Содержание к диссертации
Введение
1 Разработка общих моделей антенно-фидерных систем объектов телекоммуникаций для целей анализа электромагнитной совместимости 18
1.1 Антенно-фидерный тракт как фактор электромагнитной совместимости 18
1.2 Разработка моделей антенно-фидерной системы многостанционного объекта для целей анализа внутриобъектовой электромагнитной совместимости 33
1.3 Расчет характеристик составных частей многополюсных фидерных трактов для целей электромагнитной совместимости 45
2 Разработка методики анализа сложной излучающей системы для целей расчета электромагнитной совместимости 61
2.1 Обоснование выбора подхода к решению задачи анализа 61
2.2 Разработка методики решения электродинамической задачи на основе метода коллокации с регуляризацией неустойчивого решения интегрального уравнения 64
2.3 Разработка методики анализа системы двух одноэлементных антенн при одном типе поляризации на основе преобразования базиса в пространстве формируемых диаграмм направленности 83
2.4 Обобщение методики анализа на случай произвольной поляризации излучаемых электромагнитных волн 91
2.5 Обобщение методики анализа на излучающую систему, содержащую произвольное число излучателей 98
3 Разработка алгоритма расчета развязки в антенно- фидерных системах для целей анализа внутриобъектовой электромагнитной совместимости 110
3.1 Оценка погрешности и области применения методики анализа излучающей системы 110
3.2 Разработка эффективного алгоритма решения электродинамической задачи, исключающего повторное выполнение вычислительных процедур ... 117
3.3 Разработка и программная реализация общего алгоритма расчета развязки в антенно-фидерных системах 124
3.4 Решение тестовых задач 129
4 Практическая реализация методики анализа сложных излучающих систем и алгоритма расчета развязки в антенно-фидерных системах для целей обеспечения электромагнитной совместимости при проведении модельных исследований, частотно-территориальном планировании и модернизации действующего радиоцентра подвижной связи 146
4.1 Исследование влияния элементов металлоконструкций опоры на уровень развязки антенн в сложной излучающей системе 146
4.2 Расчет уровня развязки средств подвижной радиосвязи и ОВЧ телерадиовещания для целей обеспечения межобъектовой ЭМС при частотно-территориальном планировании. Уточнение методики оценки профиля трассы 158
4.3 Расчет уровня развязки в излучающей системе, включающей вновь проектируемое АФУ на основе кольцевой антенной решетки и антенны существующих радиосредств, при модернизации действующего радиоцентра подвижной связи 173
Заключение 189
Список литературы 196
Приложение
- Разработка моделей антенно-фидерной системы многостанционного объекта для целей анализа внутриобъектовой электромагнитной совместимости
- Разработка методики решения электродинамической задачи на основе метода коллокации с регуляризацией неустойчивого решения интегрального уравнения
- Разработка эффективного алгоритма решения электродинамической задачи, исключающего повторное выполнение вычислительных процедур
- Расчет уровня развязки средств подвижной радиосвязи и ОВЧ телерадиовещания для целей обеспечения межобъектовой ЭМС при частотно-территориальном планировании. Уточнение методики оценки профиля трассы
Введение к работе
В настоящее время (по-видимому, и в обозримом будущем) в России, а также в других странах с динамично развивающимися рынками телекоммуникационных услуг процессы расширения сферы этих услуг и внедрения новых телекоммуникационных технологий сопровождаются сохранением тенденций, как к увеличению числа стационарных передающих объектов, так и к нарастанию плотности размещенных на них радиосредств и их антенно-фидерных устройств.
Достаточно посмотреть на специализированные и неспециализированные опоры, а также крыши высотных зданий в любом современном российском городе. С высокой плотностью там соседствуют антенны телевидения, ОВЧ радиовещания, систем эфирно-кабельного телевидения, базовых станций сотовой и пейджинговой связи, оборудования абонентского радиодоступа, радиоудлинителей телефонов общего пользования, разнообразных ведомственных и корпоративных сетей и т.д. И уж совсем экстремальная обстановка сложилась на башне ГЦРТ, где одновременно работают сотни передающих радиосредств, и где на многих высотных отметках и в непосредственной близости от них размещены почти вплотную десятки антенн различных систем и диапазонов.
Сложившееся в результате положение приводит не просто к резкому количественному обострению проблем электромагнитной совместимости (ЭМС), включая внутриобъектовую. Возникла новая ситуация в области внутриобъек-товой ЭМС, которая характеризуется беспрецедентно высокой плотностью размещенных на объекте антенн различных радиосредств, их чрезвычайной пространственной близостью, обилием вблизи мест размещения несущих, вспомогательных и посторонних металлоконструкций, разнообразием частотных и энергетических параметров излучаемых сигналов и резким возрастанием, вследствие этого, риска возникновения излучаемых помех, в том числе, помех блокирования, гармонических и интермодуляционных помех, возникающих на
нелинейных элементах передатчиков и приемников, а также на паразитных нелинейных «элементах», образующихся при определенных условиях в зонах контакта металлоконструкций антенных опор.
Проблемы внутриобъектовой ЭМС, в том числе и связанные фактором с недостаточной развязки антенн, не просто актуализировалась в связи с упомянутыми тенденциями. Создавшаяся новая ситуация обусловила существенные трудности в области анализа ЭМС, связанные с принципиальными ограничениями на применимость традиционных методов анализа.
Таким образом, в настоящее время существует актуальная научно-техническая проблема создания методик анализа развязки в сложных системах близкорасположенных антенн в целях обеспечения внутриобъектовой ЭМС.
Состояние вопроса в рассматриваемой области характеризуется следующими основными достижениями.
Проблемы, методы и средства анализа и оптимизации характеристик антенн для целей обеспечения ЭМС достаточно широко освещены в литературе [72, 73, 81, 83-85, 87, 92, 93, 95, 96, 102]. Антенны и антенно-фидерные устройства как факторы ЭМС играют существенную роль как при непосредственном воздействии излучаемых помех на устройство-рецептор, так и при решении проблем, связанных с возникновением, излучением и приемом (воздействием) блокирующих помех, помех перекрестной модуляции, интермодуляции и т.п. [4, 15, 16, 33, 65, 72-74, 86, 94].
При этом следует отметить, что специфика работы антенн (преднамеренное излучение с заданными характеристиками направленности) существенно затрудняет ослабление их взаимного влияния простыми техническими мерами. Важным средством обеспечения внутриобъектовой ЭМС, в части реализации допустимого уровня взаимного влияния антенн, является оптимизация их размещения. Отыскание же наилучшего варианта размещения требует выполнения расчета развязки между антеннами с достаточно высокой точностью.
Традиционные, стандартные и типовые методы нормирования и анализа характеристик антенн для целей анализа и обеспечения внутри- и межсистемной ЭМС [26-28, 30, 45, 55-57, 97-101] ориентированы преимущественно на варианты взаимного расположения антенн учитываемых радиосредств, для которых справедливы приближения дальней зоны. Для характеристики антенн в этом случае вполне достаточным оказывается набор паспортных пространственных характеристик (форма диаграммы направленности, КНД, коэффициент усиления) с учетом, быть может, их статистических свойств [72, 81].
В тех случаях, для которых адекватность приближения дальней зоны не обеспечивается (до недавнего времени этот класс объектов практически ограничивался кораблями, самолетами и космическими станциями), используются несколько модифицированные, заведомо приближенные методики расчета развязки антенн на основе введения «эквивалентных коэффициентов усиления» антенн для ближней и промежуточной зон [81, 84, 92].
Учет близкорасположенных металлоконструкций опоры и других окружающих металлоконструкций (включая антенны иных радиосредств) в рамках известных методов не предусмотрен, хотя достаточно хорошо известно их заметное влияние на параметры назначения антенн [1, 2, 7, 8, 11] и, следовательно, имеются основания ожидать существенного влияния металлоконструкций на развязку антенн.
Другими словами, назрела необходимость создания достаточно точных методик расчета развязки в системе из нескольких близко расположенных антенн и металлоконструкций на основе ее электродинамического анализа.
Можно выделить два принципиально различных подхода к решению задачи нахождения развязки антенн [17, 46, 71] на основе электродинамического анализа. В рамках первого подхода развязка определяется по напряжению, наведенному в нагрузке одной из антенн, которая является пассивной, при возбуждении другой антенны. Если при этом известны импеданс нагрузки пассивной антенны и входной импеданс активной, то может быть найдено рабочее ослаб-
ление соответствующего эквивалентного четырехполюсника, по которому затем находится развязка. В рамках второго подхода, разработанного в настоящее время только для кольцевых антенных решеток (КАР) [46], импедансные свойства антенной системы, включая взаимные, находятся по распределению поля в дальней зоне при определенных режимах возбуждения входов. Указанный подход представляется перспективным с точки зрения разработки методики расчета развязки в произвольной системе антенн, не являющейся, строго говоря, решеткой.
При обоих подходах предполагается решение электродинамической задачи для системы проводников, включающей исследуемые антенны, развязку между которыми требуется найти в конечном итоге, а также различные «посторонние» проводники - элементы других антенн, металлоконструкции опоры и т.д. Задача решается при возбуждении одной из антенн и при нагруженной другой. Решением задачи является функция распределения тока, по которой затем находятся либо напряжения на входах антенн, либо поле в дальней зоне.
Для решения электродинамической задачи могут использоваться [17, 71] интегральные уравнения в тонкопроволочном приближении (уравнения с приближенными ядрами) относительно функции распределения осевого тока или интегральные уравнения относительно поверхностного тока (уравнения с точными ядрами).
Наиболее перспективным в данном случае представляется метод колло-кации в тонкопроволочном приближении при кусочно-синусоидальном базисе разложения токовой функции [17, 39, 47, 59, 71, 77], который достаточно широко использовался и хорошо зарекомендовал себя [11, 40, 71, 77, 80]. Подход на основе тонкопроволочного приближения выгодно отличается от методов на основе уравнений с точными ядрами [13, 48, 49, 53, 70, 75, 76] большей универсальностью в смысле пространственных форм систем проводников при существенно меньших объемах вычислений и отсутствии, если не считать некорректности задачи по Адамару [66, 71], вычислительных трудностей [71, 77, 82].
Упомянутая некорректность существенно ограничивает возможности метода при наличии электрически толстых проводников, однако имеется возможность в значительной мере преодолеть эту трудность благодаря регуляризации [82]. Кроме того, использование кусочно-синусоидального базиса существенно сокращает объемы вычислений, поскольку поле, создаваемое синусоидальным током, рассчитывается по замкнутым формулам без численного интегрирования [17, 40, 71]. Существенно, что данный базис удобен при описании сложных конфигураций проводников и электрических соединений между проводниками [71].
Следует отметить, что поскольку решение проблем внутриобъектовой ЭМС связано с необходимостью учета развязок в достаточно сложных антенно-фидерных системах, причем одновременно на различных частотах источников сигналов и помех, предъявляются повышенные требования к эффективности соответствующих методик анализа и ресурсоемкости расчетных алгоритмов.
Цель работы — Цель работы - создание эффективных методик и алгоритмов расчета развязки в сложных антенно-фидерных системах в целях обеспечения внутриобъектовой ЭМС радиосредств современных объектов подвижной радиосвязи и телерадиовещания.
Для достижения поставленной цели в диссертационной работе выполнена следующая программа исследований.
Разработка и обоснование модели антенно-фидерной системы многостанционного объекта для целей анализа внутриобъектовой электромагнитной совместимости.
Разработка для целей оценки ЭМС методики анализа сложной излучающей системы с произвольным числом близкорасположенных излучателей произвольной поляризации, с учетом влияния окружающих металлоконструкций.
Разработка методики и алгоритма расчета развязок в антенно-фидер-ных системах для целей анализа внутриобъектовой ЭМС.
Программная реализация методик анализа и алгоритмов расчета развязок в антенно-фидерных системах для целей обеспечения внутриобъектовой ЭМС.
Апробация методик и алгоритмов при решении тестовых задач.
Исследование характеристик развязки в антенно-фидерных системах для целей внутриобъектовой ЭМС в рамках модельных и реальных задач.
7. Практическая реализация разработанных методик и алгоритмов при
решении конкретных задач в интересах экономики и обороны России.
Диссертационная работа состоит из введения, 4 разделов, заключения, списка литературы и приложения.
Разработка моделей антенно-фидерной системы многостанционного объекта для целей анализа внутриобъектовой электромагнитной совместимости
Как уже отмечалось выше, в соответствии с принятыми методиками, анализ взаимодействия радиопередающих и радиоприемных устройств для оценки ЭМС в части, относящейся к излучаемым помехам (а также к излучаемым мешающим сигналам, порождающим помехи на комбинационных частотах), предполагает учет коэффициента передачи по эквивалентному тракту источник -рецептор [33, 72-74, 81].
В состав указанного «тракта» входят элементы антенно-фидерных трактов передающей и принимающей станций, а также среда распространения трассы радиосвязи. При этом антенны представляются, в основном, своими характеристиками направленности, а их вклад в формирование эквивалентного тракта описывается коэффициентами усиления в соответствующих направлениях [72, 81]. Другими словами, предполагается, что антенны источника и рецептора расположены относительно друг друга в дальних зонах. Взаимное влияние антенн не учитывается.
Подходы, принятые для описания взаимодействия антенн в ближней и промежуточной зонах, базируются, по существу, на той же модели, не учитывающей взаимовлияние антенн, с той разницей, что для целей анализа ЭМС вводится некий эквивалентный коэффициент усиления [81].
Источники помех (передатчики) в рамках упомянутых подходов характеризуются частотами и мощностями излучаемых сигналов, а рецепторы (приемники и передатчики) - параметрами абсолютной или относительной восприимчивости (допустимыми абсолютными или относительными уровнями мешающих сигналов) на определенных частотах.
Применительно к задачам внутриобъектовой ЭМС, указанные подходы, по-видимому, не обеспечат достаточно полный учет всех существенных факто ров, поскольку для достаточно близко расположенных антенн пренебрежение эффектами их взаимного влияния, а также влияния металлоконструкций вблизи мест установки антенн, приводит к существенной погрешности [7, 8, 11].
Достаточно точный учет взаимодействия антенн на частотах полезных сигналов, мешающих сигналов (в данном случае - сигналов, порождающих или могущих породить помехи интермодуляции на соответствующих нелинейных элементах) и помех, в свою очередь, требует, чтобы для указанных частот были известны входные (выходные) сопротивления источников и рецепторов.
Другими словами, решение задач внутриобъектовой ЭМС применительно к излучаемым высокочастотным помехам требует разработки существенного новых исходных моделей описания источников, рецепторов и антенно-фидер-ных трактов, обеспечивающих достаточно полный учет их взаимодействия.
В дальнейшем, в качестве источников и рецепторов помех и мешающих сигналов будем рассматривать передатчики и приемники радиостанций, передатчики станций телевизионного и радиовещания, размещенных на данном объекте.
При этом каждый передатчик, в общем случае, должен рассматриваться:- как источник сигнала на своей рабочей частоте (полезный сигнал для данного передатчика и мешающий - для остальных передатчиков и приемников этой и других станций, расположенных на объекте);- как рецептор мешающего сигнала;- как источник помехи на частотах интермодуляции.
Следует отметить, что согласно действующим нормам ETS [88-91] для передатчиков различного назначения устанавливаются требования к интермодуляционному ослаблению, а также к относительным уровням сигнала помехи, для которых нормируется и оценивается интермодуляция.
Приемники рассматриваем как рецепторы мешающих сигналов и помех на частотах основного и всех не основных каналов приема.
С учетом вышесказанного, в рамках предлагаемой модели, полагаем, что для каждого передатчика заданы (или установлены соответствующими расчетными или экспериментальными методами) следующие основные параметры:- максимальная выходная мощность на рабочей частоте (рабочих частотах) при работе на базисную (стандартную) нагрузку;- максимально допустимый уровень мощности мешающего сигнала, поступающего из антенно-фидерного тракта (с генератора со стандартным выходным сопротивлением) на выход передатчика на существенных (с точки зрения образования помех) частотах; коэффициент отражения как характеристика внутреннего (входного) импеданса на этих частотах;- уровень мощности интермодуляционных помех на выходе передатчика (при заданных уровнях мощности полезного и мешающего сигналов) на существенных (с точки зрения внутри- и межсистемной ЭМС) частотах интермодуляции.
Для каждого приемника полагаем заданными:- допустимый относительный уровень мощности помехи в рабочейполосе (защитное отношение) и коэффициент отражения как характеристикувнутреннего (входного) импеданса на рабочей частоте;- допустимые уровни мощности внеполосных мешающих сигналов начастотах передатчиков объекта и коэффициент отражения как характеристикувнутреннего (входного) импеданса на этих частотах.
Перечисленные выше параметры заданы в технических условиях на изделия согласно действующим требованиям [24, 25], либо регламентированы соответствующими рекомендациями [55, 98, 100, 101], либо же должны быть получены с использованием соответствующих моделей радиосредств, расчетных и расчетно-экспериментальных методов [72-74]. Следует отметить, однако, что способы определения значений указанных параметров выходят за рамки настоящего исследования.
Заданная вышеуказанным образом совокупность радиосредств (передатчиков и приемников) объекта, в рамках предлагаемой модели, подключается к многополюсной антенно-фидерной системе объекта, представляющей собой совокупность антенн и антенно-фидерных трактов входящих в состав объекта станций, с учетом взаимодействия антенн.
Таким образом, общая модель антенно-фидерной системы многостанционного объекта (рисунок 1.7) представляет собой сложный многополюсник, к плечам которого подключены передатчики и приемники, образованный соединением многополюсной излучающей системы с матрицей рассеяния [S ] и q многополюсными фидерными трактами q станций (подвижной радиосвязи, телерадиовещания) с матрицами рассеяния [&1\ [5 2)], ... , [ 9)].
В качестве базисных (нормировочных) сопротивлений при определении параметров рассеяния во всех случаях используются номинальные волновые сопротивления входов и выходов соответствующих устройств (участков тракта, соединительных линий).
Излучающая система включает в себя всю совокупность излучателей антенн станций объекта. Ее входы совпадают с входами излучателей. Матрица рассеяния излучающей системы должна определяться с учетом всех существенных взаимодействий на основе решения электродинамической задачи в строгой постановке, а электродинамическая модель должна предусматривать учет геометрических параметров антенн, несущих и окружающих металлоконструкций.
Разработке соответствующих моделей, методов, методик и алгоритмов посвящены последующие разделы настоящей диссертационной работы.
Фидерный тракт станции включает в себя всю совокупность линейных пассивных устройств, образующих высокочастотный тракт от передатчиков (приемников) данной станции до входов излучателей антенн, включая магистральные и соединительные фидеры, согласующие, симметрирующие, мостовые, фильтровые, развязывающие, диаграммообразующие и распределительные устройства.
Разработка методики решения электродинамической задачи на основе метода коллокации с регуляризацией неустойчивого решения интегрального уравнения
Для решения электродинамической задачи в качестве основополагающего в рамках диссертационной работы использован метод коллокации в тонкопроволочном приближении при кусочно-синусоидальном базисе разложения токовой функции [17, 39, 47, 59, 71, 77]. Заметим, что в качестве интегрального уравнения при этом могут быть взяты уравнения Поклингтона или Харринг-тона, причем конкретный выбор не имеет значения, поскольку не влияет на окончательные расчетные соотношения. Приведем основные соображения, обосновывающие выбор метода.
Во-первых, сам по себе подход на основе тонкопроволочного приближения выгодно отличается от методов на основе уравнений с точными ядрами [13, 48, 49, 53, 70, 75, 76] большей универсальностью в смысле пространственных форм систем проводников (в том числе, электрически соединенных между собой) при существенно меньших объемах вычислений и отсутствии, если не считать некорректности задачи по Адамару [66, 71], вычислительных трудностей [71, 77, 82]. Упомянутая некорректность существенно ограничивает возможно сти метода при наличии электрически толстых проводников. Однако эта трудность в значительной мере преодолевается, благодаря регуляризации [82].
Во-вторых, использование кусочно-синусоидального базиса существенно сокращает объемы вычислений, поскольку поле, создаваемое синусоидальным током рассчитывается по замкнутым формулам без численного интегрирования [17, 40, 71]. Кроме того, данный базис очень удобен при описании сложных конфигураций проводников и электрических соединений между проводниками [71]. С другой стороны, по этим же причинам известные достоинства базисов полной области (например, косинусоидального) не будут проявляться [17, 71].
Следует также добавить, что данный метод достаточно широко использовался и хорошо зарекомендовал себя [11, 40, 71, 77, 80].Приведем основные положения данного метода [11, 40, 71, 77].
Определим для каждого прямолинейного проводника положительное направление тока. Разобьем оси проводники на частично перекрывающиеся электрически короткие отрезки сегменты. Пространственное положение и ориентацию (положительное направление тока) сегмента будем определять тремя точками (радиус-векторами): г,щ - начало к-го сегмента, г(2)А. - его средняя точка, Гфк - его конец. Нумерацию сегментов будем использовать сквозную, такчто к = 1, 2, ... N, где N - общее число сегментов.
Сегменты частично перекрываются. При этом, если к-й сегмент не является крайним на данном проводнике, то r(1)fc = r k-i, и r(3)fe = г к+і Еслиже -сегмент является первым (последним) на данном проводе, то точка г(1)А.(точка r(3)yt) совпадает с началом (концом) провода. Ток на каждом сегментебудем считать кусочно-синусоидальным (близким к кусочно-линейному, треугольному по форме, так как электрическая длина сегмента мала), обращающимся в нуль в начале и конце сегмента и принимающим максимальное значение в средней точке. Точки коллокации будем размещать в средних точках сегментов.
Проводники будем разбивать на сегменты равномерно, так что длины плеч сегментов равны, и сами плечи коллинеарны: r(2)jt - r(1)A. = r(3)fc - r 2)k. Дляописания электрических соединений, согласно [71], дополнительно введем сегменты с неколлинеарными плечами, так что одно плечо сегмента лежит на оси одного провода, другое - на оси другого, а средняя точка сегмента совпадает с точкой электрического соединения проводников. Заметим, что это позволяет моделировать и криволинейные проводники, аппроксимируя их ломаными и представляя прямолинейные отрезки ломаных в виде прямолинейных проводников, электрически соединенных друг с другом [71].
Аналогичным образом каждый зазор вибратора опишем сегментом.Базисные функции возьмем нормированными, т.е. принимающими единичное значение в средних точках сегментов [77]. Каждому Аг-му сегменту поставим в соответствие величину 1 , имеющую смысл тока в средней точке сегмента. Токи сегментов находятся решением системы линейных алгебраических уравнений (СЛАУ):
Если л-й сегмент лежит на участке проводника (не в зазоре вибратора), коэффициент К„к имеет смысл тангенциальной составляющей поля в л-й точке коллокации (радиус-вектор г(2)и), создаваемого единичным током к-го сегмента (т.е. при Ik = 1) при нулевых токах остальных сегментов, а соответствующий свободный член Еп - взятой с обратным знаком тангенциальной составляющей стороннего поля в л-й точке коллокации.
Если л-й сегмент лежит в зазоре вибратора, коэффициент К„ь при п Ф к имеет смысл напряжения в зазоре, создаваемого единичным током к-то сег мента при нулевых токах остальных сегментов, а при п = к — разности напряжения от тока в зазоре (в п-м сегменте) и падения напряжения, создаваемого этим током на сопротивлении нагрузки, подключенной к зазору. Соответствующий свободный член Еп имеет смысл взятого с обратным знаком напряжения в зазоре, создаваемого сторонним полем.
Электродинамическая задача решается каждый раз при возбуждении какого-то одного или двух вибраторов источником тока. Следовательно, ток в сегменте соответствующего зазора задан и не входит в число искомых величин. Поэтому число уравнений и неизвестных СЛАУ равно N-p, где р=\ для режимов возбуждения 1.. .4, и р=2 для режима 5 (см. ниже, п.2.3).
Если k-vi сегмент лежит на прямолинейном проводе (плечи коллинеар-ны, и их длины равны), и п-й сегмент не лежит в зазоре вибратора, то коэффициент Кпк рассчитывается по формулам:
Разработка эффективного алгоритма решения электродинамической задачи, исключающего повторное выполнение вычислительных процедур
Разработанная в разделе 2 методика, формально говоря, предполагает решение достаточно большого числа электродинамических задач. Так, при рас чете коэффициента передачи и развязки между двумя излучающими элементами в излучающей системе требуется (см. п.2.3):- найти ДН в режимах возбуждения 1,2, 4;- найти мощности в режимах возбуждения 1,3,5.
Для каждого режима возбуждения возникает своя электродинамическая задача, и, таким образом, для анализа взаимодействия только двух излучателей приходится решать 5 задач. Несложно подсчитать, что при анализе системы из М излучающих элементов придется решать 5М(М-\) электродинамических задач. В то же время при традиционном подходе, предполагающем расчет развязки по наведенным токам и напряжениям, в аналогичной ситуации достаточно решить только М задач.
Очевидно, что столь существенное увеличение числа решаемых задач вызовет резкий рост потребности в вычислительных ресурсах, который «перекроет» их экономию за счет увеличения скорости сходимости вычислительного алгоритма (за счет определения развязки по характеристикам в дальней зоне).
Между тем, электродинамическая модель в задачах, решаемых при одной и той же частоте, остается практически неизменной. Изменения касаются только стороннего поля (при изменении режима возбуждения, и при переходе к возбуждению другого излучателя) и нагрузок в сегментах, описывающих зазоры вибраторов. Основная часть сегментов (на проводниках) остается неизменной, и коэффициенты Кпк, описывающие их взаимодействия также не изменяются. Очевидно, что при этом возникает возможность существенно сократить ресурсы ЭВМ при вычислении матрицы СЛАУ, поскольку достаточным оказывается большую часть коэффициентов рассчитывать только один раз. Между тем, как будет показано ниже, это же обстоятельство позволяет существенно сократить вычислительные ресурсы и на этапе решения СЛАУ. Такая возможность реализована в разработанном автором алгоритме, который рассматривается далее.
Итак, пусть имеем излучающую систему, включающую М излучателей. Будем решать задачу анализа такой системы при некоторой данной частоте. Занумеруем сегменты таким образом, чтобы первые N\ из них находились на проводниках, а остальные М - в зазорах вибраторов. В силу взаимности многополюсника достаточно исследовать взаимодействие между р-ми и /-ми вибраторами, причем р пробегает значения от 1 до М, a t- только от р до М. В результате возникает М{М- 1)/2 задач для пар излучателей, в рамках каждой из которой возникает 5 задач для 5-ти режимов возбуждения.
Отметим, что на этапе определения матрицы СЛАУ целесообразно выполнить все расчеты необходимые при решении всех задач для пар излучателей и (в рамках каждой из них) всех задач для режимов возбуждения.
Введем обозначения:прямоугольная матрица, содержащая N\ строк и N столбцов, соответствующая коэффициентам первых N\ уравнений СЛАУ; при этом формально считается, что входные токи всех вибраторов входят в число искомых величин;\К J — прямоугольная матрица, содержащая М строк и N столбцов, соответствующая коэффициентам последних М уравнений СЛАУ (эти уравнения соответствуют зазорам вибраторов, входные токи которых формально считаются неизвестными);[Е(рт) \ матрица-столбец из N\ элементов, содержащая свободные членов первых N] уравнений СЛАУ для задачи анализа взаимодействия р-то и t-го излучателей при w-м режиме возбуждения;Р( 2л] - матрица-столбец из М элементов, аналогичная матрицеР(й J но для остальных М уравнений СЛАУ;l (p m)J «рабочая» расширенная матрица полностью определеннойСЛАУ (2.1), соответствующая m-му режиму возбуждения при анализе взаимодействия р-то и t-ro излучателей.
Каждый элемент матрицы [К\ , находящийся на пересечении п-й строки и {N-M+n)-ro столбца (п = 1, 2, ... М) рассчитывается по формуле (2.7), где взято Z„ = 0.
Элементы указанных матриц будем обозначать так же, как и сами матрицы, но без квадратных скобок и с нижними индексами, указывающими номера строк и столбцов.
Полная матрица [К\, дающая необходимую информацию для всех задач определяется следующим образом:
В матрицу [К] введены только столбцы свободных членов, соответствующие режимам возбуждения 1, 3, 5. При этом учтено, что стороннее поле в режиме 2 - такое же, как и в режиме 1. Совпадают также сторонние поля в режимах 3 и 4.
Матрица [К\ незначительно превышает «обычную» матрицу для одной электродинамической задачи, имея на 1 строку (или 2 при 5-м режиме) и на {ЗМ(М - 1)/2- 1} столбцов больше, тогда как М « N. Она рассчитывается один раз, что и обусловливает существенную экономию вычислительных ресурсов.Если не принимать никаких дальнейших мер по экономии вычислительных ресурсов на этапе решения СЛАУ, то «рабочая» матрица [Z(pim)] строится следующим образом: (ptm)
Расчет уровня развязки средств подвижной радиосвязи и ОВЧ телерадиовещания для целей обеспечения межобъектовой ЭМС при частотно-территориальном планировании. Уточнение методики оценки профиля трассы
Как уже отмечалось выше, при достаточно удаленных (слабо взаимодействующих) антеннах, в рамках разработанной методики расчета развязки используются методы на основе непосредственного вычисления наведенных токов и напряжений. При дальнейшем увеличении расстояния между антеннами (а следовательно и развязки), что обычно автоматически выполняется при решении задач межобъектовой ЭМС, становятся вполне применимыми типовые методики расчета на основе известных диаграмм направленности антенн [57, 61, 65, 72,81,98,100].
Упомянутые методики используют методы расчета напряженности поля сигналов и помех, учитывающие влияние рельефа местности, атмосферы Земли, застройки и растительности на основе введения множителя ослабления, который характеризует дополнительное затухание радиоволн по сравнению с их затуханием при распространении в свободном пространстве [98, 99] и зависит от протяженности трассы, длины волны, высот антенн, рельефа местности, метеорологических параметров тропосферы, типа земной поверхности (суша, вода), растительности и застройки.
При автоматизированных расчетах напряженности поля наиболее сложной задачей является учет влияния на величину множителя ослабления реального рельефа местности. Поэтому при таких расчетах влияние рельефа либо совсем не учитывают, либо максимально упрощают, используя некоторые параметры, характеризующие среднюю неровность местности [97].
В рекомендации МСЭ 526-4 [99] представлен метод расчета дополнительного затухания напряженности поля радиосигналов при распространении над неровной местностью с учетом влияния реальных препятствий. К сожалению, вэтой и других рекомендациях МСЭ отсутствует метод отбора препятствий по их степени влияния на распространение радиосигналов. Также ничего не говорится о методе оценки ширины препятствия при отнесения его к клиновидным или аппроксимируемых сферой.
Автором разработана методика оценки профиля трассы, позволяющая автоматизировать процесс отбора препятствий и их квалификацию (определение относительной ширины препятствия, вида и параметров аппроксимирующей функции) при проведении расчетов напряженности поля радиосигналов при их распространении над реальной местностью.
В рамках разработанной методики, в качестве профиля трассы используется вертикальный разрез местности между заданными передатчиком (ПРД) и приемником (ПРМ) со всеми высотными отметками, включая растительность и строения. При построении профилей используются параболический масштаб и прямоугольные координаты. По оси абсцисс откладываются значения расстояний, а по оси ординат - высоты. В этом случае линия, изображающая на профиле трассы условный нулевой уровень, от которого откладываются все высоты, является параболой [45]:g- вертикальный градиент диэлектрической проницаемости атмосферы, XIм.
Затухание, вносимое рельефом местности, сильно зависит от геометрии препятствий. Чтобы определить его, необходимо идеализировать форму препятствий. Чаще всего используют аппроксимацию остроконечной вершиной треугольника (клином) или сферой с определенным радиусом кривизны [99]. Реальные препятствия имеют большое разнообразие форм. Поэтому одним из первых этапов в оценке препятствий должна быть их классификация, то есть отнесение к первому или второму типу и во втором случае определение радиуса кривизны.
Под шириной препятствия понимается его протяженность, отнесенная к длине трассы i?0"где rw - протяженность препятствия по некоторому определенному уровню.Поскольку считается, что основная энергия сигнала передается в пределах первой зоны Френеля или минимальной области распространения [45], за уровень определения протяженности препятствия можно принять нижнюю границу минимальной области распространения (НГОР), т.е. области, представляющей собой эллипсоид вращения с фокусами в точках передачи и приема, для которого разность хода периферийных и прямого лучей равна Х/6.
Радиус поперечного сечения минимальной области распространения для z-ой точкиj-oro участка трассы можно определить по формуле:где kj = —— - относительная координата точки нау-ом участке трассы;ROJ - расстояние между предполагаемыми точками передачи и приема нау -ом участке трассы;Ry - расстояние до текущей точки в интервале расстояния R0j naj-омучастке трассы.
Тогда протяженность препятствия - это расстояние между двумя точками,которые определяются пересечением профиля трассы с НГОР, рассматриваемой на промежуточных участках: между ПРД и вершиной первого препятствия, между вершинами соседних препятствий, между вершиной последнего препятствия и ПРМ (рисунок 4.7). Если между двумя соседними препятствиями относительное расстояние 8i_2 меньше или равно 0.05, то данные препятствия необходимо рассматривать как одно, а вершиной препятствия будет точка пересечения касательных, проведенных к этим препятствиям из точек передачи и приема соответственно. Относительное расстояние находят по формуле:где di.2 - ч расстояние между ближайшими точками пересечения соседних препятствий с нижней границей минимальной области распространения.
Если относительная протяженность препятствия меньше или равна 0.05, топрепятствие можно считать клиновидным [99]. В противном случае предполагается, что препятствие широкое и его можно аппроксимировать сферой определенного радиуса.
Точки, являющиеся выборкой из профиля трассы и лежащие выше НГОР, считаются препятствиями, влияние которых должно учитываться при расчете множителя ослабления. Принцип отбора препятствий показан на рисунке 4.8.
