Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Печатные отражательные антенные решетки 12
1.1. Общие сведения 12
1.2. Математическая модель одиночного элемента 17
1.3. Исследование свойств одиночного элемента 30
1.4. Применение методов фазового синтеза при проектировании ПОАР ДН специальной формы 40
1.5 Методы анализа ПОАР 48
1.6. Практическая реализация ПОАР 55
1.7. Выводы 62
Глава 2. Математическая модель печатных отражательных антенных решеток на основе конечно-бесконечных структур 64
2.1. Математическая модель печатной отражательной антенной решетки на основе конечно-бесконечных структур 64
2.1.1. Общие выражения 64
2.1.2. Применение метода эквивалентных схем для вывода выражений функции Грина 69
2.1.3. Решение системы интегральных уравнений для конечно-бесконечной ПОАР 79
2.1.4. Оценка сходимости и точность разработанной математической модели 87
2.2. Исследования свойств ПОАР на основе разработанной модели 89
2.3. Выводы 105
Глава 3. Проектирование многополосных ПОАР 107
3.1. Широкополосные ПОАР с малой апертурой 108
3.2. Особенности проектирования ПОАР со средней апертурой 112
3.3. Проектирование двухчастотных ПОАР с большой апертурой 121
3.4. Общие вопросы проектирования остронаправленных двухчастотных ПОАР с большим отношением центральных частот рабочих диапазонов 128
3.5. Проектирование остронаправленных двухчастотных ПОАР с большим отношением центральных частот рабочих диапазонов с учетом взаимного влияния элементов 133
3.6. Проектирование трехчастотных ПОАР 136
3.7. Выводы 139
Глава 4. Практическая реализация ПОАР 140
4.1. ПОАР с секторной и косекансной ДН 140
4.2. Антенная решетка миллиметрового диапазона с диаграммой направленности специальной формы 147
4.3. ПОАР для систем спутникового телевидения 156
4.4. Выводы 166
Заключение 168
Список литературы 170
- Исследование свойств одиночного элемента
- Практическая реализация ПОАР
- Оценка сходимости и точность разработанной математической модели
- Антенная решетка миллиметрового диапазона с диаграммой направленности специальной формы
Исследование свойств одиночного элемента
Следовательно, для формирования карандашной ДН, с максимумом в направлении (90,ф0), распределение фазы коэффициентов отражения вдоль раскрыва можно представить в виде: Формула (1.5) состоит из двух слагаемых. Первое вычисляется с помощью (1.4) и служит для компенсации сферического фронта падающего поля. Второе слагаемое представляет собой линейное фазовое распределение для формирования максимума в требуемом направлении. Следует отметить, что при проектировании ПОАР, максимум ДН которых отклонен от нормали к раскрыву, необходимо тщательно выбирать местоположения облучателя, для того чтобы минимизировать эффект угловой дисперсии главного лепестка ДН [35]. В наиболее простом случае х0=у0=0 и ф0=е0=0, тогда выражения (1.4), (1.5) принимают вид:
Важнейшим этапом в проектирования ПОАР является выбор типа ПЭ, поскольку именно от него зависят важнейшие характеристики антенны, такие как ширина полосы рабочих частот, направленные свойства, технологичность и стоимость производства. Расчет электродинамических свойств ПЭ можно осуществить с помощью универсальных программных пакетов САПР, например [36-37]. Тем не менее, с экономической точки зрения, целесообразно иметь под рукой собственный быстрый и надежный алгоритм расчета, который можно реализовать в массовых и доступных программах, например в среде MathCAD [38].
Для получения характеристик ПЭ необходимо уметь рассчитывать электромагнитное поле печатного планарного излучателя. Наибольшее распространение для решения такого рода задач получил метод моментов в спектральной области (Spectral Domain Metod of Moments - SD MoM) [39], 40], [41]. Переход из пространственной в спектральную область и обратно осуществляется с помощью преобразования Фурье: плотности поверхностного тока. Выражение (1.9) получено путем записи в (1.8) функции G(r,r) через обратное преобразование Фурье. Формулы (1.8) и (1.9) записаны для вектора напряженности электрического поля и плотности поверхностного электрического тока, однако аналогичные выражения можно записать для любой пары «поле-источник» комбинируя E, H с J, M (M – плотность магнитного тока).
Таким образом, одним из ключевых вопросов является поиск выражений для функции Грина. Решить эту задачу можно с помощью нескольких способов: непосредственный вывод нужных формул из Уравнений Максвелла [3; 39; 41]; применение метода эквивалентных схем [34; 40]; при расчете сложных излучателей можно воспользоваться леммой Лоренца [42; 43]. Для относительно простых задач (однослойные ПЭ, многослойные ПЭ с воздушным межслойным заполнением) проще воспользоваться первым подходом.
Ниже представлен вывод функции Грина [41] для наиболее распространенного случая – источник электрического тока над экраном с диэлектрической подложкой (см. рис. 1.5). Подробные выводы выражений для Функций Грина представляют практический интерес, поэтому имеет смысл остановиться на данном пункте более подробно. где к0 - волновое число в свободном пространстве, є - относительная диэлектрическая проницаемость среды. Решая (1.10)-(1.11) методом разделения переменных получаем уравнение, связывающее продольное волновое число kz с поперечными волновыми числами кх и ку:
Описанный выше метод нахождения функции Грина довольно прост, но при увеличении числа диэлектрических слоев порядок системы уравнений возрастает, и процесс вывода становится довольно рутинным. В таком случае удобно воспользоваться методом эквивалентных цепей, подробный вывод выражений для которого представлен в [34], а применительно к микрополосковым антеннам он используется в [40]. Тем не менее, уместным будет вкратце изложить его суть.
Поперечная структура представляется в виде длинной линии, а функция Грина ищется как отклик (в виде ТМ- и ТЕ-волн) линии на источник. Запись уравнений Максвелла в виде телеграфных уравнений позволяет использовать формулы из теории длинных линий. Причем для получения полного тензора необходимо найти всего лишь две скалярные функции Грина.
Практическая реализация ПОАР
Принцип построения совмещенного раскрыва видов взаимного влияния элементов – первый определяется взаимодействием излучателей одного и того же частотного диапазона, второй вид определяется взаимодействием излучателей разных частотных диапазонов. Взаимное влияние ПЭ первого рода учитывается с помощью приближения ячейки Флоке и, следовательно, им можно пренебречь, чего нельзя сказать о взаимном влиянии второго рода, которое относительно подробно рассматривается в [30]. В работах [18; 30] взаимодействие ПЭ, предназначенных для работы на разных частотах, сводится к минимуму путем оптимизации относительной диэлектрической проницаемости и высоты подложки. Такой способ регулировки взаимного влияния существенно ограничивает разработчика в наборе применяемых СВЧ-60 диэлектриков, что может привести к существенному росту стоимости антенны. Благодаря наличию совмещенного раскрыва, ПОАР, описанные в [18; 30], можно рассматривать как частный случай универсальных антенн, несмотря на то, что формально они спроектированы для работы с конкретными видами поляризации. Наиболее подробно процесс проектировки ПОАР Ku-диапазона с совмещенным раскрывом из однослойных элементов в виде вложенных рамок ( =3.175 мм, `=2.17, размер ячейки 12мм х 12мм) описан в [18].
Для достижения оптимальных характеристик в [18; 58] авторами предлагается дополнительная оптимизация геометрии, которая позволяет учитывать свойства ПЭ в полосе частот. Для этого сначала составляется база данных, содержащая характеристики элемента в зависимости от его геометрии, что позволяет записать суммарную фазовую ошибку по всем ПЭ в раскрыве в виде следующего функционала: где т - порядковый номер элемента, yreq - требуемая фаза, yachiv - фаза конкретного элемента; fi, fc, fr - нижняя, центральная и верхняя частота соответственно. Таким образом, минимизация (1.49) теоретически позволяет получить оптимальные свойства в заданной полосе частот. В [18, 58] доказана эффективность предложенной процедуры оптимизации. В результате была изготовлена и экспериментально исследована большая ПОАР (1.2м х 1.2 м) Ku-диапазона (частоты приема1 1.4-12.8 ГГц, частоты передачи 13.7-14.5 ГГц). В итоге, достигнуты высокие показатели эффективности антенны: КУ на 12 ГГц составляет 40.7 дБ, на 14 ГГц - 43 дБ. Анализ литературных источников показывает, что наибольшие трудности возникают при проектировании универсальных двухчастотных антенн, в то время как создание ПОАР, предназначенных для роты с конкретными видами поляризации, не вызывает особых проблем. Наиболее перспективным представляются двухчастотные двухполяризационные ПОАР с совмещенным раскрывом. Существующие образцы таких антенн изготовлены с использованием дорогостоящих СВЧ-материалов [18; 30], что снижает их конкурентоспособность. Следовательно, актуальной задачей является разработка методик проектирования универсальных двухчастотных ПОАР, позволяющих использовать доступные и недорогие материалы. Для этого необходимо разработать способы учета влияния ПЭ различных частотных диапазонов друг на друга.
В данной главе приведены общие сведения из теории ПОАР, а также произведен обзор научных работ, посвященных данной тематике. В общем, процесс проектировки ПОАР разделен на несколько стадий, а именно:
Выбор типа ПЭ зависит прежде всего от требований к полосе рабочих частот проектируемой антенны. Анализ литературы показывает, что систематизированные исследования, направленные на изучение свойств ПОАР в зависимости от геометрии ПЭ и самой антенны сих пор не проводился. В результате, разработчик вынужден руководствоваться отчасти интуитивными соображениями, суть которых проста - чем больше диапазон регулировки фазы, тем лучше. Проблема здесь заключается в том, что зачастую расширение диапазона регулировки фазы ПЭ усложняет конструкцию антенны, что может вызвать проблемы при производстве и, как минимум, ведет к удорожанию антенны. Отсюда следует актуальность исследований, направленных на выявление общих свойств ПОАР в зависимости от различных параметров ее геометрии, включая геометрию ПЭ. Наиболее перспективным методом анализа представляется модель ПОАР на основе конечно-бесконечных структур, так как она является компромиссом между приближенным анализом на основе ячейки Флоке и полноволновым электродинамическим моделированием. Однако на данный момент использование конечно-бесконечных структур для анализа ПОАР вызывает определенные трудности, так как открытая математическая модель не опубликована, а использование универсальных пакетов (как [18]) не всегда целесообразно с экономической точки зрения.
Относительно недавно начали активно исследоваться двухчастотные ПОАР, что продиктовано необходимостью работы в широком диапазоне частот. Как правило, двухполюсные антенны проектируются для работы с сигналами определенной поляризации, что лишает их универсальности. Методы проектирования универсальных двухчастотных ПОАР проработаны довольно слабо, в особенности это касается способов учета взаимного влияния ПЭ различных частотных диапазонов, что заставляет использовать дорогостоящие материалы при изготовлении антенн.
Анализ литературы показывает, что большинство методов расчета характеристик ПОАР основано на приближении локальной периодичности, в котором считается, что каждый элемент взаимодействует с бесконечным количеством себе подобных в рамках бесконечной планарной АР. Такие методы обладают определенными границами применимости - геометрия печатных элементов не должна претерпевать резких скачков. Последнее условие выполняется далеко не всегда, поскольку при увеличении размеров раскрыва количество скачков размеров ПЭ резко растет. Выходом из ситуации мог бы служить полноволновой анализ всей антенны целиком, но его применение ограничено мощностью вычислительной техники. По указанным выше причинам, упомянутые методы трудно применимы для оценки характеристик ПОАР с большими раскрывами. Компромиссным вариантом является модель на основе конечно-бесконечных структур, которая с успехом применяется для оценки характеристик АР с внутренним питанием [25-26]. Такие структуры состоят из конечного числа излучателей вдоль одной из координат и бесконечного вдоль другой. Применительно к печатным отражательным антенным решеткам такая модель используется в [18], правда весьма ограниченно. Во-первых, исследовался уровень напряженности электрического поля в точке расположения фокуса, во-вторых, использовался коммерческий программный пакет, который не всегда есть в наличии. Целью данной главы является развитие данного метода, а именно: -создание математической модели ПОАР на основе конечно-бесконечных структур с помощью метода моментов в спектральной области, -использование полученной модели для исследования общих свойств печатных ОАР, таких так ширина полосы рабочих частот и качество ДН в зависимости от геометрии антенны (количество слоев печатных излучателей, размер раскрыва, фокусное расстояние).
Оценка сходимости и точность разработанной математической модели
В то же время, с увеличением размеров апертуры разница в характеристиках между однослойными и многослойными структурами сокращается. Это объясняется тем, что ключевым фактором, влияющим на полосу рабочих частот, в этом случае становятся его собственные свойства. С изменением частоты отношение геометрического расстояния от фазового центра облучателя до каждого ПЭ к длине волны меняется, что приводит к появлению фазовых ошибок и, соответственно, к сужению полосы рабочих частот. Очевидно, что чем больше размеры апертуры, тем выше значения фазовых ошибок.
Кроме того, с помощью полученных графиков можно сделать вывод, что целесообразность перехода с двухслойных структур на трехслойные неочевидна. Использование трехслойных ПЭ целесообразно при дополнительных процедурах оптимизации [76], когда геометрия ПЭ побирается исходя из его свойств в полосе частот, а параметрами оптимизации являются все размеры печатных излучателей. В таком случае за счет большего количества степеней свободы трехслойный элемент обладает преимуществом перед двухслойным.
В целом, характеристики ПОАР, показанные на рис. 2.15 оказались значительно ниже тех, которые можно найти в [22]. Это объясняется тем, что в работе [22] оценка ширины полосы рабочих производилась по критерию достижения значения фазовой ошибки в 180 на краях апертуры. В такой оценке присутствует определенная логика, тем не менее, при такой фазовой ошибке КИП составляет ц = -8 дБ (снижению КИП на 8 дБ). Значению КИП г) = —1 дБ соответствует фазовая ошибка в 65 на краях апертуры, следовательно, график, опубликованный в [22] должен быть скорректирован для сравнения с рис. 2.15. Кроме того, расчеты в работе [22] проводились в несамосогласованной постановке.
На рис. 2.15 выделяется зависимость для ПОАР с многослойным раскрывом размером 10 х 10 (на частоте проектирования) при отношении F/D=\. При таких параметрах полоса рабочих частот по полученным данным составляет от 40% до 50% (от центральной частоты рабочего диапазона). Геометрические размеры раскрыва близки к размерам первых двух зон Френеля на частоте проектирования, т.е. разность фаз падающего поля на краях апертуры и в центре не превышает 360. В таком случае частота проектирования приближается к верхней границе рабочего диапазона, так при уменьшении частоты КИП снижается значительно медленнее, чем при увеличении. При дальнейшем увеличении параметра F/D (F/D \) можно 100 добиться еще большей полосы рабочих частот, но такие конструкции не представляют практического интереса.
Помимо значения КНД (или КУ) и ширины рабочей полосы частот важно иметь представления о форме ДН. Особенно актуальна эта задача для ПОАР с большой площадью апертуры, когда полноволновой анализ затруднителен. Модель на основе конечно-бесконечных структур позволяет рассчитывать ДН для антенн значительных размеров (в главе 4 приводятся ДН антенны со стороной раскрыва 95). Для выявления закономерностей влияния количества слоев в ПЭ на форму ДН были произведены расчеты ПОАР со стороной раскрыва 40 в однослойном, двухслойном и трехслойном исполнении. Результаты моделирования отображены на отображались бы как прямые линии, что означает синфазность рассеянного поля от всех ПЭ. Видно, что размах разброса фазы электромагнитного поля в дальней зоне для однослойных ПОАР значительно больше, чем для многослойных, что и приводит к искажению ДН.
Интересно отметить, что скачки геометрии при отношении jup / j ow = 0 8 случаются в два раза реже чем при L?p / Low = 0.7 (см. рис. 2.18) из-за увеличенного (до 720) диапазона регулировки фазы, в то время как скачки фазы на рис. 2.17 случаются с одинаковой частотой. Из этого можно сделать вывод, что фазовые ошибки возникают не из-за резких скачков размеров соседних ПЭ, а при переходе границ зон Френеля. 14 8
Отдельной темой для исследования является влияние относительной диэлектрической проницаемости на характеристики ПОАР. Подробное рассмотрение данного вопроса не является задачей диссертационной работы, поэтому в данном разделе приводятся только некоторые примеры расчета характеристик ПОАР на основе диэлектрика с 1. На рис. 2.19 показана частотная зависимость КНД ПОАР со стороной раскрыва 20 для случая воздушного межслойного заполнения и при наличии диэлектрической подложки с `=2. Для однослойной структуры повышение плотности диэлектрика не сказалось значительного на характеристики ПОАР. В то же время, при использовании двухслойных ПЭ ширина полосы рабочих частот увеличилась. Для выявления закономерностей изменения полосы рабочих частот в зависимости от значения ` необходимы дополнительные исследования. Тем не менее, можно отметить, что анализ ПОАР с помощью
В данном разделе с помощью полученной математической модели показан механизм образования ДН ПОАР, а также произведена оценка полосы рабочих частот в зависимости от геометрии антенн. Расчетные данные показывают, что АР со стороной раскрыва 10 при отношении F/D=1 потенциально способны перекрывать частотный диапазон в отношении 2:1. Установлено, что при схожих потенциальных характеристиках направленности многослойные ПОАР обладают преимуществом по форме ДН перед однослойными структурами, что выражается в более низком уровне бокового излучения. Помимо этого, рассматриваются вопросы, касающиеся зависимости величины фазовых ошибок от количества слоев в ПЭ. Сделан вывод, что фазовые ошибки в раскрыве появляются при переходе границы каждой второй зоны Френеля, то есть когда фаза электромагнитного поля облучателя в плоскости раскрыве меняется 360.
Глава состоит из двух основных разделов, первый из которых посвящен выводу математической модели для конечно-бесконечных ПОАР, второй -анализу характеристик антенн на основе полученной модели.
В рамках первого раздела даны общие формулы для расчета ДН конечно-бесконечных структур. В основе данной математической модели лежит от пространственных зависимостей электромагнитного поля в спектральную область [34; 41; 45; 90-91]. Помимо этого, с помощью метода эквивалентных схем [34; 40] получены формулы для функции Грина, когда источник электрического тока и точка наблюдения находятся в слое однородного диэлектрика; выражение функции Грина для магнитного тока на поверхности композитной панели (диэлектрик, металлизированный с двух сторон); спектральное представление плоских волн при падении на экран с диэлектриком. В последней части первого раздела завершается формирование математической модели ПОАР на основе конечно-бесконечных структур. Приводятся выражения для расчета элементов интегральных и матричных уравнений, а также формулы для расчета ДН исследуемых антенн.
Во второй части главы исследуются различные характеристики ПОАР в зависимости от геометрии. Для антенн с раскрывом 10х10, 20х20 и 40х40 произведена оценка ширины полосы рабочих частот по критерию снижения КИП на 1 дБ. Установлено, что наибольшим выигрышем в полосе рабочих частот многослойные ПОАР по сравнению с однослойными обладают при относительно небольших размерах, с увеличением площади раскрыва это преимущество уменьшается. Многослойные антенны, рефлектор которых совпадает по размерам с первыми двумя зонами Френеля, могут обеспечивать перекрытие частотного диапазона в отношении 2:1 при отношениях F/D=\. Также показано, что антенны с трехслойными ПЭ не обладают однозначным преимуществом перед двухслойными ПОАР. Таким образом, переход на трехслойные структуры и выше целесообразен когда вводятся дополнительные процедуры оптимизации, учитывающие свойства ПЭ во всей рабочей полосе частот [76]. В таких случаях чем больше степеней свободы у одиночного элемента, тем лучше
Антенная решетка миллиметрового диапазона с диаграммой направленности специальной формы
Под термином "разброс параметров диэлектрика" стоит понимать флуктуации относительной диэлектрической проницаемости и толщины материала, а также влияние клеевых и лакокрасочных слоев. Перечисленные факторы приводят к тому, что значение є` не является детерминированным. Указанную проблему можно решить путем применения высококачественных диэлектриков и соответствующих технологий, но тогда производство таких антенн потеряет всякую экономическую целесообразность. Для оценки влияния точности значений параметров диэлектрика были рассчитаны теоретические характеристики конечно-бесконечных ПОАР [89] в однослойном и двухслойном исполнении для є = 1.33 (номинальное значение), Є = 1.365 (ошибка 5%) и е = 1.43 (ошибка 10%). Результаты моделирования показаны на рис. 4.29б для однослойного варианта и на рис. 4.29в для двухслойного.
Несмотря на практически идентичные характеристики для номинального значения є (см. рис. 4.29а), при наличии ошибки свойства антенн меняются совершенно по разному. Однослойная ПОАР является куда более чувствительной к флуктуациям относительной диэлектрической проницаемости, что видно из сравнения рис. 4.29б и 4.29в. Таким образом, даже в случае больших раскрывов двухслойные ПЭ являются предпочтительными, поскольку являются более устойчивыми к производственным погрешностям.
Проверка теоретических результатов, а также отработка основных технологических и конструктивных решений проводилась на ПОАР уменьшенных размеров со следкющими параметрами: размер раскрыва 13 х 13, отношение F/D=1, угол отклонения главного лепестка ДН равен 45. Экспериментальная частотная зависимость КУ для однослойной ПОАР изображена на рис. 4.30 сплошной линией.
Для синфазного раскрыва размером 13 х 13 КНД составляет 33.2 дБ, что практически на 8 дБ выше максимального значения на рис. 4.30, то есть апертурная эффективность изготовленного образца примерно равна 16%. Таким образом, экспериментальные данные для однослойной ПОАР показывают, что даже при производстве маленьких дешевых антенн не всегда удается выдержать заданные параметры.
Для оценки влияния осадков на характеристики ПОАР был проведен эксперимент с политым водой раскрывом, результаты которого представлены линией. Эксперимент показал, что в результате появления капель воды на раскрыве следует ожидать снижения КУ на 0.5-1 дБ в сантиметровом диапазоне. Такая оценка хорошо согласуется с той, которая получена в работе [54]
ПОАР График на рис. 4.31 доказывает, что характеристики направленности значительно улучшились: КУ усиления увеличился на 3 дБ и достигает 28 дБ в максимуме, что соответствует КИП=-4 дБ (40%) относительно синфазного раскрыва с равномерным амплитудным распределением. Обычно КИП для печатных отражательных антенных решеток лежит в диапазоне 50...70%. Можно предположить, что дополнительные потери в направленных свойствах вызваны неэффективной засветкой раскрыва, что обусловлено сильно вынесенным облучателем.
Экспериментальные данные, полученные для уменьшенных ПОАР, свидетельствуют о верности выбора двухслойного ПЭ для проектирования полноразмерной ПОАР.
При изготовлении полноразмерного образца требовалось обеспечить возможность его работы на открытом воздухе. Требования климатической защищенности и необходимости выдерживать плоскостность раскрыва привели к конструкции ПОАР, которая показана на рис. 4.32, где 1 - это композитная панель, 2 и 5 - слои диэлектрика (вспененный ПВХ,є = 1.33) толщиной 2мм, 3- клеевой слой (полиуретановый клей ПУ-2), 4 - слой лавсана с печатными элементами. Композитная панель представляет из себя 3мм слой полиэтилена, зажатый между 0.5мм пластинами из алюминия, и играет роль несущей конструкции и экрана одновременно. Весь раскрыв состоит из четырех панелей, размер каждой из которых 1.2м х 1.2м. На рис. 4.33 показаны слои ПВХ и лавсана с ПЭ до склейки. Слой с ПЭ для каждой из панелей состоит из шести фрагментов, что обусловлено ограничениями на максимальный размер платы при травлении.
В итоге, эксперимент проводился методом сравнения с эталоном, в качестве которого выступало оффсетная ЗА с раскрывом 1.2м х 1.3 м), параметром для сравнения было отношение сигнал/шум (С/Ш), источником сигнала служил телекоммуникационный спутник (чаще всего Hotbirdl3E), прием осуществлялся с помощью ресивера Openbox Х820. Ресивер. обладает встроенными функциями, позволяющими измерять на его входе уровень сигнала и отношение сигнал/шум. С одной стороны С/Ш не является величиной прямо пропорциональной КУ, с другой стороны, с помощью этой характеристики можно напрямую оценивать функциональность ПОАР в заданных условиях. Выбор ЗА в качестве эталонной антенны достаточно закономерен, поскольку она широко распространена и обладает сравнимым ПОАР по уровню КУ.
Экспериментальные данные показывают, что на вертикальной поляризации в интервале частот 11.8ГГц-12.115 ГГц антенны обладают идентичными характеристиками, а в полосе частот 11.65ГГц - 12.25 ГГц разница в отношении С/Ш не превышает 1 дБ. Характеристики ПОАР в сравнении с ЗА на горизонтальной поляризации несколько отличаются - антенны идентичны на частоте 11.6 ГГц, в интервале 11.2ГГц - 12.07ГГц разница в отношении С/Ш не больше 1 дБ. Помимо этого, на рис. 4.37 показаны спектры сигналов на выходе ресивера на промежуточной частоте.
