Содержание к диссертации
Введение
1. Методика определения точности аналитической модели оценки задержки/ 16
1.1. Характеристики МОП-структур 21
1.2. Методологические основы сопоставления SPICE-расчетов и формульных моделей 25
1.3. Изменение SPICE-параметров при переходе к субмикронным технологиям.., 33
1.4. Оценка адекватности формульных моделей 38
1.5. Выводы по главе 1 45
2. Сравнительный анализ моделей оценок задержек МОП-схем 51
2.1. Определение временных границ и физических предпосылок оценки задержки 51
2.2. Оценка времени задержки при нарастании выходного сигнала 60
2.3. Оценка времени задержки при спаде выходного сигнала 65
2.4. Выводы по главе 2 72
3. Аппроксимационные модели оценки задержки 73
3.1. Метод интегрирования при определении времени задержки
(метод Веста) . 73
3.1.1. Определение времени спада выходного сигнала. 74
3.1.2. Определение времени нарастания выходного сигнала 76
3.1.3. Определение времени задержки 77
3.2. Метод среднего тока (метод Авержне) 81
3.3. Результаты сопоставления аналитических оценок задержек с моделированием по программе SPICE 84
3.4. Выводы по главе 3 93
4. Эмпирические модели оценки задержки 94
4.1. Концепция виртуальных сопротивлений 94
4.1.1. Определение виртуальных сопротивлений 96
4.1.2. Определение диапазона изменения нагрузочной емкости ЛЭ 100
4.2. Методологические аспекты использования виртуальных сопротивлений 102
4.2.1. Построение эквивалентной схемы, конструирование формулы определения задержки 103
4.2.2. Особенности сопоставления оценок задержек RC-модели и результатов SPICE-моделирования 108
4.2.3. Оценка точности расчета задержки по процедуре, использующей виртуальные сопротивления ПО
4.3. Проблема последовательно соединенных МОП-транзисторов 111
4.3.1. Зависимость задержки от расположения управляющего входа при последовательном соединении МОП-транзисторов 120
4.3.2. Зависимость точности модели от значения коэффициента формы транзистора. 123
4.4. Расчет древовидных RC-схем, задержка по Элмору 133
4.5. Выводы по главе 4 137
5. Методы учета параметров, влияющих на точность оценок задержек . 139
5.1. Аппроксимационный подход при учете формы входного воздействия 140
5.1.1. Зависимость задержки инвертора от времени нарастания (спада) на входе по методу Хенстьерна и Джипсона 140
5.1.2. Метод учета влияния на задержку ЛЭ выходного сигнала предыдущего каскада (метод фирмы XEROX) 145
5.1.3. Аппроксимация времени задержки через учет входной и выходной емкостей ЛЭ 149
5.2. Эмпирический подход при учете формы входного воздействия 157
5.2.1'. Определение виртуальных сопротивлений в наклонной модели Пенфильда-Рубинштейна 158
5.2.2. Интерполяционная распределенная модель учета фронтов 163
5.3. Расчет задержки КГ, оценка точности частоты генерации при различных моделях ...Л67
5.4. Метод расширения области применения аналитических моделей оценок задержек, 168
5.5. Точность аналитических моделей оценки задержки при учете длительности входного воздействия 172
5.6. Оптимизационные достоинства виртуальных сопротивлений. Трассировка пути распространения сигнала 185
5.7. Выводы по главе 5. 188
Заключение 190
Список литературы
- Методологические основы сопоставления SPICE-расчетов и формульных моделей
- Оценка времени задержки при нарастании выходного сигнала
- Определение времени задержки
- Методологические аспекты использования виртуальных сопротивлений
Методологические основы сопоставления SPICE-расчетов и формульных моделей
Модельная точность оценки задержки определяется по отношению к моделированию на SPICE. Один из наиболее важных моментов - правильная подстановка параметров моделирования при задании входного файла программы SPICE и интерпретация результатов SPICE-моделирования.
Программа схемотехнического моделирования SPICE (Simulation Program with Interated Circuit Emphsis) восходит к программе SPICE 2, созданной в Калифорнийском: университете в начале 1970-х годов [54, 99, 103, 125]. Функциональные возможности и быстродействие программы SPICE стали стандартом для; программ, моделирующих схемотехнические процессы.
Программа SPICE характеризуется неоднозначной и сложной системой управления параметрами, принадлежащими встроенным моделям полупроводниковых приборов [24, 92, 112, 157, 171]. Эта неоднозначность часто является причиной ошибок в интерпретации результатов моделирования выдаваемых компьютером. В настоящей работе предлагается! методика классификации параметров встроенных моделей,, упрощающая процедуру интерпретации.
Вначале определим основные параметры, влияющие на точность моделирования при использовании программы SPICE: Рассмотрим модель Канала: описание МОП-транзистора с помощью модели третьего уровня (LEVEL=3) программы SPICE глубина К. SPICE-параметры для модели канала: а) девять электрических параметров статики; КР - коэффициент пропорциональности, VTO - пороговое напряжение при нулевом смещении; GAMMA - коэффициент влияния подложки на пороговое напряжение; PHI контактная разность потенциалов перехода диэлектрик-полупроводник, КАРРА - коэффициент насыщения поля (параметр модуляции длины канала напряжением сток-исток), VMAX - максимальная скорость дрейфа носителей; DELTA - коэффициент влияния ширины канала на пороговое напряжение; ЕТА - параметр влияния напряжения сток-исток на пороговое напряжение; ТНЕТА -коэффициент модуляции подвижности носителей под влиянием вертикального поля; б) два геометрических параметра:. W- длина канала, L - ширина канала; в) один параметр динамики: ТОХ - толщина окисла.
Следует отметить, что в формулу определения задержки параметры KAPPA, GAMMA и РШ не входят, а параметры КР и VTO входит в форме (3 (коэффициент усиления МОП-транзистора) и VT (пороговое напряжение МОП-транзистора).
Три электрических параметра: КР, GAMMA, PHI обладают той, особенностью, что, будучи не специфицированными пользователем, они могут быть вычислены программой из электрофизических параметров» если последние будут указаны пользователем. Формулы пересчета следующие: КР = иОє0х/ТОХ, (1.4) GAMMA = ТОХ /6ox(2ESiqNSUB))ly2, (1.5) PHI = 2(KT/q)ln(NSUB/N0. (1.6) Эти формулы, встроенные в модель, позволяют вместо КР, GAMMA, PHI указывать Ш,! ТОХ, NSUB.
Разработчики SPICE предусмотрели, что если указаны и электрические и электрофизические параметры, то приоритет имеют электрические. Это положение может служить источником погрешностей при интерпретации результатов моделирования, имеющим психологический оттенок; Суть в том, что при одновременном указании обоих групп параметров электрофизические не участвуют в вычислениях. Указав параметры UO, ТОХ, NSUB, целесообразно вручную проконтролировать, к каким значениям КР, GAMMA и РШ они приводят. Особенно это касается КР, который пользователи часто воспринимают как собственный важный параметр.
Особая ситуация с параметром ТОХ. Если указан электрический набор, то параметр ТОХ продолжает оказывать влияние на результаты моделирования, ибо входит в уравнение Мейера [115] для динамики канала. При работе с электрическим набором параметров и, поэтому, не указав ТОХ, пользователь получает автоматическую подстановку в программе для динамики значения по умолчанию: ТОХ =100 нм. Причем о факте подстановки пользователь может и не догадываться. По ряду вычислительных экспериментов при работе с программой SPICE есть подозрение, что в некоторых версиях таким же свойством обладает NSUB, будучи не указанным, он продолжает влиять на результаты моделирования со значением по умолчанию равным 4-10" см.
Общая рекомендация по проблеме «столкновения» параметров может состоять в том, чтобы использовать только электрофизические параметры UO, ТОХ, NSUB, исключая КР, GAMMA, РШ. При этом не следует экономить время на контрольных оценках, хотя это и не удобно.
Оценка времени задержки при нарастании выходного сигнала
С целью проведения корректного сравнительного анализа формульных моделей мы, на основе начальных физических предпосылок, гипотез, предложенных при построении модели, провели теоретический вывод аналитических выражений, а затем экспериментально определили возможность использования формульных моделей.
Оценивая задержку Ьщ, Авержне рассматривает линейное уменьшение входного напряжения: от напряжения источника питания VDD KV значению напряжения логического нуля; VOL С наклоном 1/тщ, Vh=VDD(l/THL)..
Принято допущение, что состояние выхода постоянно и равно VDD пока входное напряжение V уменьшается до статически высокого уровня напряжения Ущ, при этих условиях задержку можно получить из уравнения (2.12) с учетом усредненной разности токов верхнего и нижнего транзисторов: Ш = ((Ipu - Ipd)in + (Ipu - Ipd)fm- (2.15)
Статически высокий уровень определен как уровень, на ; котором dVou/dVjn = -1 и определяется по формуле [121]: VIH = Vm +2VTXI/V3P. (2.16)
В выражении (2.15) (Ipu-Ipd)in, (IPu-Ipd)fin - разность токов, оцененная при Ущ и VDD/2, соответственно. Токи легко определяются, рассматривая, что при Vm = VIH, pu транзистор находится в насыщении, pd - в линейной области; при Vout — VDD/2 - транзистор все еще находится в насыщении, но из-за различия скорости между фронтами нарастания и спада, характеризующегося коэффициентом конфигурации р, pd транзистор заперт, когда выходное напряжение пересекает уровень VDD/2 (рис. 2). Таким образом, средний ток определяется по формуле: ш= V0L(1 - (2VOL/3(VDD - VTD))1/2)/IW, (2.17) где 1/Reff = CoxCW/L) (VDD - VTD) (2.18) - максимальная проводимость pd транзистора. V0L= VTL PCVDD-VTD)) (2.19) - напряжение логического нуля. В работе Авержне не приведен вывод формулы тока 1 ш (2.17). На основе перечисленных выше физических предпосылок мы вывели формулу расчета тока I LH (СМ. приложение 3). Окончательное выражение имеет вид; Tn (VDD/2 - VOL) tm = , (2.20) VOL [(1 - (2VoL/3(VDD - Уто))]ш где тп = ReoCout - постоянная времени n-го инвертора, C0ut - входная емкость (п+1)-го инвертора. Можно записать: Tn=TsTF((n+l)/n), где TST технологический параметр пропорциональный квадрату длины транзистора L (или LjjxLn+i): TST = L2 Сох/(КР VDD) = L2/(u. VDD) F((n + l)/n) - коэффициент объединения по входу: F((n+l)/n) = (W(B+1yWB + Cp CoxWnU) (2.21) Формула (2.20), полученная для оценки tin, показывает, что время задержки для спадающего выходного сигнала зависит от: а) выходной нагрузки, выраженной через тп; б) значений токов, протекающих через ри- и pd-транзисторы. Далее Авержне значение tuj уточняет на величину tinHL, получая оценку задержки на уровне VDD/2: AtLH = tLH- tinHL, где tinHL " время снижения входного напряжения от VIH до VDD/2: ti„HL = tHL(n-i)(2Vm/VDD-l). (2.22) Так как форма входного спадающего сигнала практически не влияет на значение задержки fob то входное воздействие аппроксимируется ступенчатой функцией: Г VDD, при t О Via = { (2.23) I VOL, при t 0.
Для того, чтобы оценить время задержки Хш нужно оценить нагрузочный ток 1ш через емкость Сп. Токуда [42] ток ILH аппроксимирует постоянным током ILO (ТОК транзистора ри в насыщении), вычисляемым по формуле: IID=PLIVTLI2/2. (2.24) С учетом этой аппроксимации выходное напряжение Vout вычисляется: dV0Ut(t) С — = ILO. (2.25) dt Входное напряжение аппроксимировано линейной зависимостью: Vin(t) = VOL + (Гьо/Сп )!. (2.26) Из уравнения (2.26) получаем оценку задержки: tPLH= C„(VT-VOLyiLO. (2.27) В работе [121] нагрузочный ток 1ш аппроксимируется как разность между током верхнего транзистора Ipu и током нижнего транзистора Ipd. Для большей части переходного процесса на выходе сделано упрощающее предположение о том, что верхний транзистор работает в зоне насыщения и его ток определяется выражением (2.24). В случае, когда входное воздействие - ступенчатая функция, время задержки 1рщ равно постоянной времени RpuCn цепи верхнего транзистора, где Rpu = (Vinv-VboyiLo _ сопротивление верхнего транзистора. Уравнение для Х?ш ІРШ = QXVinv-VboVlLH (2.28) при этом ток ILH определяется выражением: 1ш= V-Ipd, где ILO= PLI VTLI2/2 (верхний транзистор в насыщении для большей части переходного процесса), a Ipd = 0 (нижний транзистор заперт, так как Vjnv V-ro). При оценке тока сделано допущение, что пока VmV VT, ток нижнего транзистора, находящегося в линейной области аппроксимируется током верхнего транзистора в зоне насыщения (Ipd = 1 = puі VTLI2/2). При этом ILH = Ipu Ipd = 0, т.е. до момента УшУ VT ток нагрузки равен нулю. Таким образом, для ступенчатого воздействия на входе формула (2.28) аналогична формуле (2.27), полученной в работе [42]. Авержне рассматривает tpm - как время задержки при ступенчатом: входном сигнале, как более грубую оценку задержки: tLH = [Tn(VDD/2-VOL)]/Vob (2.29) где тп = ReffCout - постоянная І времени n-го инвертора, Refr - эффективное сопротивление, Cout - входная емкость (п+1) инвертора. Refr = 1/(PD(VDD -VTO) (2.30) ш = ((Ipu - Ipd)in + (Ipu - Ipd)fm - усредненная разность токов, оцененная при: l)Vfr = Vm (VQU VOL) - pu транзистор находится в насыщении; pd . заперт; 2) Vjn = VDr/2(V0Ut= VOL)— pu транзистор все еще находится в зоне насыщения, pd - заперт, т.е. Ipct = 0, следовательно, получаем: ш= Voi/R HVTLI2рп№о-Уто)/(2р(Уш-Уто)) - pLi VJ 2/2 = ILO (2.31) ПоДСТаВЛЯЯ I LH= PLI VTL2/2, В формулу: tPLH=(AV/ I LH)Cnf получаем: tm = Cn(VDD/2 - VoL o (2.32)
Следовательно, при ступенчатом воздействии на входе ток, заряжающий емкость аппроксимирован у Авержне током транзистора pu в насыщении. Формула Авержне аналогична формулам, полученным в работе [42] и [121] для входного ступенчатого воздействия.
Ходжес не учитывает формы входного воздействия при оценке времени задержки tLH- В работе [70] параметр I LH принят равным, также, как и у Авержне, средней разности токов, оцененной в точках Vout-VoL и V0Ut=(VDD+VoLy2.
Определение времени задержки
Скорость переключения КМОП-вентиля ограничена временем, требующимся чтобы зарядить и разрядить нагрузочную емкость Q,. Как было отмечено в главе. 1, при определении характеристик переключения, рассматривают следующие временные интервалы: время нарастания выходного сигнала от уровня 10% до 90% напряжения источника питания (VDD); tf - время спада выходного сигнала от уровня 90% до 10% VoDi td - время задержки - время между переключением входа (50%) и 50-процентным уровнем выходного сигнала. В качестве модели для анализа рассмотрим инвертор на вход, которого подается ступенчатое воздействие (рис. 3.1). 3.1.1, Определение времени спада выходного сигнала Из характеристик переключения, показанных на рис. 3.2, время переключения tf разделено на два интервала: tn - период в течение, которого напряжение Vout изменяется от 0.9VDD до (VDD - VTN); to - период в течение, которого напряжение на емкости V0llt изменяется от (VDD - VTN) ДО 0.1VDD.
В течение первого периода переключающий транзистор находится в области насыщения (Vout VDD-VTN): CL(dV0Ut/dt) - PNCVDD-VTN)2 = 0 (3.1) Интегрирование от t = ti, что соответствует V01Jt= 0.9VDD до t = t2, что соответствует Vout= (VDD-VTN) приводит к формуле, определяющей tn: CL o.9vDD 2CL(VTN-0.1VDD) tfl = 2 JdV0Ut = (3.2) PN(VDD- VTN)2 VDD-V PN( VDD- VTN)2
Когда транзистор n-типа начинает работать в линейной области (0 Vout VDD VTN), разряжающий ток долго постоянен. Время to - время необходимое чтобы напряжение на емкости разрядить от (VDD - VTN) до 0.1 VDD, может быть получено:
Благодаря симметрии КМОП схем, подход, применяемый для оценки tf, может быть использован для аналитического выражения времени нарастания выходного сигнала: CL tr = 2 {(р-0.1)/(1 -р)+0.51п(19-20р)}, (3.6) PPVDDO-P) где р = I Vxp I /VDD. Также как для оценки времени спада, время нарастания на выходе может быть аппроксимировно выражением: CL tt = k (3.7) PPVDD
Из этого выражения видно, что скорость переключения КМОП логических вентилей можно увеличить, оптимизируя три основных параметра, определяющих время переключения. Время прямо пропорционально нагрузочной емкости и обратно пропорционально напряжению питания. Таким образом, для повышения скорости переключения необходимо минимизировать нагрузочную емкость вентиля. Задержка, также, обратно пропорциональна коэффициенту конфигурации логического транзистора. Следовательно, увеличение ширины логического транзистора или уменьшение длины приводит к уменьшению задержки.
Определение времени задержки
Для вывода формулы, определяющей время задержки (вначале рассмотрим случай задержки при спаде напряжения на выходе), также как и в формулах (3.4) и (3.5) выделим два временных интервала: 1. tdfj — период в течение, которого транзистор находится в области насыщения, напряжение конденсатора Vout изменяется от VDD (соответствует Vin=VDD) до (VDD-VTN). Выполняется условие Vout VDD- VTN, следовательно, транзистор n-типа находится в области насыщения: Особенности использования констант будут рассмотрены далее в главе 4 при анализе эмпирических моделей задержек.
Рассмотрим теперь численные оценки временных параметров, полученные по формулам и при моделировании на SPICE.
Как отмечалось в главе 1, перед моделированием по программе SPICE, необходимо провести расчет параметров, чтобы исключить конкуренцию электрических и физических параметров встроенных моделей. Проверим параметры, подставляемые в SPICE-модель на примере набора параметров, представленного в работе Веста. Обозначим данный набор как «ТО» (табл. 1.6), данные этого набора в дальнейшим будем использовать как базовые для оценки точности моделей.
Входные параметры для моделирования «ТО»: LN=LMKM; WN=8 МКМ; VTON =0.767 В; pN = 4.04 10"4 A/B2;LP= 1 мкм; WP=16MKM; VTOp=-0.938B PP= 3.48 1С4 A/B2; VDD= 5.0 B; CL= 0.5 пФ.
Физические константы: єох=34.5- 10"12Ф/м; є3і=103.66- 10"12Ф/м, q=1.60- 10-12К;п;=1.45- 1016м-3;к=1.38- Ш2г ДжУград.
Из формулы: р = (цвох/ToxXW/L) = KP(W/L), определим значение параметраKP:KPN= 4.04 10 /8 = 50.50- Ю А/В2; 80 KPP=3.48- 1(Г /8 = 21.8--ІО А/В2.. Расчет поверхностной подвижности носителей: HN= 50.50- 10 -2- 10"8/34.554- 10 12 = 292.75- 1(Ґ м2/(В- с), ИР= 21.75- Ю"6- 2- 10" /34.554- 10 12 =126.08- 10"4 м2/(В- с). При расчете временных задержек, Вест [182] не указывает значения GAMMA, PHI, они определены с помощью формул (1.5) и (1.6). Данные для SPICE-моделирования представлены в табл. 1.6. Рассмотрим модель оценки длительности фронта и времени задержки, применяемую
Методологические аспекты использования виртуальных сопротивлений
Для подстановки в формулы мы используем средние значения параметров СДсред), CjSW(Cpefl) за время изменения напряжения на переходе между двумя логическими уровнями (см. табл. 1.7.): С/М(сред) = 2.718-10-4пФ/мкм2; CjSWN(cpeJ0= 8.589-10"1 пФ/мкм2; сД (Сред)= 3.84-10 пФ/мкм2; 0 )= 12.132-10"4пФ/мкм2. Эти значения СД д) и CjSW(gp m) определены npH,VDD/2, так как именно такое значение емкости представляет собой среднюю перезаряжаемую емкость переходов; Обозначим; DLNN=DLNP = Х = 0.5 мкм, где DLN? - длина диффузионной области (р+) в транзисторе р-типа; DLNN - длинна диффузионной области (п+) в транзисторе п-типа. Параметр S - это полная площадь переходов, для КМОП ИС S = SN+ Sp, SN - площадь п+-области; PN- периметр п+-области. Определение диффузионной емкости п-транзистора: SN = WN-DLNN = 8-0.5 мкм2 = 4 мкм2; PN = 2WN+2DLNN = 2- 8+2-0.5 = 17 мкм Cd(N) = Cj N(cp yoS N + Cj И(сред)Рк; Cd(N) = 2.718-10" пФ/мкм2-4 мкм2 + 8.589-1 О пФ/мкм -17 мкм = = 156.885-10-4 пФ. Определение диффузионной емкости р-транзистора: Sp - площадь р+ -области; РР- периметр р+ -области; SP = Wp-DLNp = 16-0.5 = 8 мкм2; РР = WP+2DLNP =2-16+2-0.5 = 33 мкм С ЦР) = Cj P(cpefl)S р + Cj р(сред)Рр; Cd(P) = 3.84-10 пФ/мкм2 8 мкм2+12.132-Ю-4 пФ/мкм-33 мкм - 431.106-10 4пФ; Cd inv(n)=Cd(N)+Cdcpy=l 56.885 10 пФ+431.106-10 пФ = 587.991 10"4 пФ.
Таким образом, в качестве нижней границы диапазона изменения нагрузочной емкости рассматривается сумма собственной диффузионной емкости инвертора и минимальной входной емкости следующего каскада: СілпшГ Cdinv(n) + Саш !,; Cumm= (587.991+34.5)-10 пФ = 0.062 пФ.
Определим верхнюю границу диапазона нагрузочной емкости Сьтах как сумму собственной диффузионной емкости инвертора, емкости (п+1)-го каскада, состоящего из 20 подобных инверторов и паразитной емкости межсоединений. Примем емкость межсоединений равной входной емкости (п+1)-го каскада; Сі= пСш(П+і) Сьтах= Cdinv(n)+ пСщ(ц+1)+Сі, где n = 20 - число нагрузочных инверторов. Первое слагаемое нагрузочной емкости определено в предыдущих расчетах; Cdiiw(„)= 587.99110-4 пФ. Второе слагаемое - входная емкость (п+1)-го инвертора: CTN( +I = Cox(WPLp+WNLN)(n+1)= 17.277-1(ґЧі6+8)-1СГ12 = 0.0415 пФ. Третье слагаемое - емкость межсоединений: Q= Сш(п+і)= 0.829 пФ. Верхняя граница диапазона изменения нагрузочной емкости:: CLmax= Cdinv(n)+ пСШ(п+і)+Сі= (587.991+2-8292.21)-10-4 пФ = 1.718 пФ. Таким образом, при задании параметров на моделирование необходимо оценить реальный диапазон изменения нагрузочной емкости. Для рассматриваемого нами примера в качестве границ диапазона изменения нагрузочной емкости целесообразно принять значения от 0.04 пФ до 1.72 пФ.
Из полученных в разделе 4.1. зависимостей видно, что замена части формулы эмпирически найденным коэффициентом, обозначенным А/р или R — это определенный способ учета параметров формулы, позволяющий повысить точность оценки задержки и расширить диапазон применимости формулы. В этом случае мы оцениваем точность процедуры с использованием виртуальных сопротивлений. Процедура — это формула и способы фиксации входящих в нее параметров. Способ фиксации может как аналитический (коэффициент находится аппроксимационными методами), так и использующий предварительные расчеты на; SPICE. Вопрос может возникнуть лишь в плане практической- значимости, так как если мы оцениваем формулу по сравнению со SPICE, то формула замещает SPICE. Но так вопрос не стоит. Цель использования формульной модели- увеличить производительность временной верификации, при этом использование SPICE без снижения производительности верификации можно признать вполне приемлемым. Таким образом, определение установочных параметров RN и Rp можно рассматривать как предварительную настройку формульной процедуры. Затем, на основе виртуальных сопротивлений строятся модели, использующие различные подходы в построении: формул для предсказания задержек при последовательном соединении, транзисторов, в случае разветвленных, схем. Эти модели в различных ситуациях показывают отличающиеся по точности оценки задержки. Задача данной главы определить точность моделей, основанных на использовании виртуальных сопротивлений.
Для инвертора применение виртуального сопротивления это лишь иной особый способ изображения расчетной формулы. Продуктивность концепции виртуальных сопротивлений проявляется; в сложных схемах. Разнообразие временных моделей определяется различием подходов к оценке задержек логических схем, рассматривающих; поведение транзисторов, включенных в вентиль.
