проблемы согласования, улучшив диапазонные свойства антенны и т.д. Такой способ, в частности, используется при согласовании малогабаритных коротковолновых антенн [37].
Известен [62] подход к учету тепловых потерь в стенках резонаторов, который состоит в решении электродинамической задачи в предположении идеальной проводимости стенок с последующим вычислением (по найденным векторам электромагнитного поля) активного потока энергии внутрь металла на основе методов теории сильного поверхностного эффекта (граничные условия Леонтовича и пр.). Однако такой подход оправдан при наличии возможности аналитического решения электродинамической задачи, ибо при учете потерь такая возможность пропадает. При анализе низкопрофильных антенн аналитически решить электродинамическую задачу в общем случае не представляется возможным, т.е. так или иначе приходится применять численные методы. Поэтому имеет смысл сразу учесть потери уже на этапе решения электродинамической задачи. Кроме снятия необходимости последующего вычисления активного потока энергии внутрь металла такой подход, как ожидается, позволит повысить точность решения, которое при этом будет определяться с учетом потерь. Уточнение функции распределения тока позволит сразу получать значения входного импеданса, определять резонансную частоту и другие параметры антенны, соответствующие фактической добротности. Существенным обстоятельством является также то, что учет потерь, таким образом, практически не приводит к усложнению вычислительного алгоритма.
Все это означает, что электродинамическая задача в данном случае должна рассматриваться как задача дифракции на телах с весьма высокой, но конечной проводимостью. В электродинамике подобные задачи формулируются и решаются как краевые [28, 92]; вне границ раздела решение должно удовлетворять некоторому дифференциальному уравнению (например, уравнению Гельмгольца), а на границах раздела - заданным граничным условиям; кроме того, если анализируемый объект не является экранированным (внешняя задача электродинамики), дополнительно должно удовлетворяться условие Зоммер-фельда (условие излучения) на бесконечности. В данном случае объект не является экранированным, и фигурируют границы раздела типа «воздух - хороший проводник». Применительно к таким границам весьма эффективно использование импедансных граничных условий Леонтовича [62]. Данные условия связывают между собой тангенциальные составляющие векторов Е и Н в воздухе на поверхности раздела.
Таким образом, решаемую в данном случае электродинамическую задачу в исходном виде можно сформулировать как внешнюю краевую задачу с импе-дансными граничными условиями на заданных поверхностях.
Все многообразие методов вычислительной электродинамики можно разделить на два основных класса: - методы, основанные на непосредственном решении краевой задачи; - методы, основанные на сведении краевой задачи к соответствующему интегральному уравнению (РТУ) с последующим его решением.
В методах первого класса в качестве искомых функций выступают вектора поля или потенциалы. При этом область определения искомых функций является трехмерной и занимает всю область пространства, где существует поле. Подобные методы эффективны при решении внутренних задач - для экранированных объектов. При рассмотрении внешних задач (для неэкранированных излучающих структур) применение таких методов встречает серьезные трудности, обусловленные слишком большой областью определения искомых функций и необходимостью формализации условия Зоммерфельда на бесконечности [28, 92]. В данном случае как раз решается внешняя задача, поэтому применение методов, основанных на непосредственном решении краевой задачи, нецелесообразно. В самом деле, в таком случае пришлось бы отыскивать значения искомой функции (поле или потенциал) в очень большом числе точек, расположенных в расчетной области. В качестве последней целесообразно выбрать шар достаточно большого радиуса, вблизи центра которого расположена анализируемая высокодобротная структура. Из общих соображений понятно, что радиус шара должен быть настолько большим, чтобы его сферическая граница проходила в дальней зоне; тогда на этой границе можно потребовать, чтобы производная по нормали (по радиальной координате в сферической системе) соответствовала распространению локально плоской волны, и получить краевую задачу Неймана.
Дуплексная система высокодобротных излучателей на основе четвертьволновых комбинированных шлейфов
При точном решении электродинамической задачи ЕІІ) = 0 на проводнике, и вклад в значение интеграла в (1.33) будет давать только участок контура L, соответствующий зазору, куда включен генератор. При приближенном решении всегда существует некоторая невязка, т.е. на проводнике Е(І)ЇО, И вклад в данный интеграл будет давать уже весь контур L. В [25] показано, что решение, полученное интегрированием по всему проводнику, сходится к точному значению быстрее, чем решение, полученное интегрированием только по зазору. При этом проводятся следующие эвристические соображения. Приближенный ток антенны можно рассматривается как некий эквивалентный источник, причем эквивалентность понимается в смысле близости излучаемых мощностей. Из вещественной части уравнения баланса (1.32) следует, что активный поток энергии через цилиндрическую поверхность проводников (включая зазоры) будет равен активному потоку через сферу в дальней зоне, а последний, как известно [43, 92], сходится быстро, благодаря регуляризирующему действия соответствующих интегральных операторов. Следовательно, так же быстро будет сходиться и активная составляющая полной мощности, определяемой по формуле (1.33). С учетом известных соображений по обоснованию метода наведенных ЭДС предполагается, что то же относится и к реактивной составляющей полной мощности. Данное предположение в [25] подтверждено результатами численных экспериментов. Показано, что, несмотря на увеличение вычислительных затрат при интегрировании в (1.33), совокупные затраты значительно (в 2...3 раза) уменьшаются за счет более быстрой сходимости по сравнению с известными методами, предполагающими интегрирование только по зазору.
Показано также, что интеграл в (1.33) почти полностью определяется участками проводников, непосредственно прилегающими к зазору. В данном случае это позволило снять трудность, обусловленную наличием нескольких источников, - для каждого из них интегрирование выполняется только в его пределах соответствующих проводников.
Итак, в рамках рассмотренной методики сначала определяется излучаемая им полная мощность Р по формуле (1.33), где вместо L берется соответствующие участки, прилегающие к зазору, а затем находится его входной импеданс Z = 2P/Am2(lgx); входной ток определяется как соответствующее значение токовой функции.
Исследование методики электродинамического анализа на предмет обеспечения устойчивости вычислительного алгоритма за счет вхождения искомой функций в аддитивный член интегрального уравнения
Как известно [78], задачи на основе интегральных уравнений Фредгольма второго рода являются корректными по Адамару задачами. Однако, согласно теореме о существовании и единственности таких уравнений [27], их решение точно существует и единственно лишь при малых значениях параметра, стоящего перед интегралом. Более того, при больших значениях данного параметра уравнение приобретает свойства уравнения Фредгольма первого рода, которые являются некорректными в смысле Адамара [78]. В связи с вышесказанным представляет определенный интерес исследование вопросов решения уравнения (1.5) в зависимости от параметров антенны.
Из представленных формул видно, что параметр уравнения X пропорционален отношению проводимости материала антенны к частоте падающего поля. При этом, очевидно, что чем больше проводимость антенны, тем лучше она будет работать, но тем больше параметр уравнения и, следовательно, тем ближе уравнение (1.34) к уравнению Фредгольма первого рода. На практике близость к уравнению первого рода означает неустойчивость вычислительного алгоритма и «развал» решения при большом числе сегментов, необходимом для получения нужной точности.
Проверим высказанные предположения в ряде численных экспериментов, взяв в качестве тестового объекта анализа линейный вибратор, выполненный из материалов разной проводимости.
На рис. 1.1 представлены графики распределения тока на одном плече линейного симметричного вибратора. Частота излучения/= 300 МГц; длина вибратора - 0,5 м; радиус вибратора - 0,01 м; ширина зазора - 0,02 м. Графики под литерой а) соответствуют числу сегментов разбиения N = 24; под литерой б) -N = 48; под литерой в) - N = 240. Графики, расположенные слева на рисунке, рассчитаны с помощью полученного автором уравнения (1.5). Графики, расположенные справа, получены с помощью известного уравнения Поклингтона [92], относящего к классу уравнений Фредгольма первого рода.
Как видно из рисунка, для обоих уравнений алгоритм получается неустойчивым. Однако для уравнения (1.5) потеря устойчивости происходит при Большие меры обусловленности относятся к плохо обусловленным системам, т.е. таким, в которых малые возмущения исходных данных приводят к значительным вариациям решения.
Как известно [40], резкий рост меры обусловленности матрицы СЛАУ при увеличении числа расчетных точек свидетельствует о потере алгоритмом устойчивости вследствие некорректности задачи [78]. Устойчивость решения определяется тем, с какой скоростью будет расти \i. Вопрос о скорости роста меры обусловленности может быть решен с помощью численного эксперимента. С целью определения верхней границы числа базисных функций при исследованиях и оценки устойчивости решения проведены расчеты \i для различных проводимостей материала антенны. Результаты расчетов меры обусловленности приведены в виде графиков на рис. 1.2. Из представленных данных видно, что чем больше проводимость металла, тем хуже обусловленной является матрица СЛАУ. В предельном случае при а —» со верхнюю границу значений N можно оценить как Nmax = 70. Кроме того, при уменьшении а устойчивость вычислительного алгоритма может быть достигнута в более широких пределах изменения числа сегментов. Так, для серебра (о = 610 См/м) верхнюю границу значений N можно оценить как Nmax = 160; для латуни (о = 1,5 Ю7 См/м) -Nmax 240.
Таким образом, из проведенных исследований можно сделать следующий вывод. Несмотря на то, что полученное уравнение (1.5) является уравнением Фредгольма второго рода, для хорошо проводящих металлов расчетный алгоритм остается принципиально неустойчивым, т.е. проблема некорректности задачи по Адамару кардинально не решается. Это имеет место лишь для материалов с относительно малой проводимостью, не применяющихся на практике. И тем не менее, использование уравнения второго рода позволило заметно расширить область (диапазон К) реализации устойчивых вычислительных процессов, позволив тем самым повысить точность расчетов.
Исследование характеристик систем высокодобротных излучателей в зависимости от взаимного положения и формы. Определение поправок к параметрам схем с учетом взаимного влияния излучателей дуплексных поддиапазонов
Слабо излучающая структура может быть получена двумя противоположными способами. Первый способ состоит в том, чтобы взять за основу ту или иную неизлучающую структуру (элемент СВЧ цепи), в которую преднамеренно вводятся потери на излучение. Второй способ предполагает использовать в качестве прообраза некую антенну (хорошо излучающую структуру), в которой путем изменения геометрии преднамеренно ухудшаются свойства излучения, за счет чего достигается сокращение габаритных размеров. Соответственно возникают два основных класса слабоизлучающих низкопрофильных структур: полученные из элементов СВЧ и из антенн.
Для дальнейшего деления на подклассы нужно выяснить, какие именно элементы СВЧ и антенны могут быть использованы для создания слабоизлучающих структур.
Вполне очевидно, что элемент СВЧ, который может быть использован в качестве излучателя, должен представлять собой некий резонатор с потерями на излучение, настроенный в резонанс, так что его входной импеданс является чисто активным. Имея в виду цепи с распределенными параметрами, будем в качестве таких резонаторов рассматривать различные шлейфы.
Следует отметить, что для создания слабоизлучающих структур могут быть использованы и нагруженные линии. Однако коэффициент полезного действия таких устройств будет невысок из-за потерь мощности в нагрузках. По этой причине в данной работе они не рассматриваются. Шлейфы, как и вообще линии, следует сначала классифицировать по типу диэлектрика. Здесь можно выделить микрополосковые шлейфы и воздушные. Шлейфы со сплошным диэлектрическим заполнением (отличным от воздуха), разумеется, в качестве излучателей рассматривать нельзя, так как в конечном итоге излучение происходит в воздушную среду.
Дальнейшее видовое деление выполняется по типу схемы шлейфа (см. рис.2.1). Здесь можно выделить: - четвертьволновый короткозамкнутый шлейф (рис.2.1, а); - четвертьволновый разомкнутый шлейф (рис.2.1, б); - полуволновые шлейфы - короткозамкнутый и разомкнутый (рис.2.1, в); - комбинированные шлейфы - короткозамкнутый и разомкнутый на обоих концах (рис.2.1, г); - комбинированный шлейф, короткозамкнутый на одном конце и разомкнутый на другом (рис.2.1, д). На рис.2.1 показаны шлейфы, реализованные на основе полосковых линий над плоским протяженным экраном. Уменьшение габаритов сводится к уменьшению размера h - высоты полоска над экраном, т.е. антенны получаются плоскими, что как раз и требуется на практике.
Рассмотрим теперь возможности использования антенн в качестве прототипов низкопрофильных излучателей. Наилучшим образом для этой цели подходят симметричные вибраторы, снабженные плоскими рефлекторами, причем расстояние между вибратором и рефлектором берется достаточно малым; это расстояние и представляет собой сокращаемый габарит по аналогии с размером h на рис.2.1. Казалось бы, если использовать только вибратор, данный габарит был бы еще меньше, однако, рефлектор необходим для ослабления влияния посторонних тел в реальных условиях размещения. Следует иметь в виду, что низкопрофильные антенны являются высокодобротными и, соответственно, узкополосными и весьма чувствительными к изменению параметров окружающей среды. При этих условиях близко расположенный рефлектор практически пол ностью определяет ближнее поле вибратора и его импедансные свойства. Последние оказываются малочувствительными к внешним факторам, благодаря чему настройка сохраняется в разных условиях размещения. Видовое деление высокодобротных низкопрофильных излучателей, прообразами которых являются антенны, выполняется соответственно типам вибраторов, так как рефлектор во всех случаях является плоским апериодическим. По данному критерию можно выделить следующие варианты (см. рис.2.2): - излучатели на основе линейных вибраторов - полуволнового и волнового (рис.2.2, а); - излучатель на основе петлевого вибратора (рис.2.2, б). Классификация слабо излучающих структур, которые, в принципе, могут быть использованы для создания высокодобротных низкопрофильных излучателей, показана в виде блок-схемы на рис.2.3. Видовое деление микрополоско-вых шлейфов аналогично таковому применительно к воздушным шлейфам, поэтому на блок-схеме не показано.
Переходя к сравнительному анализу различных вариантов, вновь рассмотрим излучатели на основе шлейфов. В одиночном шлейфе на частоте настройки имеет место резонанс токов (короткозамкнутый четвертьволновый, разомкнутый полуволновый) или напряжений (разомкнутый четвертьволновый, короткозамкнутый полуволновый). Входное сопротивление при этом является чисто активным, однако в первом случае оно весьма велико, во втором - мало (значительно больше волнового сопротивления тракта и значительно его меньше, соответственно). Это существенно затрудняет согласование излучателя.
Приблизить активное сопротивление одиночного шлейфа к волновому сопротивлению тракта можно лишь путем увеличения расстояния до экрана h; при этом растут потери на излучения, а волновое сопротивление шлейфа, обусловливающее крутизну частотной характеристики реактивной составляющей, хотя и растет, но медленнее, кроме того, его увеличение можно скомпенсировать, например, увеличением ширины полоска.
Экспериментальные исследования и практическая реализация антенны на основе изогнутых четвертьволновых комбинированных шлейфов для летательного аппарата
Рассмотрим случай, когда длина линий равна четверти длины волны. В линии 2 в сечении электрической стенки вибратора напряжение равно нулю, следовательно t/2 = F2, причем в данном сечении напряжения падающей и отраженной волн противофазны (чтобы полностью скомпенсировать друг друга), т.е. в сечении перемычки, отстоящем на А/4 от сечения электрической стенки, напряжения будут синфазны. Коль скоро сечение перемычки имеет нулевую аппликату, все это означает, что амплитуды падающей и отраженной волн в линии 2 равны (U2 = V2); при этом, как следует из (2.8), Ux=-Vx, и на входе линии 1 (отстоящем на А/4 от сечения перемычки) напряжение также оказывается равным нулю.
Таким образом, вне зависимости от величин собственных и взаимной волновых проводимостей при длине плеча вибратора А/4 (полная длина вибратора А/2) имеет место резонанс напряжений. Следовательно, обеспечив на одной из частот дуплексной радиосвязи указанную длину и варьируя при этом расстоянием до рефлектора h, можно обеспечить естественное согласование излучателя. Возникновение же именно резонанса напряжений, означает, в частности, что при учете потерь на излучение введением в расчетную модель сосредоточенного активного сопротивления (резистора) оно должно включаться на входе схемы последовательно - в продольной ветви.
Симметрирование петлевого вибратора целесообразно осуществлять по известной [3] сверхширокополосной (частотно независимой) схеме путем прокладки фидера вдоль проводников одного из плеч, начиная от точки нулевого потенциала (входное сечение), и вплоть до зазора, где экран фидера электрически соединяется проводником того плеча, по которому проложен фидер, а центральный проводник - с проводником противоположного плеча.
Конструктивно петлевой вибратор целесообразно выполнять из фольги-рованного диэлектрического материала - в виде «подвешенной» микрополос-ковой линии [4, 17], по которой проложен фидер, выполненный из коаксиального кабеля. Это обеспечивает легкость, технологичность и простоту конструкции; проблема же обеспечения механической прочности и жесткости при внешних воздействиях решается применением диэлектрического укрытия. Параллельно с фидером могут быть уложены отрезки кабеля, образующие плечи комбинированных шлейфов; при этом для обеспечения электродинамической симметрии на противоположном плече (где не прокладывается фидер), могут быть симметрично уложены такие же отрезки кабеля, но уже без электрических соединений.
Укажем основные специфические особенности антенн на основе петлевых вибраторов: 1) плоскость поляризации излучаемых электромагнитных волн образуется осью вибратора и направлением на точку наблюдения; в частности, при вертикальной ориентации вибратора излучаются волны вертикальной поляризации, что является преимуществом по отношению к излучателю на основе комбинированного шлейфа; 2) возможности по минимизации габарита h (рис.2.2, б) следует оценить как меньшие по сравнению с излучателем на основе комбинированного шлейфа; это обусловлено тем, что в данном случае один и тот же вибратор должен работать и на частотах передачи, и на частотах приема, т.е. его добротность не должна быть слишком высокой; 3) у излучателей данного типа всегда возникает направленность по азимуту; при вертикальной ориентации вибратора это обусловлено наличием рефлектора, при горизонтальной - направленными свойствами самого вибратора; 4) излучатели данного типа удобны при размещении на боковых стенках кузовов сухопутных подвижных объектов и фюзеляжей летательных аппаратов; при расположении на крышах кузовов такие излучатели, напротив, неэффективны, так как при горизонтальной ориентации вибратора излучаются в основном волны горизонтальной поляризации. Как уже отмечалось, низкопрофильный излучатель данного типа, в сущности, представляет собой «плохо излучающий» комбинированный шлейф, разомкнутый на одном конце и замкнутый на другом. Внешний вид излучателя представлен на рис.2.8. В первом приближении можно полагать, что коротко-замкнутое плечо выполняет функцию «излучающей индуктивности», разомкнутое плечо - емкостного элемента, настраивающего всю систему в резонанс. Общая длина излучателя складывается из длины короткозамкнутого плеча 1\ и длины разомкнутого плеча /2, суммарная длина /, + /2 составляет четверть длины волны на рабочей частоте; t - толщина полоска, w - ширина полоска. Данная модель будет также рассмотрена ниже в составе приемо-передающей дуплексной антенной системы (п.2.4.1). Реактивные элементы в данном случае соединены параллельно, следовательно, возникает резонанс токов, так что активная составляющая входного импеданса может оказаться весьма большой. Как показано в п.2.2.1, эффективным способом уменьшения активного сопротивления является приближение возбуждающего штыря к короткозамыкателю. При этом резонанс сохраняется, но отношение эквивалентных индуктивности и емкости, а значит и характеристическое сопротивление резонатора, уменьшается, что вызывает снижение активного сопротивления на резонансе при примерно той же добротности. Реально расстояние между штырем и короткозамыкателем может достигать величины зазора между проводником шлейфа и экраном.
В данном пункте представлена предложенная автором инженерная методика анализа высокодобротного излучателя на основе четвертьволнового комбинированного шлейфа. Задача состоит в определении входного импеданса излучателя заданных геометрических размеров на рабочих частотах дуплексных поддиапазонов с целью дальнейшего синтеза согласующей цепи.
