Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Высокочастотные активные гираторные звенья на основе аналоговых базовых матричных кристаллов 19
1.1. Возможности реализации высокочастотных звеньев на гираторах 19
1.2. Анализ транзисторных гираторных звеньев 20
1.3. Аналоговые базовые матричные кристаллы « Фархад-2» и « Феникс».29
1.4. Разработка гираторных звеньев, предназначенных для реализации на АБМК 31
1.4.1. Моделирование схем гираторных звеньев на основе АБМК "Фархад-2" 36
1.4.2. Экспериментальные исследования микросхемы, реализованной на АБМК "Фархад-2" 44
1.4.3. Моделирование гираторных звеньев, выполненных на основе элементов АБМК "Феникс" 46
1.5. Сравнение активных звеньев 2-го порядка по обобщенным параметрам 54
1.6. Выводы 57
Глава 2. Расширение динамического диапазона лестничных полосовых активных фильтров с поэлементной имитацией 59
2.1. Преобразования Нортона 59
2.2. Схемы LRC-цепей до и после преобразований Нортона 62
2.3. Амплитудно-частотные характеристики LCR-цепей дои после преобразований 68
2.4. Чувствительность лестничных LRC-цепей до и после преобразований 69
2.5. Разработка схемы активных фильтров до и после преобразования 72
2.6. Определение динамического диапазона в активных полосовых фильтрах до и после преобразований 78
2.6.1. Верхняя граница динамического диапазона 78
2.6.2. Выходные напряжения шума 82
2.7.Экспериментальныеисследования полосовых лестничных активных фильтров 84
2.8. Активные фильтры с многопелевой обратной связью 90
2.8.1. Разработка схемы АФ с многопетлевой обратной связью 90
2.8.2. Экспериментальные исследования АФ 100
2.9. Выводы ...102
Глава 3. Лестничные полосовые активные фильтры на специализированных усилителях 105
3.1. Требования к усилителям, предназначенным для реализации лестничных активных фильтров с поэлементной имитацией 105
3.2. Разработка схем специализированных усилителей 109
3.3. Лестничные полосовые фильтры, выполненные на основе специализированных усилителей 123
3.4. Сравнение параметров полосовых фильтров, выполненных на основе ОУ и специализированных усилителей 125
3.5. Выводы 130
Заключение 133
Список литературы 136
Приложения к диссертационной работе 145
- Анализ транзисторных гираторных звеньев
- Экспериментальные исследования микросхемы, реализованной на АБМК "Фархад-2"
- Амплитудно-частотные характеристики LCR-цепей дои после преобразований
- Разработка схем специализированных усилителей
Введение к работе
Электрические фильтры находят широкое применение в вычислительной технике, системах автоматического управления, регулирования, передачи информации, радиотехнике, технике измерения и различного рода функциональных преобразователях. Используемые до недавнего времени во многих электронных устройствах LC-фильтры, электромеханические и пьезокерамические фильтры, фильтры ПАВ постепенно вытесняются из аппаратуры микроэлектронными фильтрами, выполненными на микроэлектронных компонентах и элементах [1-4].
По принципу действия все микроэлектронные фильтры подразделяются на цифровые и аналоговые. В свою очередь аналоговые микроэлектронные фильтры бывают линейными, в которых электронные компоненты и элементы используются в линейном режиме (например, активные фильтры на ОУ), и фильтры в которых используются нелинейные элементы (например, перемножители в квадратурных фильтрах или ключи в SC-фильтрах и синхронных фильтрах).
В последнее время в связи с развитием микроэлектроники все больший интерес разработчиков привлекают цифровые фильтры (ЦФ), представляющие собой достаточно сложные устройства Они строятся на основе аналого-цифровых преобразователей (АЦП), сигнальных процессоров, постоянных и оперативных запоминающих устройств, цифро-аналоговых преобразователей (ЦАП), активных фильтров (АФ) нижних частот. Цифровые фильтры имеют ряд достоинств по сравнению с аналоговыми фильтрами: лучшие точность и стабильность, возможность реализации самых разнообразных характеристик и осуществление их перестройки. На основе техники цифровой фильтрации могут быть реализованы высокодобротные частотно-избирательные цепи.
Ценным качеством ЦФ является большая информационная емкость их памяти, что позволяет реализовать селективные устройства с добротностью 103—104 и полосовые фильтры с переходной полосой 0,1—1 Гц [5]. Перечисленные выше параметры и возможность получения стабильной резонансной частоты делают БИС ЦФ по электрическим параметрам конкурентоспособными, по крайней мере в звуковом диапазоне частот, практически со всеми известными в настоящее время фильтрами. Решающими факторами, определяющими выбор типа фильтра, часто являются вопросы его стоимости и потребляемой мощности. По этим показателям ЦФ уступают другим типам фильтров. Тем не менее, с дальнейшим прогрессом в области микроэлектроники ЦФ будут становиться все дешевле и экономичнее. В звуковом диапазоне частот они в ряде случаев постепенно вытеснят из электронной аппаратуры другие типы фильтров.
Однако нужно отметить, что ЦФ не смогут во многих случаях обеспечить необходимый динамический и частотный диапазоны. При этом нужно учесть, что динамический диапазон полезных сигналов и помех во многих электронных устройств составляет 90—100 дБ [6], а необходимый частотный диапазон единицы и десятки МГц. Таким образом, на входе ЦФ должен стоять, как минимум, 16—20-разрядный АЦП, работающий в диапазоне радиочастот и имеющий уровень шумов, приведённых ко входу единицы или десятки мкВ. В настоящее время создать такой АЦП технически очень сложно. При этом нужно учитывать также, что реальная нижняя граница динамического диапазона при использовании ЦФ может понизиться из-за помех от наводок, возникающих в коммутируемых цепях. Влияние помех будет тем больше, чем меньше уровень обрабатываемых сигналов. Сложность конструирования таких электронных устройств непомерно возрастает.
Другой проблемой, возникающей при использовании ЦФ, является ограничение в потребляемой мощности. При этом, как показано в работе [7], из всех узлов ЦФ наибольшую энергию потребляет АЦП. Именно по этой причине сравнение ЦФ с линейными активными фильтрами по обобщённому параметру, учитывающему частотный и динамический диапазоны фильтров, их избирательность и потребляемую мощность оказывается не в пользу ЦФ.
Таким образом, из-за недостаточных динамического и частотного диапазонов и большой потребляемой мощности ЦФ имеют ограниченное применение. В тех же случаях, в которых это применение возможно на входе ЦФ должны быть использованы линейные активные фильтры. При этом достигается компромиссное решение: предварительная фильтрация — усиление сигналов малой величины с помощью простых линейных активных фильтров, а затем качественная фильтрация и обработка сигналов с помощью ЦФ. В связи с тем, что рабочая частота сигнальных процессоров, на основе которых реализуются ЦФ, и разрядность быстродействующих АЦП всё время возрастают стоит задача расширения частотного и динамического диапазона АФ.
Более экономичными фильтрами, способными обеспечить как и ЦФ высокую избирательность, являются аналоговые фильтры с использованием нелинейных элементов.
Синхронный фильтр представляет собой цепочку с одним резистором и набором конденсаторов, подключаемых по очереди к общей шине с помощью ключей. Основной особенностью синхронных фильтров является преобразование спектра входных сигналов. При этом полоса пропускания фильтров в области высоких частот определяется узкой полосой пропускания используемых в них фильтров нижних частот. Это даёт возможность обеспечить получение больших добротностей. Другим достоинством синхронных фильтров является возможность с помощью кварцованного генератора обеспечить высокую стабильность резонансной частоты. Недостатками фильтров являются их относительная сложность и невысокий динамический диапазон, что обусловлено прежде всего высоким уровнем их шумов.
Преобразование частотного спектра сигналов используется и в других фильтрах с использованием нелинейных элементов - аналоговых перемножителей. Наилучшие параметры при этом получаются при использовании квадратурных фильтров, в которых, как и в синхронных фильтрах, может быть получена высокая добротность и стабильная резонансная частота, обеспечиваемая кварцованным генератором синусоидальных сигналов. Однако и квадратурные фильтры имеют недостаточный динамический диапазон для многих применений. Как показал анализ литературных источников [2,8],синхронные и квадратурные фильтры имеют динамический диапазон не более 60 дБ.
Для увеличения динамического диапазона таких фильтров так же, как и в цифровых фильтрах, необходимо использовать во входных и выходных цепях активных фильтров, устраняющих паразитные сигналы коммутации и паразитные выбросы в АЧХ.
Большое распространение в электронной аппаратуре получили фильтры с коммутируемыми емкостями (SC-фильтры). В SC-фильтрах роль резисторов выполняют конденсаторы, переключаемые с высокой частотой от одной части цепи к другой. Заряд и разряд конденсатора обеспечивает передачу электрической энергии из одной части цепи в другую, что определенным образом моделирует действие резистора, по которому протекает ток. Замена резисторов переключаемыми конденсаторами дает возможность существенно понизить постоянные времени пассивных цепей, что позволяет реализовать такой фильтр в виде полупроводниковой интегральной схемы. При создании фильтра при этом обычно используют МДП - технологию, с помощью которой просто реализуются конденсаторы и ключи, служащие для коммутации конденсаторов [9-11]. При этом поскольку конденсаторы должны коммутироваться, рабочий диапазон частот в SC-фильтрах ограничен. Дополнительными источниками шумов в фильтрах являются шумы, связанные с дискретизацией и прохождением сигналов, управляющих ключами на выход фильтров. Как известно, для расширения динамического диапазона SC-фильтров на его входе и выходе должны использоваться линейные активные или пассивные RC-фильтры.
Известно, что активные RC фильтры при приемлемых частотных и динамических диапазонах не обеспечивают высокой добротности. Однако большинство избирательных устройств, используемых в электронной аппаратуре, имеют сравнительно невысокую добротность. По оценке специалистов примерно в 80% случаев требуемое значение добротности фильтров не превышает 50. Фильтры с такой добротностью могут быть просто реализованы на основе линейных активных RC-цепей.
Таким образом, в электронной аппаратуре линейные активные фильтры могут использоваться как самостоятельно, так совместно с другими микроэлектронными фильтрами с целью расширения их динамического диапазона.
Активные RC-фильтры (ARC-фильтры) содержат пассивные RC-цепи и активные устройства (усилители, гираторы, конверторы отрицательного сопротивления), при помощи которых обеспечивается требуемые амплитудно-частотные характеристики [12-14]. Они обеспечивают возможность получения самых разнообразных частотных характеристик, имеют малые массу и габариты.
Известно, что передаточную функцию К(р) любого активного фильтра, выполненного на активных элементах и сосредоточенных пассивных элементах, в общем случае можно представить в виде: К{р) = bo +blp + b2p2 + +bmPm = В(р) а1+а1р + а2р2+ + а„р" А(р) где и и, а коэффициенты cti и Ь,- могут в зависимости от типа и сложности фильтра приобретать различные действительные значения. Корни уравнений В(р)=0, А(р)=0 называются нулями и полюсами передаточной функции. Особенность активных фильтров состоит в том, что полюсы, т.е. корни характеристического уравнения А(р)=0, является комплексно сопряжёнными. (При п нечетном, один из полюсов должен быть действительным.)
В ARC-фильтрах активные элементы, работающие в линейном режиме, обеспечивают за счет усиления и обратной связи компенсацию потерь в пассивных элементах и тем самым высокую избирательность. Активные RC-фильтры обладают рядом достоинств: простотой и возможностью интегрального изготовления, достаточно большими динамическими и частотными диапазонами, экономичностью. Одним из важных достоинств является возможность совмещения в одном устройстве функции фильтрации и усиления.
Как известно, динамический диапазон (ДД) активных фильтров ограничен, с одной стороны, шумами, а с другой — нелинейными искажениями. При этом следует отметить, что шумы, определяющие нижний предел ДД, у активных фильтров, как правило, больше, чем у пассивных LC-фильтров. Действительно, шумы LC-фильтров определяются в основном шумами омических сопротивлений катушек индуктивности, которые, как правило, невелики. В АФ резисторы являются частотно-задающими элементами, поэтому их сопротивления всегда больше омических сопротивлений катушек индуктивности. Кроме того, к шумам сопротивлений добавляются шумы активных элементов.
Верхний предел ДД меньше, чем у пассивных LC - фильтрах, так как нелинейные искажения в пассивных LC-фильтрах, выполненных на катушках индуктивности без сердечников, также оказываются меньше, чем в АФ. Дело в том, что резонансные токи и напряжения в LC -цепях возникают в пассивных элементах, линейность которых в большинстве случаев выше линейности активных элементов. В активных RC-цепях резонансные токи и напряжения действуют в активных элементах, что и приводит к большим нелинейным искажениям. Таким образом, решение вопросов применения активных фильтров в электронной аппаратуре неизбежно связано с решением проблемы расширения ДД.
Известно, что линейные активные RC-фильтры часто строятся на основе звеньев второго порядка, имеющих узкополосный выброс амплитудно-частотной характеристики (АЧХ). При этом в диапазоне частот, соответствующим этому выбросу АЧХ, обеспечивается усиление выходных сигналов. По этой причине в [15] такие звенья называются селективными RC-усилителями.
Селективный RC-усилитель характеризуется большими числом параметров: резонансной частотой /р, добротностью Q, коэффициентом усиления на резонансной частоте K(fp), их чувствительностями, коэффициентом передачи при больших расстройках, т.е. на частотах 0 и «, выходными шумами, нелинейными искажениями, динамическим диапазоном.
Различают два основных вида селективных усилителей: потенциально устойчивые и потенциально неустойчивые [15]. Потенциально устойчивые селективные усилители, которые остаются устойчивыми при любом разбросе параметров пассивных и активных элементов, имеют, как правило, малую чувствительность добротности к пассивным элементам, что обеспечивает их стабильность, упрощает процесс настройки и регулировки. Однако максимальная добротность подобных схем ограничена коэффициентом усиления усилительных каскадов. Это приводит к необходимости обеспеченно большого коэффициента усиления по петле отрицательной обратной связи, что увеличивает чувствительность добротности к этому коэффициенту и, в ряде случаев, уменьшает частотный диапазон их возможного применения.
Положительное качество потенциально неустойчивых схем заключается в возможности получения высоких добротностей при сравнительно малых коэффициентах усиления активных элементов. Это даёт возможность обеспечить малую чувствительность добротности звеньев к коэффициентам усиления используемых усилителей, а также широкий частотный диапазон. Однако они имеют большую чувствительность добротности к пассивным элементам.
В настоящее время большое число активных фильтров часто реализуется с использованием микросхем операционных усилителей (ОУ).
Потенциально устойчивые селективные усилители на основе одного ОУ применяются при Q 5B диапазоне частот до нескольких сотен килогерц. Применение таких звеньев обеспечивает полученные стабильных добротности и резонансной частоты и низкий уровень собственных шумов при малой величине потребляемой мощности.
Потенциально неустойчивые усилители на одном ОУ могут быть использованы в более широком диапазоне частот. Но значения реализуемых добротностей не должны превышать 5-20, поскольку при больших Q начинает влиять большая чувствительность Q к пассивным элементам.
Потенциально устойчивые селективные RC усилители на двух операционных усилителей целесообразно применять, если необходимо реализовать устройство с большими добротностями в широком диапазоне частот. Стабильности добротности и резонансных частот усилителей, выполненных по этим схемам, получаются достаточно высокими. Схемы на двух ОУ могут быть рекомендованы также для использования в аппаратуре при небольших Q, когда определяющей характеристикой устройство является большой динамический диапазон. Это связано с тем, что при одинаковых реализуемых добротностях схема на двух ОУ имеют меньшее отношение параметров пассивных элементов, чем потенциально устойчивые схемы на одном ОУ. По сравнению с потенциально неустойчивыми схемами звенья на двух ОУ имеют существенно меньшую чувствительность добротности к пассивным элементам.
Большими функциональными возможностями обладают схемы на двух интеграторах, выполненных с использованием трех и четырех ОУ. Эти схемы позволяют реализовать передаточные функции любого вида. Они удобны в регулировке, могут быть использованы при низких уровнях приведенных к выходу напряжений шумов. Недостатком схем является большая потребляемая мощность.
Микросхемы операционных усилителей являются универсальными компонентами электронных устройств. По этой причине при их реализации стараются обеспечить на должном уровне каждый из многочисленных параметров, характеризующих ОУ (Только основных параметров ОУ более 30). Лишь при этом условии возможно широкое применение создаваемых микросхем ОУ и их конкурентность на рынке, начитывающим несколько тысяч различных типов микросхем ОУ. Вместе с тем, при создании на основе ОУ активных фильтров некоторые их параметры оказываются избыточными.
Например, при создании полосовых активных фильтров, следует учесть, что статические параметры (входные токи и напряжения смещения, их температурный дрейф) в большинстве случаев не имеют принципиального значения. Это связано с тем, что активные RC-фильтры работают в динамическом режиме. Кроме того, требование хорошей воспроизводимости основных характеристик активных RC-цепей обязывает проектировать такие схемы, для которых статические погрешности не проводили бы к значительным изменениям параметров и характеристик фильтров. При проектировании активных фильтров достаточно ограничиться требованиями лишь к таким параметрам усилителей, влияние которых является определяющим на изменение характеристик фильтров. Как указывается во многих работах по активным RC-цепам [16-19], наибольшее влияние на основные параметры селективных RC-цепей оказывают коэффициенты усиления усилителей, их частотные зависимости, шумовые характеристики и нагрузочные возможности, потребляемые мощности, входные и выходные сопротивления.
Таким образом, применительно к использованию в АФ микросхемы ОУ имеют избыточность многих параметров. По этой причине избирательные устройства на базе ОУ потребляют большую мощность, имеют недостаточно широкий частотный диапазон. Кроме того, требуется использование большого числа микросхем ОУ, что увеличивает габариты фильтров.
Более просто и экономично создавать активные фильтры, реализованные на основе специализированных усилителей, которые в отличие от ОУ могут быть выполнены на гораздо меньшем количестве транзисторов. Такие специализированные усилители можно реализовать на основе аналоговых базовых матричных кристаллов (АБМК). Если схемотехника специализированных усилителей будет достаточно простой, то на АБМК может быть реализовано несколько усилителей, что позволит на одной - двух микросхемах на основе АБМК реализовать АФ достаточно высокого порядка.
При решении задачи создания активных фильтров с широким частотным диапазоном можно использовать гираторные звенья АФ. Как известно [15], на основе так называемых трёхтранзисторных гираторов можно создавать высокочастотные активные фильтры, перекрывающие диапазон длинных, средних и коротких радиоволн. Однако для реализации таких фильтров на основе АБМК требуется разработка соответствующих специализированных усилителей. Гираторные фильтры, реализованные на основе АБМК, позволят уменьшить габариты, стоимость и энергопотребление избирательных устройств.
Традиционным способом построения фильтров высокого порядка (с передаточной функцией выше третьего порядка) является простое каскадирование звеньев второго и первого порядка [20-23]. При каскадной реализации передаточная функция обычно представляется в виде произведения сомножителей второго порядка и одного сомножителя первого порядка (при нечетной степени Тф)). Каждый из этих сомножителей затем реализуется звеном второго или первого порядка. Основным достоинством каскадных фильтров является унификация конструкции и простота расчета и настройки, что объясняется слабым взаимодействием между звеньями. До недавнего времени каскадирование звеньев было основным методом реализации ARC-фильтров высокого порядка, при этом полагалось, что качественные показатели таких фильтров определяются только характеристиками звеньев. Результаты работы [22,24] показали, что динамический диапазон, стабильность и другие показатели каскадных реализации существенно зависят от того, как компонуются полюсно-нулевые пары в передаточные функции звеньев, в какой последовательности включены звенья и какие коэффициенты усиления выбраны. В настоящее время в связи с широким практическим использованием ARC-фильтров к ним предъявляются все более жесткие требования, и каскадный метод реализации, хотя и остается пока наиболее распространенным, уже далеко не всегда удовлетворяет разработчиков, особенно при проектировании узкополосных фильтров более восьмого порядка. Основная причина этого заключается в большой чувствительности частотных характеристик фильтра к изменению параметров элементов. Кроме того, каскадные схемы неудобны для построения перестраиваемых фильтров.
На смену каскадным фильтрам пришли фильтры с более сложными многопетлевыми структурами. Большинство из них получено введением дополнительных частотно-независимых обратных связей (ОС) в каскадную структуру. Использование многопетлевых структур не только позволяет повысить стабильность характеристик, сохранив достоинства каскадных фильтров, но и открывает новые возможности. Многопетлевые ARC-фильтры можно строить на базе одинаковых (по схемам и характеристикам) звеньев второго порядка. Их перестройка в ряде случаев выполняется проще, чем в каскадных аналогах.
Как известно [24], при реализации АФ высокого порядка часто используются лестничные структуры с имитацией, заключающейся в замещении элементов LC-прототипа эквивалентной активной цепью. При имитации (моделировании) LC-цепей в качестве промежуточного этапа необходимо получить резистивно-нагруженный LC-фильтр без потерь с заданными частотными характеристиками. Методы расчета LC-фильтров хорошо известны, поэтому синтез LC-прототипа с помощью машинных программ или специальных каталогов осуществить довольно просто.
Методы имитации LC-цепей условно разделяются на две группы: элементная имитация и операционная. Элементная имитация заключается в замещении элементов LC-прототипа или эквивалентной нормированной цепи тараторами или комплексными конверторами полного сопротивления. При операционной имитации LC-прототип описывается системой уравнений или сигнальным направленным графом. Схему фильтра получают, моделируя математические операции, представленные этими уравнениями или графом с помощью функциональных элементов, например интеграторов и сумматоров.
Основное достоинство АФ, имитирующих LC-цепи, — их экстремально низкая чувствительность к вариациям пассивных и активных элементов. Это обеспечивает наилучшую стабильность таких фильтров по сравнению со всеми другими методами реализации. Вместе с тем, подобным фильтрам присущи и некоторые недостатки. Один из главных недостатков — необходимость использования большого числа активных элементов. Это обусловлено, прежде всего, тем, что в аналоге лестничной структуры активные звенья или интеграторы должны иметь как можно большую добротность. Реализация таких цепей на основе ОУ приводит к необходимости использования большого числа операционных усилителей, так как получение высокой добротности в АФ требует обеспечения большого усиления в петлях отрицательной обратной связи. Другой недостаток цепей, имитирующих лестничные структуры — возможность возникновения во внутренних точках фильтра напряжений, превышающих как входное, так и выходное напряжение [23]. Это может привести к перегрузкам, а следовательно, к возникновению нелинейных искажений и уменьшению динамического диапазона.
Известно, что расширение динамического диапазона каскадного фильтра может быть обеспечено при выборе вида разложения передаточной функции Т(р) [24]. Верхняя граница динамического диапазона фильтра определяется максимальной амплитудой выходного сигнала при допустимом уровне искажений, нижняя граница — уровнем собственных шумов на выходе фильтра. Под искажениями понимаем нелинейные искажения выходного сигнала или искажения АЧХ, вызванные воздействием большого сигнала.
Если динамический диапазон входного сигнала не задан, желательно иметь максимально возможный. Для этого следует обеспечить максимально возможную амплитуду выходного сигнала фильтра (без существенных искажений) при минимальном уровне собственных шумов. При разложении передаточной функции на сомножители нельзя учесть собственные шумы ARC-цепи: для этого необходимо знать распределение спектральной плотности собственных шумов звеньев, реализующих отдельные сомножители Т(р). Соответствующие данные можно получить, только зная принципиальные схемы звеньев и типы используемых элементов. Поэтому единственная возможность обеспечить максимум динамического диапазона с помощью разложения Т(р)—достижение его максимально возможной верхней границы. Искажения сигнала, приводящие к ограничению верхней границы динамического диапазона, возникают, если выходное напряжение любого из звеньев (каскадов) больше некоторого максимально допустимого (для рассматриваемого звена). В многокаскадном фильтре с произвольно выбранными передаточными функциями звеньев возможно превышение максимально допустимого напряжения промежуточных каскадов при линейном режиме работы выходного. Очевидно, что при этом верхняя граница динамического диапазона не будет максимально возможной. Простой путь, приводящий к достижению максимально возможной верхней границы динамического диапазона, — реализация последним каскадом практически всего усиления фильтра, чтобы при увеличении входного сигнала первым перегружался выходной каскад (при линейном режиме работы остальных). Тогда верхняя граница динамического диапазона будет максимально возможной, и будет определяться нелинейными характеристиками только выходного каскада. Однако при таком простом решении входные сигналы промежуточных каскадов малы и соизмеримы с собственными шумами. В результате отношение сигнал-шум на выходе фильтра может оказаться недопустимо малым.
К настоявшему времени теория и практика расширения динамических диапазонов каскадных фильтров и фильтров с многопетелевыми обратными связями достаточно хорошо разработаны в [24,25]. Однако гораздо меньше исследованы и освещены в литературе методы расширения динамического диапазона фильтров с поэлементной имитацией, направленные на уменьшение перегрузок. Следовательно разработка метода увеличения верхней границы динамического диапазона (ДД) лестничных активных фильтров с поэлементной имитацией и реализация на их основе АФ с расширенными ДД представляется одной из основных задач диссертации.
Проектирование лестничных активных фильтров с поэлементной имитацией приводит к необходимости использования большого числа операционных усилителей, которые потребляют большую мощность. Если вместо микросхем ОУ для реализации лестничных полосовых активных фильтров можно использовать более простые специализированные усилители, выполненные на основе АБМК, то потребляемая мощность и их стоимость будет уменьшена. Кроме того, если несколько усилителей реализовать на одном АБМК, то при реализации фильтров высокого порядка необходимое количество используемых корпусов микросхем можно уменьшить. По этой причине реализация лестничных фильтров, выполненных на основе специализированных усилителей, изготовленных на основе аналогового базового матричного кристалла (АБМК), является предметом исследовании.
При реализации аналоговых интегральных схем возможно использование либо биполярных, либо полевых транзисторов. Последнее время в связи с развитием микроэлектроники все больший интерес разработчиков привлекают МДП - технологии. Однако, в роботах [26,27] было показано, что нужно учитывать некоторые свойства МДП-транзисторов для реализаций устройств на их основе. Во-первых, реальная условная площадь усиления оказывается у МДП транзисторов существенно ниже, чем биполярных. Во-вторых, стандартные модели полевых транзисторов, применяемых в современных САПР программ-симуляторов семейства SPICE, неадекватно описывают их поведение в подпороговой области, поэтому проектирование устройств, использующих этот режим, требует повышенного объема экспериментов для подгонки моделей. В- третьих, крутизна МДП транзисторов с короткими каналами в подпороговой области при том же токе оказывается намного меньше, чем у длинноканальных, тогда как выходная проводимость — намного выше, что приводит к резкому ухудшению их усилительных свойств. Последнее обстоятельство практически исключает использование короткоканальных МДП транзисторов в качестве усилителей, работающих микросхеме, несмотря на очень малые емкости таких транзисторов [27]. Таким образом, применение биполярной технологии для решения целого ряда задач, и особенно для усиления в области высоких частот, принципиально обеспечивает достижение заметно лучпгах характеристик.
По этой причине в настоящей работе для создания активных фильтров на специализированных усилителях используются биполярные АБМК.
Цель работы - создание с использованием специализированных усилителей активных фильтров с расширенными частотными и динамическими диапазонами, выполненными на основе биполярных АБМК. Для достижения поставленной цели необходимо было решить следующие основные задачи:
1. Разработка специализированных усилителей, выполненных на аналоговых базовых матричных кристаллах, и реализация на их основе высокочастотных активных гираторных звеньев.
2. Исследование возможностей реализации лестничных активных фильтров с поэлементной имитацией, обеспечивающих отсутствие перегрузок в используемых в них усилителях.
3. Разработка на АБМК специализированных усилителей и реализация на их основе экономичных лестничных активных фильтров с расширенными частотными и динамическими диапазонами.
Диссертация состоит из введения, трех глав, заключения и приложений.
Во введение рассмотрено состояние вопроса, сформулированы задачи исследования и определено общее направление их решения.
В первой главе анализируются и исследуются две схемы высокочастотных гираторных звеньев, выполненных на специализированных усилителях и предназначенных для их реализации на основе аналоговых базовых матричных кристаллов. Одна из схем изготовлена на основе модернизированного АБМК "Фархад-2".
Во второй главе описываются методика синтеза лестничных полосовых активных фильтров с поэлементной имитацией и расширенным динамическим диапазоном. Проведено сравнение таких фильтров с фильтрами с многопетлевой обратной связью.
В третьей главе рассмотрены вопросы проектирования специализированных усилителей и реализация на их основе лестничных полосовых активных фильтров с поэлементной имитацией.
В заключение приведены выводы по работе.
Анализ транзисторных гираторных звеньев
В конце 60-х, начале 70-х годов прошлого столетия большое количество публикаций было посвящено гираторам и реализации на их основе активных фильтров. Однако, поскольку гираторы находили применение главным образом при создании активных фильтров, они не стали выпускаться в виде отдельных микросхем, как, например, операционные усилители (ОУ). Более того, схемы активных фильтров с заземлёнными гираторами стали изготовляться на основе микросхем ОУ. Однако, при этом терялось одно из важных достоинств гираторов - возможность реализации на их основе высокочастотных фильтров.
Как известно, на основе так называемых трёхтранзисторных гираторов можно создавать высокочастотные активные фильтры, перекрывающие диапазон длинных, средних и коротких радиоволн [28-31]. Если попытаться реализовать подобные фильтры высокого порядка в названном диапазоне частот на основе ОУ, то это может не получиться или потребуются сравнительно дорогие микросхемы, потребляющие большую энергию.
Как было показано [15], гираторные звенья второго порядка можно рассматривать как усилители с двумя интегрирующими RC-цепями в петле общей отрицательной связи. В этом случае удается не только обеспечить усиление на частоте резонанса и существенно уменьшить шумы, приведенные ко входу, а используя прямой канал прохождения входного сигнала, сравнительно просто создавать звенья фильтров нижних и верхних частот с нулями передачи. На их основе можно создавать полосовые фильтры с высоким коэффициентом прямоугольности. При равных постоянных времени интегрирующих RC-цепей в гираторных звеньях можно обеспечить нулевую чувствительность добротности к вариациям пассивных элементов. Это дает возможность при использовании варикапов реализовать звенья с электронной перестройкой частоты в очень широких пределах [29]. Гираторные фильтры могут быть изготовлены на основе аналогового базового матричного кристалла (АБМК), что позволит уменьшить габариты, стоимость и энергопотребление фильтра. Для реализации гираторных звеньев на АБМК требуется создание соответствующих усилителей. Вопросам создания усилителей и на их основе гираторных звеньев посвящена данная глава диссертаций.
Гиратор совместно с включенными на его входе и выходе конденсаторами можно представить так, как показано на рис. 1.3, где усилитель с коэффициентом усиления -Кх соответствует аналогичному каскаду на рис. 1.3, а усилители -К2 и -К3 соответствуют каскаду К2 на рис.2.3, причем интегрирующая цепочка R2C2 включена между усилителями Кг и Кз. При таком представлении гираторное звено можно рассматривать как усилитель с двумя интегрирующими цепями в петле общей отрицательной обратной связи.
Гираторное звено на трёх транзисторах. Однако эта схема имеет неудовлетворительные частотные свойства, т.к. третий усилительный каскад приводит к недопустимому фазовому сдвигу и существенному уменьшению диапазона рабочих частот.
Рассмотрим эту схему применительно к реализации на высокие частоты. Положим, что все усилительные каскады в схеме идентичны, т.е Ri=R3=R, Ci=C2=C, R2=R4=R6=R3, а параметры всех транзисторов одинаковы. В этом случае характеристическое уравнение схемы имеет вид: 1 + 2рт + рт2 +К = 0, где К - коэффициент усиления схемы по петле обратной связи с учетом частотных свойств, обусловленных третьим усилительным каскадом и т = RC постоянные времени (Частотные свойства первых двух каскадов слабо влияют is на т).
Подход к рассмотрению данной схемы с позиций гиратора позволяет реализовывать на её основе только схемы, предусматривающие заземлённую индуктивность. Такие фильтры могут быть либо фильтрами верхних частот, либо полосовыми фильтрами. Для реализации ФНЧ требуются гираторы с незаземленными входами, что реализовать можно, используя два гиратора, что затрудняет реализацию фильтров [31]. Однако представленную на рисунке 1.5 схему, можно рассматривать как схему усилителя с двумя интегрирующими цепями в петле отрицательной обратной связи. При этом, полагая входом схемы вывод 5, а выходом - вывод 6, можно реализовать ФНЧ. Первые два транзистора ТІ и Т2 в схеме на рис. 1.5 включены по схеме с общим эмиттером, на транзисторе ТЗ реализован эммитерный повторитель. Для согласования по постоянному току и уменьшения напряжения питания транзисторы ТІ и ТЗ выбраны типа n-p-п, а транзистор Т2 типа p-n-р. Кроме того, для обеспечения близких режимов транзисторов по постоянному току эмиттерная цепь транзистора Т2 питается от отдельного источника. Общая отрицательная 100% обратная связь по напряжению в схеме осуществляется присоединением эмиттерных цепей транзисторов ТІ и ТЗ к общему резистору Кобщ, причём Ro6ut »R3l//R3i.
Экспериментальные исследования микросхемы, реализованной на АБМК "Фархад-2"
Для экспериментальной проверки приведенных результатов моделирования звена (рис. 1.8) на основе АБМК "Фархад-2" было реализовано гираторное звено. С этой целью в ФГУП НИИТАП была разработана топология схемы и была изготовлена микросхема. Схема звена, реализованного на АБМК "Фархад-2" приведена рис. 1.18. В схеме учтены паразитные диоды (D1,D2, D6), возникающие при реализации звена на АБМК [37-39]. На рис. 1.19 приведена экспериментально полученная зависимость добротности звена от его резонансной частоты. Резонансные частоты изменялись путем изменения емкостей конденсаторов Cj и Сг, которые были внешними по отношению микросхемы. Звено использовалось без корректирующих емкостей.
По результатам моделирования звено должно иметь добротность 6,3 на низких резонансных частотах и максимальную частоту 230 кГц (при увеличении добротности на 15% по сравнению со значением Q0). По экспериментальным данным звено имеет добротность 6,1 на низких резонансных частотах и максимальную частоту 210 кГц при условии Q=l,15Qo- Несколько худшие результаты, полученные при экспериментальном исследовании звена, обусловлены наличием паразитных элементов, возникающих при реализации звена на АБМК.
Как известно, АБМК "Фархад-2" имеет транзисторы с недостаточно хорошими частотными свойствами. Кроме того, транзисторы p-n-р гораздо хуже транзисторов n-p-п. По этой причине были рассмотрены возможности звеньев при их реализации на проектируемом АБМК "Феникс", у которого транзисторы n-p-п и p-n-р обладают гораздо лучшими и примерно одинаковыми частотными свойствами [35].
Было проведено моделирование гираторных звеньев, реализованных на АБМК "Феникс". При моделировании использовался пакет "Oread". Результаты расчётов по аналитическим формулам и результаты моделирования постоянных напряжений и токов звеньев 1и 2 приведены в следующих таблицах.
Из приведенных зависимостей видно, что увеличение добротности при уменьшении емкостей, а следовательно, при увеличении резонансной частоты, обусловлено влиянием частотных свойств транзисторов, причем это влияние, тем меньше, чем больше сопротивления резисторов в цепи эмиттеров усилительных каскадов [15,39].
Звено 1 при эмиттерных сопротивлениях 390 Ом имело на низких резонансных частотах добротности Qo=6,8 и максимальную резонансную частоту 4,2 МГц (при увеличении добротности на 20 % по сравнению со значением Q0). При эмиттерных сопротивлениях 200 Ом оно имело добротность 8,5, и максимальную резонансную частоту 1,7 МГц. Звено 2 имело добротность Qo=37,2 на низких резонансных частотах и максимальную резонансную частоту до 1,5 МГц при условии Q = 1,2 Q0 и эмиттерных сопротивлениях 200 Ом. При эмиттерных сопротивлениях 390 Ом звено 2 имело добротность 31,5 и максимальную частоту 3,1 МГц.
Из приведённых зависимостей видно, что цепи коррекции позволяют обеспечить расширение частотного диапазона. В частности, в звене 1 максимальная резонансная частота при Ск = 15 пФ и условии Q =0,8 Q0 получается 24,9МГц, а в звене 2 - 30,9 МГц, что перекрывает диапазон коротких радиоволн. На рис. 1.24 для схемы 1 приведены зависимости спектральной плотности напряжения выходного шума от частоты при разных резонансных частотах. Из приведенных графиков видно, что выходные шумы на частоте резонанса тем больше, чем больше добротности. Выходные шумы максимальны на частотах резонанса, а, следовательно, ДД будет минимальным. При вычислении ДД ивыхлц определялось в полосе усиления звена Af: Af=frf2, где fi и f2 соответствовали уменьшению максимального коэффициента усилителя в 4Ї раз. Вычисленное по результатам моделирования выходное напряжение шума в полосе пропускания звена (схема 1 без Ск) на резонансной частоте 1,05 МГц составляло 111 мкВ при добротности Q0 = 6,8. Напряжения шумов схемы 2 без Ск на резонансной частоте 1МГц составляло 378 мкВ при добротности Qo = 31,5.
При определении величин максимального напряжения на выходе фильтра, определяющих верхнюю границу ДД, нужно учитывать, что максимальные нелинейные искажения также возникают на частоте резонанса. Определим ивыхмак из зависимости UBblx= f (UBX) на резонансной частоте. Зависимости UBblx = f(UBX) для звеньев приведены на рис 1.25 и 1.26.
Зависимости динамического диапазона звена 2, выполненного на АБМК "Феникс" от резонансной частоты. Как и следовало ожидать, динамический диапазон уменьшается при увеличении добротности, поэтому динамический диапазон схем с корректирующими конденсаторами в области высоких резонансных частот существенно больше, чем без их использования. Например, для схемы 1 на резонансной частоте 24,9 МГц без корректирующих конденсаторов при Qo = 26,7 ДД= 36,5 дБ, а с корректирующими конденсаторами при Q0 = 5,3 ДЦ=52,2дБ.
Анализ показал, что без учёта нестабильности емкостей конденсаторов нестабильность резонансной частоты составляла -0,05% на 1С. При этом изменение резонансной частоты было близко к линейной зависимости от температуры, что позволяет компенсировать эти изменения выбором конденсаторов с соответствующим Т.К.Е.
Амплитудно-частотные характеристики LCR-цепей дои после преобразований
Используя полученные значения элементов, были рассчитаны амплитудно-частотные характеристики (АЧХ) LRC-цепей. Хотя количество реактивных элементов в преобразованной схеме фильтра возросло с 6 до 8, порядок фильтров и их АЧХ получаются одинаковыми.
Результаты моделирования уровней напряжений во внутренних узлах данных LRC-цепей до и после преобразования Нортона при входном сигнале 1В показаны на рис.2.7 и рис.2.8. Из графиков видно, что, как и следовало ожидать, уровни напряжения в узле 1 до и после преобразования получились одинаковыми, а максимальное напряжение в узле 3 LRC-цепей до преобразования составило 9,4В, а после преобразования было уменьшено в 10 раз. Поскольку максимальный коэффициент передачи фильтра, как видно из рис.2.6., составляет 0,5, выходное напряжение равно 0,5В.
Используя преобразования Нортона над некоторыми элементами LRC-цепей, уровень напряжений во внутренних узлах фильтра был уменьшен. Хотя это существенно увеличит верхнюю границу динамического диапазона данного фильтра, необходимо убедится, не изменяется ли чувствительность фильтров после преобразования.
Для этого сначала рассмотрим отдельно чувствительности последовательного элемента Z(p) и параллельного элемента Уф) лестничной цепей (рис.2.9). Остальные звенья этой цепи считаются неприсоединенными, за исключением самих связей с этими элементами. Рассмотрим для упрощения функцию передачи напряжения P(p) = U2/U\. Используя теорему Боде для билинейных функций, можно показать [47-55], что справедливы следующие соотношения: a (In Р)/ду = -\lyx ,5(ln P)ldz = -\lzx, тдеу1ф) и г определяются путем изменения для расчета входных полных проводимостей или сопротивлений согласно рис.2.9 (б).
Схемы лестничных структура: а) лестничная структура с выделенными элементами Y(p) и Z(p), б) та же структура с показанными полной проводимостью yi и сопротивлением Z/, которые необходимы для вычислений чувствительности.
Используя метод, описанный выше, были получены алгебраические чувствительностей LRC-цепей до и после преобразования (рис.2.10). Результаты показали, что оба фильтра обладают практически одинаковой алгебраической суммой поэлементных чувствительностей [53]. Результаты вычисления чувствительностей приведены в приложении 1 и 2.
Один из простейших подходов к моделированию пассивных цепей состоит в выборе RLC - цепи, удовлетворяющей определенным требованиям, налагаемым на фильтр, и замене катушки индуктивности активным RC-эквивалентном [51]. Рассмотрим формирование схемы ARC-фильтра путем поэлементной имитации LC-прототипа.
Операционные усилители, используемые в фильтре, могут оказаться перегруженными за счет подсоединения к их выходам резисторов и конденсаторов. Для проверки возможностей выбора значений сопротивлений резисторов, которые в принципе могут перегружать ОУ, были рассчитаны сопротивления нагрузок (RH) для каждого ОУ в схемах лестничных полосовых активных фильтров до и после преобразования. Их результаты приведены на рис 2.19,2.20 и 2.21.
Разработка схем специализированных усилителей
Для реализации лестничных фильтров были разработаны схемы специализированных усилителей на основе элементов АБМК «Феникс». Разработанные схемы специализированных представляют собой упрощённые схемы операционных усилителей [89-102]. Путём моделирования с использованием пакета программ Oread были исследованы электрические параметры разработанных усилителей.
Схема специализированного усилителя 1. Схема состоит из входного дифференциального каскада на транзисторах Т1,Т2, ТЗ и Т4 и каскада усиления с использованием составного транзистора на паре p-n-р транзисторов Т6 и Т7. В эмиттерные цепи транзисторов Т1,Т2 задается ток генератора, выполненного на транзисторе Т5 и резисторах Rl, R2 и R3 и обеспечивающего достаточно большой коэффициент ослабления синфазного сигнала. Чтобы обеспечить смещение напряжения на базах транзисторов Т6, использован источник, состоящий из транзисторов Т8, Т9, Т10 и ТІ 1 в диодном включении, и резистора R6.
Для проверки возможной устойчивости разработанного неинвертирующего усилителя 1 была рассмотрена его частотная характеристика при единичном усилении (рис.3.4). Результаты моделирования показали, что частотная характеристика этого усилителя 1 даже без корректирующего конденсатора не имеет выброса.
Из приведенных зависимостей видно, что верхняя граница ДЦ усилителя при различных коэффициентах усиления - К = 1 и 11 и напряжении питания - Е = ±12 В составила 7 В.
Было определено минимальное значение сопротивления нагрузки RH усилителя 1 при помощи графика зависимости ивыхмакс усилителя 1 с ОС от RH при коэффициенте по напряжению при разомкнутой цепи ОС (Ко.с) -11(рис.3.7). Результаты моделирования показали, что минимальное сопротивление нагрузки усилителя 1 составляло 10 кОм и оно не зависит от глубины обратной связи.
В целом, результаты моделирования схемы усилителя 1 показали, что разработанный усилитель имеет коэффициент усиления по напряжению при разомкнутой цепи ОС 3,8 104, входное сопротивление 12,6 кОм, выходное сопротивление 3,3 кОм, частоту единичного усиления f i = 355 МГц, еш = 4,1 нВ/ /Ль RH.MHH =Ю кОм, и потребляемую мощность 113 мВт при напряжение питания Е = ± 12 В.
Одно из достоинств разработанной схемы - малое число используемых элементов. Это облегчит реализацию на АБМК достаточно большого числа усилителей. Недостатком разработанного усилителя 1 является большая потребляемая мощность. По этой причине была проведена работа по проектированию специализированного усилителя 2. Схема специализированного усилителя 2. Схема состоит из входного дифференциального каскада на транзисторах ТІ, Т2, ТЗ, Т4 и Т5, каскада усиления на транзисторе Т9 с включенными в цепь эмиттера транзисторов ТІ О, ТІ 1 в диодном включении и повторителя на транзисторе Т13. Постоянные токи в генераторах тока, выполненных на транзисторах Т5 и Т8, создают цепи, состоящие из транзисторов Т6 и Т7 в диодном включении и токозадающего резистора R1. Для гарантированной работы транзисторов Т9 и Т13 в активном режиме в эмиттерную цепь задаётся ток от генератора, выполненного на транзисторах Т12 и Т14. Конденсатор С обеспечивает создание цепи внутренней коррекции.
Таким образом разработанный усилитель имеет коэффициент усиления по напряжению при разомкнутой цепи ОС 102, входное сопротивление 37,5 кОм, выходное сопротивление 140 Ом, частоту единичного усиления fi = 18 МГц, еш = 5,8 нВ/ /Л/, RH.MHH- = 2кОм, и потребляемую мощность 7 мВт при напряжении питания Е = ± 6 В.
Один из достоинств усилителя 2 является малая потребляемая мощность. Недостатком разработанного усилителя 2 являются малые коэффициент усиления и верхняя граница ДД.
Из приведенных результатов видно, что потребляемая мощность усилителя 2 по сравнению с усилителем 1 существенно уменьшилась, но частота единичного усиления также значительно уменьшилась. С целью получения компромиссного варианта схемы была разработана схема усилителя 3.
На рис.3.13 показана схема разработанного специализированного усилителя 3. Схема состоит из входного дифференциального каскада на транзисторах ТІ, Т2, ТЗ и Т4, каскада усиления на транзисторах Т8, Til, Т9, ТІ2 и повторителя на транзисторе ТІ6.
Постоянные токи в генераторах, выполненных на транзисторах Т4, Т7 и ТІ0, создают цепи, состоящие из транзисторов ТЗ, Т5 и Т6 в диодном включении и токозадающих резисторов R1 и R2. Для работы транзисторов Т8, ТІ 1 в активном режиме в их эмиттерные цепи задаётся ток от генераторов, выполненных на транзисторах Т7 и ТІ0, а в эмиттерную цепь Т16 задаётся ток генератора, выполненного на транзисторе ТІ7, при этом чтобы обеспечить смещение напряжения на базах транзисторов Т8 и ТІЇ, использован источник, состоящий из транзисторов Т13 и Т14 в диодном включении, ток в которые задаётся от транзистора ТІ5.
Постоянные токи в генераторах, выполненных ТЗ, ТІЇ и ТІ2, создает цепь, состоящая из транзисторов Т4 и Т5 в диодном включении и токозадающего резистора R3. Конденсатор С используется для улучшения частотной характеристики. Значение емкости С было выбрано из АЧХ усилителя в режиме повторителя при различных емкостей (рис. 3.19).
Рис.3.19. АЧХ специализированного усилителя 4 в качестве повторителя при различных значениях корректирующих емкостей. Из приведенных графиков видно, что при значении корректирующей емкости - 15 пФ выброс АЧХ усилителя 4 в качестве повторителя был исключен. При этом значение корректирующей емкости выбрано 15 пФ. Дальнейшее увеличение корректирующей ёмкости приводит к ухудшению частотных свойств усилителя.
Результаты моделирования схемы усилителя 4 показали, что разработанный усилитель имеет коэффициент усиления по напряжению при разомкнутой цепи ОС 1,1 104, входное сопротивление 60 кОм, выходное сопротивление 280 Ом, частоту единичного усиления fi = 13,5 МГц, еш = 4,5 нВ/ Гц , RH.M„H= 1 кОм и потребляемую мощность 6 мВт.
Для оценки различных типов операционных усилителей (ОУ) можно использовать обобщённый параметр Н [35]: Н = SR/P, где S - площадь усиления, R - ресурс его динамического диапазона, Р - потребляемая мощность.
Из приведенных результатов моделирования видно, что специализированный усилитель 1 обладает наибольшим обобщенным параметром по сравнению с другими разработанными усилителями. Однако недостатком этого усилителя является большая потребляемая мощность.
