Содержание к диссертации
Введение
1 Разработка эффективной методики электроди намического анализа излучающих структур с раз ветвлениями проводников на основе скрещенных виб раторов 19
1.1 Анализ особенностей электродинамической задачи и возможных подходов к ее решению. Выбор и обоснование электродинамической модели и метода решения задачи 19
1.2 Модификация метода уравнения Харрингтона с использованием комбинированного базиса 28
1.3 Обеспечение линейной независимости граничных условий в точках разветвления проводников 38
1.4 Разработка процедур, обеспечивающих устойчивость вычислительного алгоритма на основе метода Тихонова 47
1.5 Разработка алгоритма электродинамического анализа, его программная реализация и тестирование 55
1.6 Выводы по разделу 63
2 Исследования характеристик антенных струк тур с излучателями, выполненными на основе скре щенных вибраторов 64
2.1 Исследование диапазонных свойств скрещенных вибраторов линейной и круговой поляризации с регулируемыми характеристиками направленности 64
2.2 Исследование частотных свойств пространственных и кросс-поляризационных характеристик антенн на основе скрещенных вибраторов, размещенных на электрически тонкой опоре, при различных способах повышения радиопрозрачности опоры 76
2.3 Исследование импедансных и пространственноэнергетических свойств эквидистантных линейных решеток на основе скрещенных вибраторов 93
2.4 Исследование взаимного влияния излучателей в виде скрещенных вибраторов в составе кольцевых антенных решеток 102
2.5 Выбор типа пространственной структуры проектируемой антенной системы 114
2.6 Выводы по разделу 121
3 Методика проектирования ан енн на основе скрещенных вибраторов. исследования эффективно сти применения скрещенных вибраторов 123
3.1 Классификация антенн смешанной поляризации на основе скрещенных вибраторов. Принципы построения дуплексных антенн смешанной поляризации для систем подвижной радиосвязи 123
3.2 Разработка схемотехнических решений частотно- избирательных устройств поляризационного разделения для дуплекс ных антенн смешанной поляризации 142
3.3 Разработка методики и алгоритма проектирования антенных систем на основе скрещенных вибраторов 153
3.4 Исследование эффективности излучения эллиптической поляризации и сдвоенного приема на центровой станции при использовании антенн с поляризационным разнесением на основе скрещенных вибраторов 164
3.5 Исследование эффективности применения скрещенных вибраторов в составе кольцевых решеток, реализующих схемно-пространственную мультиплексию 170
3.6 Выводы по разделу 179
4 Экспериментальные исследования и практическая реализация методики проектирования антенн на основе скрещенных вибраторов 181
4.1 Экспериментальные исследования антенн на основе скрещенных вибраторов 181
4.2 Разработка и практическая реализация двухполяризационных антенных систем с регулируемой диаграммой направленности для систем специальной подвижной радиосвязи 192
4.3 Разработка и практическая реализация антенных структур типа Уда-Яги на основе скрещенных вибраторов для систем специальной подвижной радиосвязи 201
4.4 Выводы по разделу 208
Заключение 211
Список литературы 216
Приложение.
- Модификация метода уравнения Харрингтона с использованием комбинированного базиса
- Исследование частотных свойств пространственных и кросс-поляризационных характеристик антенн на основе скрещенных вибраторов, размещенных на электрически тонкой опоре, при различных способах повышения радиопрозрачности опоры
- Разработка схемотехнических решений частотно- избирательных устройств поляризационного разделения для дуплекс ных антенн смешанной поляризации
- Разработка и практическая реализация антенных структур типа Уда-Яги на основе скрещенных вибраторов для систем специальной подвижной радиосвязи
Введение к работе
Информационное и телекоммуникационное обеспечение осуществляемой руководством России в настоящее время активной деятельности, направленной на решение текущих и перспективных задач развития экономики и политической системы предполагает реализацию высоких требований к эффективности и качеству всех составных частей системы специальной связи государственного управления России.
Это, в частности, определяет постоянный рост требований к тактико-техническим характеристикам средств специальной подвижной радиосвязи (СПР) и, в том числе, входящих в их состав антенно-фидерных устройств. Прежде всего, это относится к основным характеристикам по назначению, а также к требованиям оперативности и мобильности. При этом возникает очевидное противоречие: с одной стороны, для получения хороших антенных характеристик необходимо усложнять антенную конструкцию, используя различного рода дополнительные элементы. С другой стороны, для быстроразворачиваемых антенн специальной связи такое усложнение нередко просто недопустимо, так как при этом увеличится время развертывания, потребуется больше личного состава для их установки и т.п.
Отметим также, что появление в составе абонентских радиостанций СПР малогабаритных (ручных) аппаратов привело к снижению мощности абонентских передатчиков и к увеличению неопределенности пространственной ориентации абонентской антенны. Оба эти фактора обусловливают необходимость принятия дополнительных мер для сохранения высоких тактико-технических характеристик систем связи.
Одним из эффективных путей разрешения проблемы является применение смешанной поляризации (в том числе, в сочетании с частотной избирательностью), а также различного рода легких и несложных по конструкции съемных пассивных переизлучающих структур. Смешанная поляризация, особенно
частотно-избирательная, позволит улучшить основные характеристики антенн при ограниченных их размерах. Здесь существенно то, что, в отличие от пространственной избирательности, поляризационная и частотная избирательность могут быть реализованы при достаточно малых электрических размерах антенны. Применение съемных пассивных структур позволит обеспечить оперативное изменение антенных характеристик, адаптируя таким образом антенны к конкретной тактической обстановке.
Для решения указанных задач настоятельно необходимо проведение всесторонних исследований антенных систем смешанной поляризации и создание эффективных методов и средств их проектирования.
Таким образом, в настоящее время существует актуальная научно-техническая проблема повышения эффективности антенн СПР, обеспечения тактической гибкости и управляемости пространственных и поляризационных характеристик на основе совершенствования методики их проектирования.
Состояние вопроса в рассматриваемой области характеризуется следующими основными достижениями.
Проблема создания антенн с регулируемыми пространственными характеристиками представляет значительный практический и теоретический интерес и по ней имеется достаточно большое количество научно-технической литературы.
Формирование характеристик антенн подвижной связи с помощью замедляющих структур из параллельных стержней и структур типа "четвертьволновый стакан" рассматривалась в трудах Г.З. Айзенберга, А.Л. Бузова, В.Д. Дву-реченского, Г.А. Ерохина, Л.С. Казанского, М.А. Минкина, О.Н. Терешина, Е.Ю. Шередько, В.В. Юдина. [4, 5, 15, 17, 18, 19, 20, 24, 76, 86]. При этом считается, что регулирующие элементы не входят в состав самой антенны. Наиболее часто целью такой регулировки является устранение влияния опор и других металлических конструкций на диаграмму направленности антенны, в частности, сохранение близкой к круговой диаграммы направленности в горизонталь-
ной плоскости [4, 5, 15, 18, 19, 20, 55]. В части обеспечения круговой диаграммы направленности антенны, находящейся вблизи несущих металлических конструкций, с помощью замедляющих структур из параллельных стержней имеется российский приоритет, подтвержденный патентами [4, 5]. С другой стороны, рассматривались возможности целенаправленного использования влияния несущих металлических конструкций для регулирования характеристик антенн в нужную сторону [76]. Однако вопросы применения пассивных структур до настоящего момента рассматривались только для антенн линейной (в основном вертикальной) поляризации и без обеспечения возможности регулировки характеристик антенн.
Наиболее перспективным вариантом технической реализации антенн со смешанной поляризацией представляется использование излучателей на основе скрещенных вибраторов [11, 130]. Поляризационным характеристикам антенн для подвижной связи в настоящее время уделяется повышенное внимание не только в части теоретических исследований, но также и в практическом плане. Так, ведущими мировыми производителями антенн и оборудования для базовых станций систем подвижной связи предлагается обширный ассортимент антенн со скрещенной поляризацией [117, 118, 121, 123]. По вопросу регулирования их поляризационных характеристик имеется много теоретических работ. Особое место занимают исследования в области антенн с поляризационной маневренностью (polarization-agile antennas). В числе авторов работ по этой тематике следует упомянуть С. Гао (S. Gao), Л. Дуссопта (L. Dussopt), Дж.М. Лахе-урта (Laheurte J.M.), М. Янга (М. Yang), Ю. Рахмат-Сами (Y. Rahmat-Samii), Н. Джина (N. Лп) и ряд других ученых [124, 126, 127, 128, 132, 133, 134, 136, 141, 142, 143, 145, 149, 152, 154, 155, 158, 160, 163]. Такие антенны обеспечивают оперативное переключение поляризационных характеристик, в том числе, очень быстрое - с помощью электронных приборов.
Однако, вопросы обеспечения смешанной поляризации до сих пор исследовались применительно, главным образом, к сотовой радиосвязи - для диапа-
зонов 900 МГц и 1800 МГц при формировании секторных ДН с пространственным сложением сигналов нескольких передатчиков. Между тем, специфика СПР во многих случаях требует всенаправленного излучения и приема при одновременной работе нескольких радиостанций на общую антенную систему. Одним из вариантов реализации такой системы являются кольцевые антенные решетки (КАР), работающие по принципу схемно-пространственной мультип-лексии. Такие КАР также исследовались и реализовывались, создана соответствующая теория, изучены вопросы синтеза КАР и их диаграммообразующих схем, минимизации реактивных потерь, максимизации КНД и т.д. [15, 16, 24, 25,28,29, 71, 78,90,92,115,111,135]. Однако, все это делалось исключительно для вертикальной поляризации. Вопросы реализации смешанной поляризации (в том числе, частотно-избирательной) применительно к КАР и схемно-пространственной мультиплексии до настоящего времени практически не изучены. Между тем, имеются основания полагать, что, благодаря специфической ориентации вибраторов в соседних излучателях, взаимодействие между ними по полю будет иным, и это позволит повысить эффективность антенн центровых станций, наряду с "системным" положительным эффектом от собственно смешанной поляризации. Это же относится и к вертикальным эквидистантным решеткам.
Следует также отметить, что до настоящего времени не рассматривались вопросы изменения конструктивных решений скрещенных вибраторов при переходе в более низкочастотные (по сравнению с сотовой радиосвязью) диапазоны, используемые в специальной радиосвязи, а также вопросы реализации в этих диапазонах частотно-избирательных устройств поляризационного разделения, позволяющих сочетать поляризационную избирательность с частотной и за счет этого дополнительно улучшать характеристики антенн.
Несмотря на обилие интересных публикаций, внедрение в практику соответствующих результатов сдерживается недостаточной теоретической проработкой методики проектирования антенных систем с регулируемыми простран-
ственными и поляризационными характеристиками. Такие методики, прежде всего, должны быть основаны на современных эффективных методах электродинамического анализа.
Известные на сегодняшний день методы решения электродинамических задач с математической точки зрения можно разделить на две большие группы. К первой группе относятся методы, основанные на решении краевых задач для дифференциальных уравнений [48, 97, 122, 153]. Такие подходы весьма эффективны при решении внутренних задач антенной электродинамики. При решении же внешних задач они мало эффективны с точки зрения использования вычислительных ресурсов [43,105].
Ко второй группе относятся методы, использующие интегральные представления поля и предполагающие решение интегрального уравнения или системы интегральных уравнений [37]. В этой группе можно выделить два основных направления по принципу описания эквивалентных источников. К первому относятся методы, основанные на строгой исходной постановке задачи относительно поверхностных источников. Это методы сингулярных интегральных уравнений, развитые в трудах В.А Неганова, Г.П. Ярового, СИ. Эминова и других ученых [26, 27, 82, 83, 84, 85, 89, 108, 109, 156, 162] и метод обобщенной эквивалентной цепи, разработанный Л.С. Казанским [56, 57, 58, 59, 72, 73, 74]. Данные методы позволяют строить устойчивые вычислительные алгоритмы, однако относительно ресурсоемки. Ко второму направлению относятся методы на основе постановки задачи относительно эквивалентных осевых источников.
Во втором направлении существует большая группа методов на основе тонкопроволочного приближения с использованием уравнений Фредгольма 1-го рода. Эти методы получили наиболее широкое распространение в задачах анализа проволочных антенн. Они развивались в работах Е. Галлена (Е. Hallen), Р.Ф. Харрингтона (R.F. Harrington), Дж.Х. Ричмонда (J.H. Richmond), Г.З. Айзенберга, Г.А. Клигера, А.В. Рунова и многих других отечественных и зарубежных ученых [10, 43, 60, 63, 81, 105, 113, 125, 139, 140, 144]. Основные достоин-
ства этих методов - простота алгоритмизации, сравнительно небольшая потребность в вычислительных ресурсах, универсальность в смысле пространственных форм. К числу недостатков этих методов можно отнести их некорректность по Адамару. Этот недостаток существенным образом ограничивает возможности методов, так как при этом возникают довольно сильные ограничения на величину радиуса проводников.
Для преодоления отмеченной трудности в рамках тонкопроволочного приближения широко используются различные методы регуляризации. К настоящему времени такие методы развиты в работах А.Н. Тихонова, В.Я. Арсе-нина, А.В. Гончарского и многих других ученых. Такие методы разрабатываются как в общей исходной постановке задачи [40, 67, 68, 79, 95, 96, 120], так и применительно к конкретным задачам антенной электродинамики [62, 112]. В работах А.Л. Бузова, В.В. Юдина и др. [15, 21, 111] для регуляризации используются стационарные свойства характеристик излучения в дальней зоне; однако такой подход применим только для кольцевых решеток при модовых возбуждениях. В.Е. Назаровым, В.А. Яцкевичем, С.Ф. Каршакевичем и др. [63, 81,116] предложен метод регуляризации, основанный на отображении функции распределения осевого тока в функцию распределения магнитного поля на поверхности проводника; однако этот метод работоспособен в ограниченном диапазоне радиусов проводников. Необходимо отметить метод на основе априорного ограничения вариации искомой функции [12], однако при использовании этого подхода могут возникнуть определенные трудности при определении параметра регуляризации.
Перспективны методы на основе ИУ Фредгольма 2-го рода. Такие методы разработаны в работах Е.Н. Васильева, М.А. Бузовой, М. Таскиена (М. Taskinen) и многих других ученых [34, 36, 38, 65, 104, 138, 159, 164]. Постановка задачи в рамках этого метода является изначально корректной по Адамару, и поэтому здесь не возникает трудностей, связанных с неустойчивостью решения. Это практически снимает ограничение сверху на величину радиуса про-
водников, однако эти методы более ресурсоемки из-за необходимости усреднения поля по контуру поперечного сечения проводника.
С учетом специфики поставленных в работе задач, наиболее перспективными в качестве основы для разработки эффективной методики анализа представляются методы на основе уравнений Фредгольма 1-го рода с использованием при необходимости метода регуляризации Тихонова.
Существенными с точки зрения эффективности методики анализа являются вопросы реализации вычислительных алгоритмов, включая определение систем базисных и координатных (весовых) функций, выбор численных методов при решении полученной системы линейных алгебраических уравнений (СЛАУ), а также при ее регуляризации, сокращение вычислительных затрат.
Проблеме выбора систем базисных и координатных функций посвящена обширная литература [13, 33, 36,43, 107, ПО, 119, 129, 131, 137, 147, 148, 151, 157, 161, 165]. При этом можно выделить два различных подхода к определению систем функций: их определение с учетом априорно известных свойств ожидаемого решения и использование сугубо математических систем функций, позволяющих получать сильно разреженные матрицы СЛАУ (на основе вейв-лет-анализа и пр.). Следует отметить, что игнорирование физического содержания задачи может привести к плохой аппроксимации и снижению эффективности алгоритма [13].
Среди систем базисных функций традиционно выделяют базисы полной области и базисы частичных областей. Основным достоинством базисов полной области является быстрая сходимость решения, основным недостатком - большие вычислительные затраты. Из базисов частичных областей следует выделить кусочно-синусоидальный базис, так как поле от него находится в замкнутых выражениях. В [33, 36] предложен квазипериодический кусочно-синусоидальный базис полной области, сочетающий в себе достоинства указанных выше базисов. Этот базис особенно эффективен при наличии в антенной системе геометрической и электрической симметрии. Существенным не-
достатком такого базиса является невозможность описания гальванических контактов в точках множественного ветвления проводников. Поэтому пред^ ставляется перспективным обоснование применения комбинированного базиса на основе квазипериодического кусочно-синусоидального базиса на непрерывных участках проводников и кусочно-синусоидального базиса в местах гальванических контактов.
Что касается численных методов решения СЛАУ, а также ее регуляризации, то имеющееся значительное количество публикаций по этим проблемам [7,39,44,49, 54, 69,80,102], по-видимому, обеспечит их обоснованный выбор.
Цель работы - разработка, исследование, экспериментальная апробация и практическая реализация эффективной методики проектирования антенн с регулируемыми пространственными и поляризационными характеристиками на основе скрещенных вибраторов.
Для достижения поставленной цели в диссертационной работе выполнена следующая программа исследований.
Модификация метода уравнения Харрингтона с использованием комбинированного базиса
Таким образом, для решения электродинамической задачи используется комбинированный базис, включающий парциальные системы функций - ККФ-базис полной области и вспомогательный базис частичных областей в виде системы «узловых» кусочно-синусоидальных функций, формализующих гальванические связи в разветвлениях проводников. Выше было высказано предположение (основанное, главным образом, на результатах работы [32]), что при комбинировании столь разнородных базисов возможна их линейная зависимость, или, точнее, близость системы к линейно зависимой. Рассмотрим этот вопрос.
Ограничимся рассмотрением одного прямолинейного проводника, вдоль которого отсчитывается координата /, и на отрезке которого введена система ККФ: Ь ),Ь2(l),...bN(l). Добавим к этой системе «узловую» кусочно-синусоидальную функцию b0(l), причем будем рассматривать только ту ее часть (плечо), носитель которой расположен на том же проводнике. Полученная таким образом система функций схематично показана на рис. 1.2. Понятно, что если для этой системы удастся доказать линейную зависимость, то это же будет верно и для другой части «узловой» функции (на другом проводнике, где она аналогичным образом образует линейно зависимую систему с другой системой ККФ), а также для сколь угодно сложной системы проводников с произвольным числом «узловых» функций.По определению линейная зависимость означает возможность подбора коэффициентов оц, а2, ...aN (не все нулевые) таким образом, что выполняется следующее равенство: т.е. одна из функций системы, в качестве которой мы берем «узловую», может быть выражена через остальные - в виде их линейной комбинации.
ККФ близки к тригонометрическим функциям - усеченным гармоникам. Предположим, что различие пренебрежимо мало, и будем далее рассуждать так, как если бы в (1.1) слева фигурировали гармоники. Предположим также, что носитель функций bl(l),b2{l),...bN(l) не ограничен, т.е. это «обычные» гармоники. При этих условиях левую часть (1.1) можно рассматривать как сумму тригонометрического ряда Фурье. Тогда при N - оо и при определении коэффициентов а как коэффициентов Фурье для функции bQ (/) по формулелевая часть (1.1) «воспроизведет» периодическую функцию, представляющую собой «узловую» функцию Ь0 (/), повторяющуюся с периодом. Такая величина периода обусловлена тем, что у низшей гармоники на расчетном отрезке [/j ,/j+i)] укладывается ровно половина периода. Учтем теперь, что bk (/) = Опри / /j и / /j + D; это означает, что левая часть уже не будет периодической функцией, и из всех повторяющихся частей останется только одна - соответствующая собственно «узловой» функции b0(l), так как последняя имеет носитель на отрезке [/j, /j +D\.
Таким образом, при N - оо и определении ак как коэффициентов Фурье по формуле (1.2) равенство (1.1) является строгим. Следовательно, система функций b0 (/), bx (/), Ь2 (/), ...bN (/) при N - со становится линейно зависимой и не может использоваться в качестве базиса. Нетрудно видеть, что этот вывод справедлив не только в случае использования гармонических функций, но и вообще во всех случаях, когда слева в (1.1) фигурирует функциональный ряд, равномерно сходящийся к b0(l). ККФ же весьма близки к тригонометрическим функциям и обеспечивают равномерную сходимость, поэтому вышеизложенное относится и к ним тоже.
Разумеется, при реальных расчетах число N всегда ограничено, и следует говорить о приближении системы, которая, строго говоря, остается линейно независимой, к некоторой линейно зависимой системе. Между тем, с точки зрения реальных вычислений понятия «строго линейно зависимая система» и «строго линейно независимая система» сами становятся нестрогими [41]; из-за неизбежных погрешностей вычислений линейно зависимая система и достаточно близкая к ней линейно независимая будут проявлять себя одинаково, что и было весьма убедительно показано в [32]. Существенно, что в цитируемой работе рассматривалась задача, близкая к той, что рассматривается здесь, - тот же базис полной области на основе ККФ и локальный источник тока, который моделировался кусочно-синусоидальной функцией, весьма «похожей» на функ
Исследование частотных свойств пространственных и кросс-поляризационных характеристик антенн на основе скрещенных вибраторов, размещенных на электрически тонкой опоре, при различных способах повышения радиопрозрачности опоры
Довольно частым требованием к характеристикам антенн БС подвижной радиосвязи [166] является круговая ДН с неравномерностью ±3 дБ. Обычно такие антенны устанавливаются на электрически тонких опорах. В качестве БС могут применяться двухполяризационные антенные системы на основе скрещенных симметричных вибраторов, ориентированных под углами ±45 к вертикали. При этом опора достаточно интенсивно возбуждается, что, в свою очередь, сказывается на форме ДН. Для ослабления влияния опоры на вид ДН необ ходимо уменьшить ток, возбуждаемый в опоре. Повысить радиопрозрачность опоры [15] можно несколькими способами:1. Уменьшение диаметра опоры.2. Увеличение расстояния от излучающей структуры до опоры.3. Использование элемента импедансной структуры.4. Использование четвертьволновых стаканов [15,20].
Рассмотрим каждый из указанных способов повышения радиопрозрачности опоры. Исследуемая антенная система на основе скрещенных вибраторов представлена на рис.2.1, а). Ее основными элементами являются: опора, траверса и вибраторная структура (элементы 1-3 на рис.2.1, а) электродинамическое моделирование антенной системы проводились так, как описано в разделе 1. В исследовании проводились расчеты ДН в горизонтальной плоскости, входного сопротивления антенной системы, распределения тока на опоре, и в определенных случаях развязки между вибраторами.
В свободном пространстве (т.е. в отсутствии опоры) активная часть входного сопротивления вибраторов на частоте 400 МГц составляет 35,8 Ом, а реактивная минус 2,6 Ом. При этом ДН в горизонтальной плоскости является круговой.
В зависимости от диаметра опоры d и расстояния до нее скрещенных вибраторов h будут меняться вид ДН и входное сопротивление антенны (см. рис.2.11,2.12). Сначала рассмотрим зависимость импеданса от диаметра опоры. Начальные параметры (d, И) взяты из [167], являющиеся для данной антенны оптимальными по критерию обеспечения широкополосности, и составляют, соответственно, 0,1 ЗА, и 0,33X, при X = 0,75 м.
Излучение вертикальной поляризации исследуемой антенной системы направлено, в основном, в переднюю полуплоскость за счет возбуждения опоры. На рис.2.11 представлены ДН и распределение тока по проводникам антенной системы для различных диаметров опоры на частоте 400 МГц. На участках 1 - 4 показано распределение тока по плечам вибраторов, а на участке 5 - наопоре. Из приведенных рисунков видно, что при уменьшении толщины опоры ток на ней уменьшается, и направленность антенны понижается. При этом входное сопротивление антенны изменялось незначительно: для диаметра 0,2 м активная часть составила 46,5 Ом, реактивная 15,4 Ом; для d= 0,1 м - 47,0 Ом и 7,5 Ом; для d = 0,05 м - 45,9 Ом и 2,8 Ом. В последнем случае активная часть сопротивления отличается от входного импеданса вибраторов, находящихся в свободном пространстве, на 22%, а реактивная, вообще, имеет положительное значение. При дальнейшем уменьшении диаметра ток на опоре будет стремиться к нулю, а входное сопротивление к значению 35,8 - /2,6 Ом, но из конструктивных соображений это уменьшение будет нецелесообразным.
Рассмотрим зависимость входного сопротивления от расстояния вибраторов до опоры. В этом случае диаметр опоры при варьировании h остается постоянным и имеет значение 0,1 м. ДН и распределение тока для трех значений h на частоте 400 МГц показаны на рис.2.12 (на участках 1-4 показано распределение тока по плечам вибраторов, а на участке 5 - на опоре). Как видно из рисунка при h = 1,5 м ДН является круговой с неравномерностью ±3 дБ, а ток на опоре не превышает 10% от максимального тока на вибраторах. При этом входные сопротивления составили: для h = 0,25 м - 47,0 Ом и 7,5 Ом; h = 0,75 м- 36,7 Ом и -3,8 Ом; h = 1,5 м - 36,3 Ом и -3,2 Ом. Для h = 1,5 м активная часть сопротивления отличается на 1%, а реактивная - на 19%. Таким образом, ток в данном случае намного меньше, чем при уменьшении диаметра опоры. Но при этом траверса будет иметь большую длину. Тогда для прочности такой антенной системы возможна установка на опоре двух упоров, поддерживающих траверсу. Для данной конструкции, представленной на рис.2.1, а) (элементы 1-3, 10), были рассчитаны ДН и распределение тока, показанные на рис.2.13. На участках 1-4 показано распределение тока по плечам вибраторов, на участке 5- на опоре, а на участках 6, 7 - на упорах. Формируется круговая ДН с неравномерностью ±3 дБ, а на упорах наводится небольшой ток. При этом активная часть импеданса составила 36,6 Ом, реактивная - минус 3,0 Ом.Уменьшение диаметра опоры и увеличение расстояния между вибраторами и опорой позволяет формировать ДН близкие к круговым, однако в некоторых случаях использование таких способов нецелесообразно или принципиально невозможно.
В перечисленных случаях, исключающих применение описанных выше способов, для повышения радиопрозрачности опоры могут быть использованы импедансные структуры первого (полуволновые стержни) и второго вида (четвертьволновые стаканы) [15].
Для исследуемой антенной системы возможно использование элементов импедансной структуры, представляющих собой два вертикально расположенных стержня, закрепленные на опоре. Антенная система с установленными элементами импедансной структуры показана на рис.2.1, а) (элементы 1 - 4). ДН и распределение тока для данной антенной системы показано на рис.2.14. На участках 1-4 показано распределение тока по плечам вибраторов, на участке 5 - на опоре, а на участках 6, 7 - на элементах импедансной структуры. При этом формируется круговая ДН с неравномерностью ±3 дБ. Ток на опоре в этом случае не уменьшается, но за счет противофазного тока на стержнях влияние на развязку вибраторов ослабляется. При этом активная часть импеданса составила 34,4 Ом, реактивная - 10,4 Ом. На рис.2.15 показаны ДН исследуемой антенной системы с установленными элементами импедансной структуры для волн вертикальной и горизонтальной поляризаций рассчитанные на различных частотах. Из приведенных ДН видно, что на частоте 400 МГц провал немного превышает уровень минус 3 дБ. При увеличении длины элементов импедансной структуры этот провал уменьшается, но при этом существенно увеличивается на других частотах. Для проверки возможности формирования ДН близких к круговым не только в рабочей полосе частот было проведено соответствующее исследование. На рис.2.16, а) показаны ДН в полосе частот 320 + 480 МГц. Как видно из рисунка с увеличением частоты провал в задней полуплоскости уменьшается, но увеличивается в передней полуплоскости за счет изменения
Разработка схемотехнических решений частотно- избирательных устройств поляризационного разделения для дуплекс ных антенн смешанной поляризации
Согласно п.3.1, в состав УПР входят (точнее, могут входить) следующие составные части:- трансформаторы сопротивлений;- мостовые устройства (мосты, направленные ответвители), которые могут быть квадратурными или синфазно-противофазными;- фазовращатели, которые могут быть неизбирательными или частотно-избирательными .
Как уже отмечалось в п.3.1, трансформаторы сопротивлений целесообразно выполнять на четвертьволновых отрезках линий. Вопросы проектирования таких устройств хорошо изучены [15,101], поэтому обсуждать их здесь нет необходимости.
Квадратурные мосты целесообразно выполнять в виде НО с электромагнитной связью на основе связанных полосковых линий [15]. При необходимости несложно пересчитать известную конструкцию НО на другой диапазон, основываясь на принципе электродинамического подобия. По этой причине подробно останавливаться на НО с электромагнитной связью также нет необходимости.
Что касается синфазно-противофазных мостов, то они могут быть реализованы в виде так называемых гибридных колец [47, 98, 99].
Подобные устройства уступают НО с электромагнитной связью по диапазонным свойствам; в то же время совокупная длина линий в них значительно (до 6 раз) превышает длину участка связи связанных линий, и в рассматриваемых диапазонах они получаются более громоздкими. Поэтому непосредственно их использовать на практике не имеет смысла. Между тем, аналогичные устройства могут быть построены на сосредоточенных элементах. В таком варианте исполнения синфазно-противофазный мост, оставаясь по-прежнему менее широкополосным по сравнению с НО с электромагнитной связью, оказывается значительно более компактным и простым по конструкции. Эти преимущества оказываются весьма привлекательными или даже решающими в тех случаях, когда речь идет о быстроразворачиваемых и возимых устройствах. Что же касается диапазонных свойств, то во многих случаях они не имеют решающего значения, так как диапазоны частот дуплексной радиосвязи в диапазонах ОВЧ и УВЧ имеют относительно небольшую ширину (14...16%).
Таким образом, вариант исполнения синфазно-противофазного моста на сосредоточенных элементах практически интересен, и в связи с этим в рамках настоящей диссертационной работы выполнены исследования по разработке основных схемотехнических решений таких устройств. Далее дается краткое изложение полученных при этом результатов.
При синтезе схемы моста на сосредоточенных элементах в качестве прототипа рассматривался синфазно-противофазный мост на отрезках линий. Сам синтез выполнялся по принципу замены отрезков длинных линий эквивалентными схемами на сосредоточенных элементах с последующей минимизацией числа последних. Синфазно-противофазный мост представляет собой четыре отрезка линий, причем три отрезка имеют длину А/4 (четвертьволновые отрез 3 ки) и один отрезок - длину —X. Каждый из этих отрезков заменяется эквива 4лентной схемой на сосредоточенных элементах. Эквивалентные схемы могут иметь вид Т-образных контуров, П-образных контуров, или каскадных соеди нений таких контуров. В данной работе использовались П-образные эквивалентные семы.
Известно [70], что на одной частоте П-образный контур может строго воспроизвести (т.е. обеспечить те же самые параметры четырехполюсника) отрезок линии произвольной длины. Импеданс в продольной ветви Z и адмитанс в параллельной ветви Y являются при этом чисто мнимыми (реактивными) и определяются по формулам:где W- волновое сопротивление моделируемой линии;р = волновое число;
А. / - геометрическая длина моделируемого отрезка линии. Формулы (3.3), (3.4) являются строгими для фиксированной частоты, но с той или иной мерой точности их можно считать справедливыми и в некоторой полосе частот, охватывающей эту расчетную частоту. Другими словами, схема на сосредоточенных элементах обеспечивает эквивалентность в некоторой полосе частот. Чем больше длина отрезка линии / по сравнению с длиной волны, тем меньше ширина этой полосы. Если широкоплосность оказывается недостаточной, моделируемую линию представляют каскадным соединением нескольких отрезков линий с таким же волновым сопротивлением, но уже с меньшей длиной. Для каждого такого отрезка эквивалентная схема оказывается более широкополосной, более широкополосной становится и эквивалентная схема в целом. Фактически это означает, что длинные отрезки линий с целью необходимой широкополосности приходится моделировать не одним П-образным (или Т-образным) контуром, а каскадным соединением таких контуров.
Разработка и практическая реализация антенных структур типа Уда-Яги на основе скрещенных вибраторов для систем специальной подвижной радиосвязи
На основе результатов, полученных автором, во ФГУП СОНИИР был разработан антенно-усилительный комплекс «Искра». Рабочий диапазон данного комплекса составляет 130 ... 190 МГц. Схематичный чертеж антенной системы этого комплекса представлен на рис.4.16 (фронтальный вид) и рис.4.17 (профильный вид). На рис.4.18 показан внешний вид антенной системы, установленной для заводских испытаний.
АР представляет собой двухэтажную решетку, состоящую из двух расположенных один над другим блоков излучателей. Блок излучателей представляет собой скрещенную структуру, образованную двумя излучателями типа Уда-Яги, размещенными на общей траверсе. Для обеспечения возможности излучения и приема сигналов с поляризационным разнесением элементы излучателей расположены на траверсе во взаимно ортогональных плоскостях таким образом, что плоскости поляризации излучаемых и принимаемых ими волн образуют с горизонтальной плоскостью углы ± 45.
Каждый излучатель состоит из рефлектора, двух директоров и симметричного полуволнового вибратора (см. рис.4.16, 4.17). Элементы излучателя выполнены в виде цилиндрических проводников диаметром 16 мм и одним концом механически закреплены на траверсе, представляющей собой отрезок трубы диаметром 28 мм. Согласование вибратора с питающим фидером осуще- ствляется с помощью устройства согласования, выполненного в виде так называемого у-трансформатора, установленного на траверсе около вибраторов.
Антенно-усилительный комплекс «Искра» предназначен для совместной работы с абонентскими станциями (АС) системы подвижной радиосвязи для обеспечения существенного увеличения дальности связи, включая возможность качественной работы на границе и за пределами зоны обслуживания городского или вынесенного радиоцентра.«Искра» используется при работе как с одновходовыми АС, так и с АС со сдвоенным приемом в дуплексном режиме с поляризационным разнесением приема для каждого входа.
Поляризация принимаемых АР электромагнитных волн либо линейная вертикальная с одного приемного выхода и линейная горизонтальная с другого приемного выхода, либо эллиптическая с противоположным направлением вращения для разных приемных выходов. Формирование амплитудно-фазовых распределений, обеспечивающих различные виды поляризации, осуществляется посредством УПР.
Изделие обеспечивает следующие основные характеристики по назначению. ДН АР в горизонтальной плоскости - секторная шириной не более 80 градусов по уровню -3 дБ. КНД АР в направлении максимального излучения на частотах передачи и приема не менее 7,9. Модули коэффициентов передачи по передающим и приемным трактам УПР на частотах передачи и приема составляют -3 ± 0,5 дБ. Разность фаз коэффициентов передачи по трактам УПР на частотах передачи и приема составляет 0±15 при линейной поляризации волн и -90±15 при эллиптической поляризации волн; разность фаз коэффициентов передачи по трактам УПР на частотах приема составляет 180±15 при линейной поляризации волн и 90±15 при эллиптической поляризации волн.
Результаты данной диссертационной работы при разработке изделия «Искра» реализованы в части антенно-фидерного устройства. После изготовления опытного образца с целью проверки выполнения предъявленных требова ний был проведен ряд расчетно-экспериментальных исследований в рамках предварительных испытаний изделия. Далее приводится краткое описание основных моментов измерения и расчета параметров АФУ.
Измерение коэффициентов передачи в трактах УПР производилось прибором Р4-37 на средних частотах передачи и приема с допустимой погрешностью установки частоты ±0,2 МГц. При измерениях определялись модули и фазы коэффициентов передачи на крайних и средней частотах рабочего диапазона.
ДН и КНД определялись расчетным путем по измеренным значениям фазы коэффициентов передачи УПР. Расчеты ДН и КНД вьшолняются на ЭВМ с использованием ПК XPOLTIH.
КСВН на входе АР измерялся также с помощью прибора Р4-37 по стандартной методике предприятия. При этом относительная погрешность измерения составила є = 2,4 КСВН, % [45,46].Разность фаз коэффициентов передачи в приемопередающих трактах УПР при линейной вертикальной поляризации на частотах передачи и приема составила 1 и 5, соответственно. При идеальном фазировании это значение должно равняться нулю, и такая фазовая ошибка является вполне приемлемой [1,2].
Модуль коэффициента передачи в данных трактах УПР при линейной вертикальной поляризации на частотах передачи и приема в среднем составил соответственно -3,24 дБ и -3,27 дБ.На рис.4-19-4.21 представлены ДН АР при различной поляризации.На рис.4.19 представлены ДН АР в вертикальной и горизонтальной плоскостях, соответственно, при линейной
