Содержание к диссертации
Введение
1 Разработка общей методики и алгоритма анализа характеристик антенн подвижной радиосвязи за пределами рабочих полос частот 20
1.1 Классификация антенн подвижной радиосвязи как объекта анализа. Общий алгоритм анализа характеристик внеполосного усиления антенн 20
1.2 Обоснование выбора метода электродинамического анализа и принципов его адаптации применительно к задачам анализа в широкой полосе частот 29
1.3 Разработка эффективной методики электродинамического анализа антенн в широкой полосе частот на основе адаптации метода обобщенной эквивалентной цепи 50
1.4 Формализация элементов цепей питания антенн в обобщенной эквивалентной цепи 61
1.5 Выводы по разделу 77
2 Разработка частной методики и алгоритмов анализа характеристик внеполосного усиления одновходовых антенн подвижной радиосвязи 79
2.1 Конкретизация общей модели и методики анализа применительно к основным типам одновходовых антенн 79
2.2 Алгоритм построения обобщенной эквивалентной цепи для излучающих коаксиальных линий в составе коллинеарных антенн 93
2.3 Алгоритм построения обобщенной эквивалентной цепи для симметрирующих устройств вибраторных излучателей 102
2.4 Алгоритмы анализа одновходовых антенн 112
2.5 Выводы по разделу 126
3 Разработка частной методики и алгоритмов анализа характеристик внеполосного усиления многовходовых антенн подвижной связи на основе кольцевых антенных решеток 128
3.1 Конкретизация общей модели и методики анализа характеристик внеполосного усиления применительно к кольцевым антенным решеткам с круговыми и секторными диаграммами направленности 128
3.2 Разработка математической модели и методики учета частотных свойств диаграммообразующих устройств кольцевых антенных решеток 142
3.3 Алгоритм анализа кольцевых антенных решеток с круговой и секторными диаграммами направленности 155
3.4 Выводы по разделу 162
4 Апробация и практическая реализация разработанных методик и алгоритмов при решении задач обеспечения электромагнитной совместимости на объектах подвижной радиосвязи 164
4.1 Результаты исследования характеристик внеполосного усиления линейных решеток вибраторных и панельных излучателей, колли-неарных антенн и антенн Уда-Яги 164
4.2 Результаты исследования характеристик внеполосного усиления кольцевых антенных решеток с круговой и секторными диаграммами направленности 196
4.3 Опытно-расчетная оценка характеристик антенн по результатам измерения относительных уровней магнитного поля вблизи антенны 205
4.4 Выводы по разделу 223
Заключение 227
Список литературы 232
Приложение. Акты внедрения результатов диссертационной работы 248
- Обоснование выбора метода электродинамического анализа и принципов его адаптации применительно к задачам анализа в широкой полосе частот
- Алгоритм построения обобщенной эквивалентной цепи для излучающих коаксиальных линий в составе коллинеарных антенн
- Разработка математической модели и методики учета частотных свойств диаграммообразующих устройств кольцевых антенных решеток
- Результаты исследования характеристик внеполосного усиления кольцевых антенных решеток с круговой и секторными диаграммами направленности
Введение к работе
Актуальность темы и состояние вопроса.
Характеристики приемных антенн и антенно-фидерных устройств, входящих в состав технических средств радиосвязи и телерадиовещания являются, как известно, существенным фактором обеспечения межсистемной электромагнитной совместимости (ЭМС). Проблемы.ЭМС радиосредств в последнее время существенно обострились. Продолжает расширяться сеть радиоцентров, радиостанций и ретрансляторов телерадиовещания, причем плотность, излучающих технических средств растет гораздо быстрее, чем число объектов. Возникли и быстро внедряются новые радиокоммуникационные технологии.
Отмеченные тенденции приводят к существенному изменению типичной электромагнитной обстановки в местах размещения приемных и передающих средств радиосвязи и, как следствие, усложнению задачи обеспечения ЭМС. При проектировании, базовой станции подвижной радиосвязи или при проведении экспертиз (например, в связи с развертыванием новых радиосредств) должны быть учтены все основные варианты процессов, приводящих к возникновению излучаемых (или связанных с излучением мешающих сигналов) высокочастотных помех, а следовательно мешающие сигналы на различных (в том числе весьма далеких от рабочих) частотах, индуцированные посторонними радиопередатчиками в антеннах приемных и передающих трактов базовой станции.
В связи с отмеченными выше особенностями формирования электромагнитной обстановки, в качестве упомянутых потенциальных источников излучаемых помех могут выступать антенны радиопередающих средств различного назначения и самой различной дислокации. Соответственно, должна быть обеспечена возможность учета вероятного приема помехи в максимально широком (с учетом конкретных обстоятельств) диапазоне азимутальных углов и углов места.
Таким образом, существует актуальная научная проблема развития расчетных и экспериментальных методов исследования характеристик антенн подвижной радиосвязи в диапазонах частот, существенно отличающихся от рабочих, в интересах обеспечения электромагнитной совместимости.
Состояние вопроса в рассматриваемой области характеризуется следующими основными достижениями.
Вопросы учета характеристик антенн в контексте электромагнитной совместимости отражены в трудах В.Г. Ямпольского, О.П. Фролова, О. Ал-лена, Л. Бекера, Г. Керри С. Георгакопулоса, и ряда других отечественных и иностранных ученых. Однако до сих пор практически не исследованы эффекты, связанные с возникновением паразитного внеполосного приема на резонансных частотах антенн и антенных систем, существенно отличающихся от рабочих. Между тем, и сиі РЙЩ^^РЙ^ШМїШІЧ У е т
БИБЛИОТЕКА [
о^хш з
предположить, что усиление на этих частотах может оказаться относительно высоким, в том числе и в направлениях, сильно отличающихся от направления главного излучения на рабочей частоте.
Номенклатура антенн базовых станций подвижной радиосвязи включает, помимо одновходовых антенн, сложные многовходовые системы на основе антенных решеток, реализующие принцип схемно-пространственного сложения сигналов. Создание последних связано с трудами В.Д. Кузнецова, А.Л. Бузова, В.Д. Корнеева, Д.М. Трусканова, однако и в этом случае исследовались характеристики только в рабочей полосе частот. Между тем, в данном случае можно ожидать заметных эффектов вне-полосного приема вследствие относительно больших размеров антенной решетки.
Во всех случаях анализ внеполосных характеристик должен осуществляться для антенной системы в целом, с учетом симметрирующих, согласующих, развязывающих, диаграммообразующих и других фидерных устройств. В литературе имеется много работ по анализу фидерных устройств соответствующих классов, однако методики, обеспечивающие анализ внеполосных частотных свойств для системы, включающей антенну и совокупность фидерных устройств, до настоящего времени не разработаны.
Анализ антенн подвижной радиосвязи в настоящее время производится численными электродинамическими методами, отраженными в трудах многочисленных отечественных и зарубежных ученых (Г.З. Айзенберг, Л.С. Казанский, А.В. Рунов, СИ. Эминов, В.В. Юдин, В.А Яцкевич, К Мей, Р. Митра, В Попович, Р. Харрингтон и др.). В то же время, существенная ресурсоемкость этих методов, с учетом специфики проблемы, требует проведения исследований с целью их адаптации к решению задач анализа антенн в широкой полосе частот.
Для экспериментального исследования характеристик направленности антенн в последнее время широко применяются эффективные расчетно-экспериментальные методы (Л.Д. Бахрах, А.В. Калинин, Д.М. Сазонов, В.А Усин, Р.Джонс, Д. Холлис и др.). Однако, для целей измерения внеполосных характеристик антенн указанные методы должны быть соответствующим образом адаптированы и усовершенствованы.
Цель работы - решение имеющей существенное значение для теории и техники антенн задачи разработки эффективных методик и алгоритмов анализа характеристик антенн в широкой полосе частот и исследования на этой основе пространственных и энергетических характеристик антенн подвижной радиосвязи за пределами рабочих полос частот в целях обеспечения электромагнитной совместимости.
Для достижения поставленной цели в настоящей диссертационной работе выполнена следующая программа исследований.
1. Разработка общей методики аналюа характеристик антенн подвижной радиосвязи за пределами рабочих полос частот, общего алгоритма анали-
за характеристик внеполосного усиления антенн; обоснование выбора метода анализа, его адаптация применительно к задачам анализа в широкой полосе частот; разработка, эффективной методики анализа антенн с учетом цепей питания.
Разработка частной методики анализа характеристик внеполосного усиления одновходовых антенн подвижной радиосвязи; конкретизация общей методики применительно к основным типам одновходовых антенн; разработка частных алгоритмов построения обобщенной эквивалентной цепи для элементов системы питания и антенны в целом.
Разработка частной методики анализа характеристик внеполосного усиления многовходовых антенн подвижной радиосвязи на основе кольцевых антенных решеток; конкретизация общей методики анализа характеристик внеполосного усиления применительно к решеткам с круговыми и секторными диаграммами направленности; разработка модели и методики анализа диаграммообразующих устройств; разработка частных алгоритмов анализа.
Апробация и практическая реализация разработанных методик и алгоритмов при решении задач обеспечения электромагнитной совместимости на объектах подвижной радиосвязи, включая исследования характеристик внеполосного усиления одновходовых антенн, кольцевых антенных решеток с круговой и секторными диаграммами направленности, и опытно-расчетную оценку характеристик антенн на основе результатов измерения поля вблизи антенны по усовершенствованной методике.
Методы исследования. В работе использованы аналитический аппарат и методы электродинамики, теории антенн, теории цепей, теории многополюсников, метод обобщенной эквивалентной цепи (ОЭЦ), численные методы анализа.
Научная новизна работы заключается в следующем:
Разработан общий алгоритм анализа характеристик внеполосного усиления антенн подвижной радиосвязи с учетом частотных свойств элементов системы питания, включающий расчет характеристики входного импеданса антенны в широкой полосе частот, определение контролируемых частот и направлений, расчет коэффициента усиления антенны для контролируемых частот и направлений.
На основе адаптации метода обобщенной эквивалентной цепи разработана методика анализа характеристик антенн в широкой полосе частот, включающая аппроксимацию частотных свойств элементов обобщенной эквивалентной цепи с целью исключения многократного выполнения ресурсоемких вычислений.
Разработаны модели и эквивалентные схемы элементов систем питания антенн, включая излучающие отрезки линий и симметрирующие устройства, для целей анализа внеполосных характеристик методом обобщенной эквивалентной цепи.
4. В рамках декомпозиционного подхода выведены соотношения для
расчета характеристик матриц Батлера в широкой полосе частот при анали
зе внеполосных характеристик кольцевых антенных решеток.
5. Разработана методика опытно-расчетной оценки характеристик
внеполосного усиления антенн подвижной радиосвязи на основе измерения
входных параметров и относительных уровней магнитного поля вблизи ан
тенны; выведены необходимые расчетные соотношения.
Достоверность основных результатов работы обеспечивается адекватностью использованных методов электродинамики и теории антенн, аппарата метода ОЭЦ, теории цепей, теории многополюсников, численных методов расчета и анализа. Достоверность положений и выводов работы подтверждается результатами экспериментальных исследований.
Практическая ценность результатов работы заключается в следующем:
Разработанные в диссертации методики и алгоритмы, полученные результаты исследований создают теоретическую и научно-прикладную основу для решения задач совершенствования технических требований к антеннам подвижной радиосвязи, а также организационных и технических мер обеспечения электромагнитной совместимости.
Разработанная общая методика и алгоритм анализа характеристик антенн за пределами рабочих полос частот, а также частные методики и алгоритмы анализа одно- и много вход овых антенн различных типов позволяют решать задачи анализа внеполосных характеристик в целях обеспечения электромагнитной совместимости для проволочных антенн различных диапазонов, структуры и назначения.
Выполненная адаптация метода обобщенной эквивалентной цепи, включающая аппроксимацию частотных свойств элементов, обеспечивает существенное повышение эффективности и снижение ресурсоемкости расчетных алгоритмов при решении разнообразных прикладных задач антенной электродинамики в широкой полосе частот.
Разработанные модели и эквивалентные схемы элементов питания антенн позволяют повысить эффективность применения метода обобщенной эквивалентной цепи для электродинамических систем, содержащих многопроводные излучающие и неизлучающие линии.
Разработанная методика опытно-расчетной оценки внеполосных характеристик антенн по результатам измерения относительных уровней магнитного поля вблизи антенны, включая вновь выведенные расчетные соотношения, позволяет обеспечить экспериментальную проверку характеристик антенн на частотах, существенно отличающихся от рабочих, при ограниченных возможностях проведения измерений, включая испытания действующих антенн на объектах установки.
Результаты исследования характеристик рассмотренных в диссертации типов антенн подвижной радиосвязи за пределами рабочих полос
частот могут быть непосредственно использованы при решении задач обеспечения ЭМС на конкретных объектах. Реализация результатов работы.
1. Общая методика и алгоритм анализа характеристик антенн под
вижной радиосвязи за пределами рабочих полос частот, частные методики и
алгоритмы анализа характеристик внеполосного усиления конкретных ти
пов антенн и методика опытно-расчетной оценки характеристик внеполос
ного усиления использовались в интересах Минобороны России:
при решении вопросов обеспечения ЭМС на радиоцентре специальной подвижной радиосвязи, для уточнения номенклатуры существенных источников внеполосных помех и обоснования требований к применению дополнительной фильтрации;
для расчета внеполосных характеристик антенн средств специальной подвижной радиосвязи в целях уточнения требований исходных данных для проектирования в части, касающейся обеспечения ЭМС, в связи с проведением работ в местах постоянного и временного пребывания абонентов.
при решении вопросов обеспечения ЭМС на радиоцентре специальной подвижной радиосвязи для уточнения оценки параметров сторонних радиосредств, размещенных вблизи радиоцентра, как потенциальных источников внеполосных помех.
Методики и алгоритмы анализа характеристик внеполосного усиления антенн подвижной радиосвязи использовались, при непосредственном участии автора, в интересах Государственной радиочастотной службы Российской Федерации для уточнения данных по характеристикам антенн на частотах близко расположенных радиоэлектронных средств при проведении в установленном порядке расчетов электромагнитной совместимости в рамках экспертизы радиочастотных заявок.
Отдельные научные результаты диссертационной работы внедрены в учебный процесс Поволжской государственной академии телекоммуникаций и информатики (ПГАТИ).
Реализация результатов работы и достигнутый эффект подтверждены соответствующими актами.
Апробация результатов работы и публикации
Основные результаты по теме диссертационного исследования докладывались на ГХ Международной научно-технической конференции «Радиолокация, навигация, связь» (Воронеж, 2003), 5-й Международной научно-технической конференции «Перспективные технологии в средствах передачи информации» (Владимир, 2003), II Международной научно-технической конференции «Физика и технические приложения волновых процессов» (Самара, 2003), XI Российской научной конференции ПГАТИ (Самара, 2004).
Основные научные и прикладные результаты диссертационной работы опубликованы в 11 научных статьях в периодической научной печати и
материалах международных конференций, а также в 3 публикациях в форме тезисов докладов.
Объем и структура работы
Обоснование выбора метода электродинамического анализа и принципов его адаптации применительно к задачам анализа в широкой полосе частот
Рассмотрим особенности предстоящего исследования и на этой основе сформулируем требования к методике анализа. Нам предстоит исследовать характеристики антенн, состоящих из удлиненных проводников, в широкой полосе частот. Конфигурация антенн предполагается достаточно разнообразной, т.е. количество упомянутых проводников, их ориентация в пространстве, взаимное расположение и соединение друг с другом, их поперечные сечения могут сильно отличаться как для разных антенн, так и в пределах одной антенны. В процессе исследований должна быть определена с достаточно высокой точностью мощность излучения (и распределение мощности излучения по разным направлениям в пространстве). Это означает, что достаточно точно должно быть определено входное сопротивление антенны, поскольку от него зависит, какая мощность будет отобрана от источника (или, соответственно, какая мощность поступит к приемнику в режиме приема). Вышеприведенными обстоятельствами определяется выбор метода, на базе которого следует построить методику исследований. С одной стороны, метод должен быть универсальным, чтобы обеспечить исследование разнообразных и достаточно сложных антенных конструкций. С другой стороны, метод должен обеспечивать хорошую точность при определении входных сопротивлений антенн. Из обзора научно-технической литературы, приведенного выше, следует, что в наибольшей степени этим требованиям удовлетворяет метод обобщенной эквивалентной цепи (ОЭЦ) [16, 51, ВЗО, 68-71].
Однако отмеченное обстоятельство, хотя и имеет определенное значение, все-таки не является решающим при выборе метода анализа. Более существенное значение имеют возможности адаптации метода применительно к задачам анализа в весьма широкой полосе частот. Такая адаптация нужна для любого метода (интегральных уравнения или ОЭЦ), и необходимость ее обусловлена очень большими вычислительными затратами, связанными с необходимостью расчета при достаточно большом числе значений частоты. Если считать, что при «обычном» анализе на рабочей частоте задача решается один раз (с учетом «накладных расходов», связанных с проверкой сходимости и пр.), то при расчете в широкой полосе задача решается столько раз, сколько частот выбрано для анализа, и, соответственно, многократно возрастают вычислительные затраты. При этом, скажем, на этапе определения контролируемых частот число значений частоты весьма значительно, так как они включают не только контролируемые частоты (которые на этом этапе еще неизвестны), а все необходимые для адекватного воспроизведения частотной характеристики входного импеданса (за исключением, быть может, некоторых, для которых можно априорно считать, что антенна достаточно сильно рассогласована).
Какой бы метод не был выбран за основу, основные вычислительные ресурсы потребляются двумя этапами электродинамического анализа [26,109]: - расчет матрицы системы линейных алгебраических уравнений (СЛАУ), которая возникает в результате алгебраизации интегрального уравнения или образуется линейными уравнениями обобщенной цепи; - решение данной СЛАУ. Если вовсе не адаптировать метод, то для каждой частоты придется заново рассчитывать матрицу СЛАУ и решать СЛАУ. Адаптация, таким образом, должна обеспечивать сокращение частот, на которых рассчитывается матрица и (или) решается СЛАУ. Автором предложено адаптацию проводить по принципу аппроксимации частотных зависимостей тех или иных параметров, характеризующих электродинамику излучающей структуры антенны. При этом к процедуре аппроксимации предъявлены следующие (вполне очевидные) требования: - аппроксимирующие выражения должны быть замкнутыми (не содержа щими интегралов) и достаточно простыми; критерий - затраты на вычисление значений этих выражений должны быть, по крайней мере, меньше, нежели затраты на вычисление матричных элементов (для очередных частот); - каждое аппроксимирующее выражение должно без изменения своих параметров обеспечивать применение в достаточно широкой полосе частот (например, в октавной и более широкой) с тем, чтобы существенно снизить число частот, для которых необходимо выполнять электродинамический анализ; - параметры аппроксимирующих выражений не должны сильно зависеть от взаимного пространственного положения сегментов (коллинеарное расположение, расположение сегмента в экваториальной плоскости другого и т.д.).
Выясним, какие имеются основания для предположения о выполнении указанных требований при аппроксимации частотных зависимостей различных параметров. Понятно, что необходимым (но, вообще говоря, недостаточным) условием для этого является то, что аппроксимируемые зависимости как функции от частоты должны иметь малую вариацию. Из общих физических соображений следует, что вариация частотной зависимости того или иного параметра электродинамической системы тем больше, чем больше электрические размеры этой системы. Основываясь на этом положении, сразу отметим, что решение СЛАУ (вектор-столбец) характеризует электродинамику антенны в целом, электрические размеры которой могут быть весьма значительными (особенно на внеполосньгх частотах), поэтому попытки аппроксимировать непосредственно частотную зависимость решения СЛАУ следует признать бесперспективными. Между тем, отдельный матричный элемент (как параметр, характеризующий электродинамику системы) описывает взаимодействие двух (или одного, если элемент диагональный) электрически коротких участков проводников антенны (далее будем называть такие участки сегментами). При этом существенно, что система двух сегментов может быть электрически протяженной, но это связано с расстоянием между ними (скажем, между средними точками), которое как фактор вариации частотной зависимости проявляется в запаздывании фазы при передаче взаимодействия.
Алгоритм построения обобщенной эквивалентной цепи для излучающих коаксиальных линий в составе коллинеарных антенн
Как отмечалось выше (см. п. 1.4), излучающая линия в составе антенны не может быть адекватно описана четырехполюсной эквивалентной схемой. В связи с этим автором разработан несколько иной подход к цепному моделированию излучающих коаксиальных линий.
Разработку модели отрезка коаксиальной линии в составе цепи питания коллинеарной антенны и соответствующей эквивалентной схемы выполняем при следующих допущениях: 1) система, образованная исходной коаксиальной структурой и неким дополнительным проводником нулевого потенциала, рассматривается как регулярная трехпроводная линия, в которой распространяются волны поперечного типа; 2) фазовые скорости всех волн в трехпроводной линии полагаем равными между собой и соответствующими скорости распространения электромагнитной волны в вакууме [62]; 3) собственную емкость внешнего проводника коаксиальной линии полагаем равной емкости соответствующего уединенного проводника [47].
Следует отметить, что допущения, аналогичные принятым выше, достаточно широко применяются при решении задач моделирования многопроводных фидерных трактов, [62], согласующих устройств в составе антенн [17] и т.д. Первое и третье из указанных допущений, в определенном смысле, взаимосвязаны, т.к. степень состоятельности обоих, по-видимому, растет при увеличении расстояния между коаксиалом и дополнительным проводником нулевого потенциала.
С учетом сделанных допущений, для анализа системы, образованной коаксиальной линией и поверхностью нулевого потенциала, можем применить известные результаты исследования регулярных многопроводных структур [17, 56, 62].
Матрицы-столбцы неопределенных коэффициентов [В] и [D] могут быть найдены, исходя из заданных в рамках конкретных задач токов и напряжений в некоторых сечениях линии. В частности, если рассматривается отрезок многопроводной линии длиной /, описываемый как 4Лг-полюсник (на рис. 2.7 приведена иллюстрация для N=2), то токи и напряжения в начале и конце отрезка (секции) суть входные и выходные токи и напряжения плеч многополюсника [104].
Теперь можем перейти к построению искомой эквивалентной схемы отрезка коаксиальной линии с незаземленным экраном, содержащей только сосредоточенные параллельные и последовательные ветви. Общая структура эквивалентной схемы (рис.2.9) определяется очевидным образом, т.к. все у параметры (2.7) первоначально полагаем отличными от нуля.
Элементы матрицы проводимости (у-параметры) эквивалентной цепи рис,2.9 в данном случае нетрудно получить в виде замкнутых выражений, на основе элементарных преобразований, исходя из стандартного определения у-параметров [104].
Действительно, полагая потенциал проводника 1 на рис.2.8 равным единице, а остальных - нулю (рис.2.11 а), определяем емкость Си как величину, численно равную заряду проводника 1, а емкость Сц заряду проводника 2. Но в данном случае эти заряды равны по модулю. Таким образом, соответствующая емкость есть емкость цилиндрического конденсатора, а волновая проводимость соответствует волновой проводимости коаксиальной линии.
Наиболее распространенными типами симметрирующих устройств в составе симметричных вибраторных антенн, применяемых в подвижной радиосвязи, являются устройство на трехпроводной линии (рис.2.13 а) и устройство типа «мостик» (рис.2.13 б) [12, 62]. Устройство на трехпро-водной линии, кроме того, обеспечивает расширенные возможности дополнительного согласования входного импеданса вибратора с трактом [5, 12, 17]. Формализация описания симметрирующих устройств в составе антенн для целей анализа методом ОЭЦ в широкой полосе частот, как было отмечено выше (см. раздел 1), предполагает построение соответствующих эквивалентных схем на основе двухполюсных элементов с определенными частотными характеристиками.
Рассмотрим симметрирующее устройство рис.2.13 (а). Как известно [17, 56, 62], для анализа трехпроводной линии в данном случае полностью применима рассмотренная выше восьмиполюсная модель (рис.2.7), причем «заземленный» проводник в данном случае - не формально введенное удаленное тело, как для модели коаксиала, а один из проводников трехпроводной структуры, который условно принят за общий. Соответственно, с учетом сделанной оговорки, справедливы и выражения для j-параметров (2.7).
В данном случае, как в [56], за общий принимаем внешний проводник линии, не контактирующий с центральным проводником (на рис.2.13 (а), у концов проводников, нанесены цифры, соответствующие нумерации плеч на рис.2.7).
Сравнивая рис.2.7 и рис.2.13, видим, что переход от восьмиполюсной цепи, описывающей трехпроводную линию, к четырехполюснику, описывающему симметрирующее устройство, действительно сводится к «сокращению» многополюсника/как это было сделано в [56].
Разработка математической модели и методики учета частотных свойств диаграммообразующих устройств кольцевых антенных решеток
В соответствии с общим алгоритмом анализа внеполосных характеристик антенн (раздел 1) и с учетом выполненной выше (п.3.1) конкретизацией модели и методики анализа характеристик внеполосного усиления применительно к кольцевым антенным решеткам, при анализе антенн на основе КАР должны быть учтены соответствующие параметры ДОС и их частотные свойства.
С учетом результатов п.3.1, наиболее удобной формой представления свойств ДОС является ее матрица рассеяния. Значения параметров рассеяния ДОС на рабочей частоте определяются требованием реализации модовых возбуждений КАР и соответствуют (3.10), (3.11). Исследование внеполосных характеристик предполагает определение частотных зависимостей параметров рассеяния, включая их значения на отдельных внеполосных частотах, представляющих интерес.
В принципе, с учетом элементной базы ДОС и с использованием разработанных выше моделей и эквивалентных схем элементов цепей питания антенн, можно построить соответствующие эквивалентные схемы составных частей-ДОС и рассчитать параметры рассеяния сложной цепи как функции частоты на основе «сшивания» матриц рассеяния этих составных частей известными методами [28, 97, 104, 107].
Такой подход является достаточно универсальным, однако в данном конкретном случае он явно избыточен. В данном случае речь идет о цепях вполне определенного класса - ДОС в системах питания КАР, которые реализуются в виде матриц Батлера (МБ) обеспечивающих, как уже было отмечено, «замыкание по кругу» фаз выходных сигналов. Коль скоро класс цепей предельно конкретен, имеются основания поставить вопрос о максимальной конкретизации модели, с учетом закономерностей структуры цепи, ее состава и принципов построения.
Предпосылкой для решения данной задачи является существование действительно общего для всех МБ принципа построения структуры цепи. Здесь имеется в виду доказанная А.Л. Бузовым теорема о декомпозиции согласованной ДОС и основанный на ней декомпозиционный принцип синтеза МБ [10, 11, 72]. Сущность этого принципа состоит в том, что, для любой МБ, число входов (выходов) которой не является простым, всегда может быть выполнена такая декомпозиция, что выделенные составные части снова являются цепями того же класса - матрицами Батлера, только меньшей размерности.
Таким образом, для анализа (синтеза) ДОС типа МБ любой размерности достаточно располагать нужными данными для набора «элементарных» МБ с размерностями, соответствующими простым числам. (В дальнейшем, для краткости, матрицу Батлера, имеющую ТУ входов и N выходов будем обозначать как МБ NxN). В данном случае ограничимся рассмотрением набора из двух элементарных матриц Батлера: МБ 2x2 и МБ 3x3, использование которых в таком качестве вполне достаточно для построения МБ с широкой номенклатурой числа входов и выходов [12, 72].
Сделаем одно важное допущение - будем считать, что у любой МБ входы (выходы) идеально развязаны и согласованы. Это вполне правомерно, так как реально направленные ответвители (НО) с электромагнитной связью (используемые в качестве элементной базы МБ) действительно обеспечивают весьма значительный уровень развязки и согласование в достаточно широком диапазоне частот [12, 72,104]. Эффекты, связанные с конечным уровнем развязки и согласования проявляются незначительно и основное значение имеют параметры, характеризующие передачу сигнала от входов к выходам МБ. С другой стороны такое допущение существенно упрощает задачу, так как в матрице рассеяния [5] МБ ненулевыми будут только блоки передачи (недиагональные клеточные подматрицы при делении полной матрицы на 4 одинаковых «клетки»).
Необходимо подчеркнуть, что структура системы фидеров, соединяющих между собой выделенные МБ малой размерности, всегда строится по одному правилу: выходы к-й МБ рхр (всего р выходов) подключаются к к-м входам всех МБ qxq (всего р таких МБ), причем подключение осуществляется соответственно- л-й выход МБ рхр (п = 1, 2, ...р) подключается ко входу и-й МБ qxq. Такая общность принципа построения системы соединительных фидеров открывает широкие возможности для создания простого алгоритма анализа, в достаточной степени формализованного и легко реализуемого на ЭВМ.
Сущность подхода, вообще говоря, состоит в последовательном выполнении нескольких процедур декомпозиции и соответствующего обратного процесса рекомпозиции. Сначала в исходной МБ NxN выделяются МБ рхр и МБ qxq, на втором этапе декомпозиция применяются к последним и так до тех пор, пока в результате декомпозиции не будут выделены элементарные МБ, для которых декомпозиция уже не применима. Параметры рассеяния элементарных МБ к этому моменту должны быть известны.
Предположим, что для исследуемой МБ NxN определено число этапов декомпозиции (рекомпозиции), и для каждого этапа определены значения параметров р и q (количество входов и выходов МБ меньшей размерности). В рамках процесса рекомпозиции на каждом этапе требуется по известным к данному моменту параметрам рассеяния (коэффициентам передачи между входами и выходами) МБ меньшей размерности определить аналогичные параметры для МБ большей размерности (на первом этапе рекомпозиции - по коэффициентам передачи элементарных МБ, которые полагаем известными).
Результаты исследования характеристик внеполосного усиления кольцевых антенных решеток с круговой и секторными диаграммами направленности
В рамках апробации методик, алгоритмов и программ, разработанных в результате проведенных диссертационных исследований, проведены расчеты вне-полосных характеристик для следующих типов КАР: - КАР, формирующая круговую азимутальную ДН; - КАР, формирующая секторную ДН. В качестве КАР первого типа было рассмотрено 3-входовое АФУ на основе одноэтажной 4-входовой КАР вертикальной поляризации с модовым возбуждением, фазовое распределение для которых показано в табл.4.10
В качестве излучателя КАР применен нормально (радиально) ориентированный симметричный линейный вибратор с симметрирующе-согласующим устройством на основе трехпроводной структуры. ДОС, обеспечивающая модо-вые возбуждения, представляет собой матрицу Батлера на основе 3-дБ направленных ответвителей (НО) с электромагнитной связью и фазовращателей на отрезках линий. Мода №2 (противофазная) и соответствующий вход, как и в большинстве подобных АФУ, не используются.
В соответствии с разработанным алгоритмом, на первом этапе для данной КАР были рассчитаны собственные коэффициенты отражения с целью выявления паразитных (контролируемых) частот (полос частот) приема.
В качестве КАР 2-го типа (формирующей секторную ДН) была рассмотрена 16-входовая антенная система с 90-градусными секторами ДН, построенная по схеме рис.4.21 на основе одноэтажной 16-входовой КАР вертикальной поляризации. В качестве излучателя КАР применен нормально (радиально) ориентированный симметричный линейный вибратор. При расчете характеристик излучателя решетки учитывалось, наряду с вибратором, входящее в состав излучателя симметрирующее согласующее устройство на основе плоской трехпроводной структуры, близкой по длине к четвертьволновой. С целью экспериментальной апробации методик и алгоритмов разработана методика опытно-расчетной оценки внеполосных характеристик антенн и проведены соответствующие исследования.
Как отмечалось во Введении, для целей решения рассматриваемых в данной работе задач, необходимо основываться на расчетно-экспериментальных методах, учитывающих существенное отличие пространственной структуры поля в области измерения от структуры поля в волновой зоне. Это требует определения на поверхности измерения эквивалентных источников обоих типов -электрических и магнитных. Далее, во избежание трудностей калибровки в весьма широкой полосе частот, следует использовать методы, предполагающие собственно измерения только электрических или только магнитных величин [67, 78]. Поскольку в конечном итоге находятся характеристики направленности, это позволит ограничиться измерением относительных уровней, что вовсе не требует калибровки, но предполагает проведение измерений в большем числе точек. Для восстановления диаграммы направленности по эквивалентным источникам предлагается использовать принцип Гюйгенса-Кирхгоффа [76, 67, 99]. При этом фазовые соотношения предлагается определять экспериментально, что вполне осуществимо в рассматриваемых диапазонах частот.
Выясним, каков минимальный набор измеряемых величин при условии, что измеряются компоненты либо только электрического, либо только магнитного поля. Введем измерительную поверхность S, которая, строго говоря, должна быть замкнутой и окружать исследуемую антенну [76]. Между тем, на практике довольно часто используют незамкнутые поверхности, которые можно рассматривать как части соответствующих замкнутых поверхностей с превалирующими уровнями поля [3, 44, 67, 109]. Например, в случае зеркальных антенн или антенн иных типов, имеющих узкую диаграмму направленности в обеих плоскостях, можно проводить измерения на плоском прямоугольнике, расположенном перед апертурой [44, 109]. В данном случае антенны не столь направленные, причем часто используются всенаправленные (по азимуту), усиление в которых достигается за счет сжатия диаграммы направленности в вертикальной плоскости. Для таких антенн используют круговую цилиндрическую поверхность [44, 67]. В данном случае нужно еще учесть, что исследуемые антенны рассчитаны на излучение (и прием) вертикально поляризованных волн, т.е. излучающие проводники ориентированы вертикально. При этом излучение в сторону торцов цилиндра незначительно, что дает дополнительные основания для использования цилиндрической поверхности [67].
По этим причинам принято использовать ориентированную вертикально (своей осью) незамкнутую круговую цилиндрическую поверхность S в качестве измерительной. Введем на S ортогональную координатную сетку с криволинейными координатами г, t и соответствующими тангенциальными ортами т0, Г0. В каждой точке на S определим нормаль с ортом щ, направленным наружу объема, ограниченного S (т.е. в направлении от исследуемой антенны). Координатную сетку на S ориентируем таким образом, что векторы т0, t0, п0 образовывали правую тройку; при этом [т0,Г0] = Я0 (здесь и далее квадратными скобками будем обозначать векторное произведение). Обозначения компонент поля и тока на S будем снабжать соответствующими нижними индексами « г» , « t» , « п », а сами компоненты будем определять как функции от координат г, t. Кроме того, нам потребуется определение зависимостей и по нормали — от координаты я, отсчитываемой по нормали (положительное направление указывается ортом Я0) таким образом, что значению п = 0 соответствует положение точки на 5 .
