Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Состояние вопроса. Обзор и анализ литературных источников по системам железнодорожной радиосвязи 9
1.1. Эксплуатируемые системы технологической железнодорожной радиосвязи 9
1.2. Внедряемые железнодорожные цифровые системы радиосвязи второго поколения TDMA 13
1.3. Известные системы связи с ШПС 15
1.4. CDMA - третье поколение цифровых систем связи 19
1.5. Выводы по главе 1 21
Глава 2. Повышение частотной эффективности передачи ШПС 23
2.1. Формирователь ШПС с увеличенной в два раза базой в заданной полосе частот 23
2.2. Метод деления полосы частот речевого сигнала (PC) ...26
2.3. Выигрыш в показателях качества за счет увеличения в 2 раза базы сигнала 30
2.4. Метод формирования фазоманипулированного ШПС 35
2.5. Выводы по главе 2 39
Глава 3. Повышение помехоустойчивости приема ШПС 41
3.1. Приемник ШПС с увеличенной базой сигнала 41
3.2. Оптимальная нелинейная обработка ШПС в приемнике 44
3.3. Исследование нелинейных и переходных искажений при амплитудном ограничении ШПС 48
3.4. Исследование помехоустойчивости приема сигналов ЧИМ-ШПС 52
3.5. Энергетические потери при приеме ШПС 60
3.6. Выводы по главе 3 64
Глава 4. Повышение частотной эффективности временной синхронизации ШПС 65
4.1. Система синхронизации ШПС 65
4.2. Частотно-модулированный автогенератор на LC-контуре 68
4.3. Частотно-модулированный автогенератор, минимизирующий энергопотери системы передачи информации ШПС 72
4.4. Стабилизация модуляционной характеристики частотно-модулированного автогенератора 82
4.5. Оптимальный квазикогерентный приемник с поиском ШПС по времени и по частоте 84
4.6. Выводы по главе 4 87
Глава 5. Повышение скрытности передачи ШПС 88
5.1. Анализ скрытности передачи ШПС 88
5.2. Скрытность широкополосных передач в реальных каналах связи 90
5.3. Увеличение числа скрытных каналов с ШПС в заданной полосе частот 97
5.4 Выводы по главе 5 103
Заключение 104
Список используемых источников
- Внедряемые железнодорожные цифровые системы радиосвязи второго поколения TDMA
- Метод деления полосы частот речевого сигнала (PC)
- Исследование нелинейных и переходных искажений при амплитудном ограничении ШПС
- Частотно-модулированный автогенератор на LC-контуре
Введение к работе
В настоящее время на сети железных дорог России сложилась сложная ситуация с сетями беспроводного доступа (прежде всего с сетями технологической радиосвязи). В эксплуатации находится более 183 тысяч радиостанций, среди которых около 50% выработали свой ресурс, а более 40% - не соответствуют установленным требованиям. Это системы первого поколения - системы с частотным разделением каналов (FDMA).
В программе развития цифровых вторичных сетей связи железнодорожного транспорта предусмотрена и модернизация сетей беспроводного доступа (сетей технологической радиосвязи). Одним из её направлений является создание цифровых систем радиосвязи - систем второго поколения с временным разделением каналов (TDMA).
Основными целями создания цифровых систем беспроводного доступа являются решение задач информационного и технологического перевооружения железнодорожного транспорта, информационного сопровождения скоростного и высокоскоростного движения поездов, создание многоуровневой комплексной системы безопасности движения поездов, развитие услуг для пассажиров и клиентов железнодорожного транспорта в части информационных услуг и мониторинга перевозок.
В настоящее время на железнодорожном транспорте прошли испытания цифровые системы связи таких стандартов как GSM-R и TETRA, которые показали хорошие результаты. Это системы второго поколения - многоканальные системы с временным разделением каналов (TDMA). Однако более перспективными являются системы третьего поколения - многоканальные широкополосные системы с шумоподобными сигналами (ШПС), в которых используется кодовое разделение каналов (CDMA). Перспективность их обусловлена тем, что ШПС обеспечивает возможность:
- повышения помехоустойчивости приема сигналов при воздействии как аддитивных, так и мультипликативных помех;
-ведения устойчивого приема при уровне ШПС ниже среднего уровня помех (скрытность передачи); -уменьшения вредного воздействия на человека (оператора) электромагнитного поля; -более точного измерения параметров движения объекта (координаты, скорости, направления и другие);
- работы в занятых диапазонах частот, поскольку селекция сигналов осуществляется по форме;
- наиболее полного использования частотного ресурса.
Эти достоинства тем выше, чем больше основной параметр ШПС -их база В = FT, где F - полоса частот ШПС, а Т - длительность элементарной посылки передаваемого цифрового сигнала.
Увеличить базу за счет увеличения ширины полосы частот не удается ввиду того, что частотный ресурс дефицитен и острота дефицита растет с каждым годом. Увеличение базы возможно за счет увеличения длительности элементарной посылки Т, что приводит к необходимости до сих пор нереализованного деления полосы частот речевого сигнала.
Этим определяется актуальность работы.
Целью работы является повышение показателей эффективности систем с ШПС за счет увеличения их базы в заданной полосе частот для обеспечения высоконадежной обработки информации в информационных коммуникациях.
Для достижения указанной цели в работе решаются следующие задачи:
-разработка метода увеличения базы ШПС в заданной полосе частот.
-уточнение расчета значений погрешностей в определении параметров движения объекта с помощью ШПС, в скрытности передачи ШПС и других показателей эффективности.
- разработка более эффективных по сравнению с известными систем ШПС.
- уменьшение погрешности временной синхронизации ШПС. Научная новизна диссертации определяется следующими результатами:
- предложен способ и устройство увеличения в два раза базы ШПС в заданной полосе частот, новизна которых защищена патентами РФ;
-уточнены формулы определения погрешностей параметров движения объекта, увеличения скрытности передачи ШПС, позволившие определить численные значения выигрышей по этим показателям за счет увеличения в два раза базы ШПС.
- определен выигрыш в помехоустойчивости предложенной системы с увеличенной в два раза базой ШПС и частотно-импульсной модуляцией (ЧИМ-ШПС).
-получена формула и экспериментальное значение модуляционной характеристики частотно-модулированного автогенератора (ЧМГ), с помощью которого осуществляется синхронизация ШПС.
Практическая значимость работы определяется следующим:
- разработаны модели передатчика и приемника ШПС с увеличенной в два раза базой сигнала в заданной полосе частот, в которых реализованы выигрыши в 1,41 раза и больше.
-для нелинейной фильтрации помех на выходе приемника ШПС разработано микроконтроллерное устройство с набором перестраиваемых нелинейностей, каждая из которых обеспечивает максимальное отношение сигнал-шум при определенной плотности распределения вероятностей (ПРВ) помех. Подавление помех с помощью такого устройства составляет более 1,41 раза.
-Для минимизации энергетических потерь системы с ШПС предложен и разработан гармонический частотно-модулированный автогенератор (ЧМГ) с максимально стабильной и линейной модуляционной характеристикой.
Исходная основа диссертации. Диссертация основывается на результатах:
-фундаментальных работ теории информации Агеева Д.В., Котельникова В.А., Шеннона К. и других;
-теоретических и прикладных исследований ШПС Варакина Л.Е., Калмыкова В.В., Петровича Н.Т., Смирнова Н.И. и других;
- исследований средств и систем передачи цифровой информации с помощью ШПС Баранова Л.А., Бенедиктова М.Д., Волкова А.А., Горелова Г.В., Журавлева В.И., Миронова К.В., Фомина А.Ф. и других.
Методы исследования. В работе использованы методы математического анализа, имитационного и математического моделирований, положения теории помехоустойчивости приема информации и теории случайных сигналов.
Апробация результатов работы выполнена на заседаниях кафедры «Радиотехника и электросвязь» МИИТа, а также - на конференциях:
-Международная научно-техническая конференция студентов и аспирантов «Радиотехника, электроника и энергетика». Москва, МЭИ, 2005 г.; -Научно-техническая конференция «Неделя науки-2005». Москва, МИИТ, 2005 г.; -Научно-техническая конференция «Неделя науки-2006». Москва, МИИТ, 2006 г. Реализация результатов работы. Основные теоретические и практические результаты, полученные в диссертационной работе, использованы в компаниях ООО «АКСИОН-РТИ», ООО «Фирма ИВП ТРАНС» и в учебном процессе на кафедрах «Радиотехника и электросвязь» МИИТа и «Транспортная связь» РГОТУПС, что подтверждено соответствующими актами.
Публикации. По результатам диссертации получено 4 патента на полезные модели и опубликовано 8 статей, в которых изложено основное содержание диссертации.
Внедряемые железнодорожные цифровые системы радиосвязи второго поколения TDMA
С целью совершенствования систем радиосвязи на железнодорожном транспорте проводится внедрение цифровых систем. К ним относятся цифровые системы второго поколения с временным разделением каналов (TDMA) стандартов TETRA и GSM-R.
В этих системах происходит разделение задач кодирования источника сообщений и канала связи [8]. В задачу кодирования источника сообщений входит удаление избыточности, то есть сжатие сообщения. От этого его помехоустойчивость уменьшается. В задачу кодирования канала связи входит защита передаваемого сообщения от помех путем введения в него некоторой избыточности, которая оптимально обоснована (помехоустойчивое кодирование).
Структурная схема такой системы представлена на рис. 1.3, где обозначено: М - микрофон, КР - кодер речи, БК - балансный контур, СК -сверточный кодер, П - перемежитель, Ш-шифратор, TDMA-формирователь кадра с временным разделением, Мод - модулятор, ПРД -передатчик, ПРМ - приемник, ЛПРМ - линейная часть приемника, ДМод - демодулятор, ДШ - дешифратор, ДП - деперемежитель, ДСК-декодер СК, ДБК - декодер БК, ДКР - декодер речи, Т - телефон.
После кодирования источника сообщений (сжатия информации) осуществляется кодирование канала связи. Для этого используют блочное и сверточное кодирование.
Сверточное кодирование является наиболее мощным средством борьбы с одиночными ошибками. Однако в радиоканале с замираниями имеют место пакеты ошибок. Для их преобразования в одиночные ошибки используют перемежение, кроме того, сверточные коды не могут обнаруживать ошибки, поэтому для внешнего обнаружения ошибок используется блочный код.
Отличие рассматриваемых стандартов заключается в следующем: в стандарте GSM-R используется модулятор цифровых сигналов GSMK-минимальная частотная манипуляция с гауссовской фильтрацией; в стандарте TETRA используется модуляция 7t/4-DQPSK - двойная относительная фазовая манипуляция со сдвигом я/4.
Следует также отметить, что в системах TDMA недостаточно полно используется временной ресурс и они несовместимы с эксплуатируемыми аналоговыми железнодорожными радиостанциями с ЧМ.
Основу теории систем связи с шумоподобными сигналами (ШПС) заложили работы Котельникова В.А. [30] и Шеннона К. [61], а основы кодового разделения - работа Агеева Д.В. [1]. Большой вклад в теорию и практику ШПС внесли труды российских и зарубежных ученых: ВаракинаЛ.Е. [6], Диксона Р.К. (США) [26], Пестрякова В.Б. [41], Петровича Н.Т. [42], а также работы Бенедиктова В.М. [35], Волкова А.А. [11, 12], Горелова Г.В. [22, 23], Миронова К.В. [37], Фомина А.Ф. [24,58] и других.
Передача и прием непрерывных сообщений с помощью шумоподобных сигналов, как показано в [6], возможны путем применения дискретных или аналоговых методов модуляции. При дискретных методах модуляции непрерывное сообщение дискретизируется по времени, затем превращается или в последовательность импульсов с амплитудно-импульсной модуляцией (АИМ), или в последовательность импульсов с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ), или в импульсную кодово-модулированную последовательность (ИКМ). Далее импульсы соответствующих последовательностей с помощью модуляторов превращаются в ШПС. Поэтому возможны АИМ-ШПС, ШИМ-ШПС, ИКМ-ШПС, а также и другие методы модуляции. В случае АИМ-ШПС из-за амплитудной модуляции плохо используется мощность передатчика, поэтому такой метод модуляции обычно не применяют. При ИКМ-ШПС необходимо расширять полосу частот, что вызывает дополнительные ошибки квантования.
Метод деления полосы частот речевого сигнала (PC)
Структурная схема делителя полосы частот речевого сигнала и временные диаграммы его работы представлены на рис. 2.3 и рис. 2.4 соответственно. Обозначения на рис. 2.3: АС-источник аналогового сигнала, ФОС - формирователь однополосного речевого сигнала, ФВ фазовращатель на 90} L _ сумматор, ДО - детектор огибающей, УО -усилитель-ограничитель амплитуды, П - перемножитель, ДФ-дифференцирующая цепь, ТГ - триггер, ДЧ - делитель частоты в два раза.
Работа схемы происходит следующим образом.
Аналоговый речевой сигнал u(t) -U(t) cos q {t) (его квазигармоническая модель) поступает из блока АС на один вход формирователя однополосного сигнала ФОС, на второй вход которого подается гармоническое колебание ur(t) = U cos 6?0t с генератора Г.
На выходе ФОС имеет место однополосное колебание u0(t) = Q,5UU(t)cos[u)0t + p(t)], из которого выделяется в блоке ДО его огибающая 0,5 U U(t) и складывается с этим колебанием в сумматоре Z
На выходе сумматора Z будет сигнал иг (0 = 0,5 U U(t){\ + cos[co0t + ?(/)]}. (2.4) Это суммарное колебание не пересекает оси абсцисс, а имеет с ней только точки касания, как показано на рис. 2.4, где для упрощения принято 0,5UU(t) = 1 = const. Так как a 0 » , то однополосный сигнал очень dt близок к гармоническому колебанию. На рис. 2.4 показан квадратурный однополосный сигнал ифв (/), т.е. сдвинутый по фазе на 90 По отношению к u (t) в блоке ФВ. Этот сигнал усиливается и ограничивается по амплитуде в блоке УО, после чего дифференцируется по времени в блоке ДЦ. На выходе ДЦ имеют место короткие разнополярные импульсы, как показано на рис. 2.4. Из этого рисунка следует, что отрицательные импульсы с выхода ДЦ совпадают с точками касания сигнала u {t) оси абсцисс. По этим отрицательным импульсам, как по фронтам, триггер ТГ формирует отрицательные импульсы большой длительности, равной периоду колебаний Т0 однополосного сигнала. На рис. 2.4 они показаны с пунктирной вершиной. Эти однополярные импульсы подаются на вход перемножителя П через последовательный конденсатор большой емкости, который на рис. 2.3 не показан. Этот конденсатор устраняет постоянную составляющую, отчего импульсы прямоугольной формы на входе П оказываются разнополярными. В блоке П эти импульсы перемножаются с суммарным сигналом и% (t) и последний на своем периоде, совпадающем с длительностью импульса противоположного знака от перемножения, меняет свою полярность на противоположную. От этого его период увеличивается в два раза, как показано на рис. 2.4.
Исследование нелинейных и переходных искажений при амплитудном ограничении ШПС
В настоящее время на практике используется глубокое (идеальное) амплитудное ограничение шумоподобных сигналов (ШПС) [6]. Оно уменьшает динамический диапазон суммарного ШПС и подавляет помехи. Однако идеальный амплитудный ограничитель не всегда является оптимальным подавителем помех. В общем случае оптимальным является нелинейный четырехполюсник (НЧП), характеристика которого определяется известной [44] формулой zn(n) = \пй)п(п), где о)п{п) dn одномерная плотность распределения вероятностей (ПРВ) помехи.
При обобщенном гауссовском законе (ОГЗ) [24, 58] соп(п) = А(с)ехр{- ц(опс)п\}, (3.2) сц 2Г где А (с) = {пА. Фп С) о„ Гъ\ Г \cj Ai -0,5 (3.3) Г{ ) - гамма функция; оп - дисперсия помехи; с - параметр распределения.
В этом случае характеристика НЧП zjn) = с[п{ап,с)]с\пГ sign n, (3.4) (+1 при n 0; где signn = j 1 при n 0. При с =1 имеет место лапласовское распределение помехи и характеристика оптимального НЧП zjn) ( 2 V» - sign п представляет \GnJ собой характеристику идеального амплитудного ограничителя. При гауссовском распределении (с = 2) характеристика НЧП d п zn(n) = \псоп(п)-— представляет собой прямую линию, т.е. линейное dn с преобразование является оптимальным, а нелинейное - идеальное ограничение.
При других значениях параметра с структура оптимального БНП -другая. Коэффициент подавления помех оптимальным БНП определяется выражением [24, 58] г2 Для гауссовской помехи (с = 2) коэффициент подавления помех КпГ = 1, а для лапласовской (с = 1) - К =2. Для других помех величина
К2п 2, Поскольку трудно реализовать один НЧП, перестраиваемый под разные ПРВ, в работе предложено использовать для разных ПРВ несколько таких НЧП, входы которых соединены между собой в один, а их выходы -раздельные. Если на их входы будут поступать ШПС с помехами, обладающими разными ПРВ, то на выходах этих элементов будут разные отношения мощности сигнала к мощности шума (ОСШ). Степень подавления помех определяется наибольшим ОСШ. Это целесообразно осуществлять с помощью микроконтроллера (МК), например ATMEGA 16 с RISC архитектурой (производитель ATMEL corporation).
На рис. 3.3 представлена структурная схема такого оптимального НЧП, где обозначено: НЧП - нелинейный четырехполюсник для различных ПРВ, МК - микроконтроллер, УАВ - устройство автоматического выбора.
На рис. 3.4 представлена принципиальная схема УАВ, которое выполнено на базе 8-ми разрядного вышеназванного микроконтроллера. Его выбор обусловлен дешевизной и наличием встроенного восьмиканального аналого-цифрового преобразователя (АЦП).
Методом сравнения определяется вход АЦП, уровень напряжения на тором максимален, номер этого входа передается в виде трехзначного ,да на выводы МК РВ2 (младший бит), РВО и РВ\ (старший бит).
После инициализации микроконтроллера, последовательно считываются напряжения ADC0...ADC7, а результат записывается в «переменные». После этого происходит сравнение значений переменных и выбор максимального из них, номер которого записывается в РВ.
АЦП работает в режиме однократного запуска без использования прерываний. Это значит, что после каждого запуска АЦП программа ожидает окончания аналого-цифрового преобразования, т.е. установки бита окончания преобразования в регистре состояния АЦП.
Частотно-модулированный автогенератор на LC-контуре
Как показано выше, энергетические потери системы минимальны, если модуляционная характеристика частотно-модулированного автогенератора (ЧМГ) максимально линейна и устойчива во времени [29]. В этом случае целесообразно выполнять реактивный управитель в ЧМГ не на варикапе, как обычно, а на конденсаторе постоянной емкости С, подключенном к колебательному контуру ЧМГ через диоды, работающие в ключевом режиме. Тогда модуляция частоты осуществляется за счет изменения угла отсечки, то есть времени подключения С к колебательному контуру. При этом прямое и обратное сопротивление диодов не оказывают существенного влияния на стабильность средней частоты автогенератора, если первое значительно меньше, а второе значительно больше подключенного реактивного сопротивления —. соС
На рис. 4.6 представлена принципиальная схема ЧМГ, выполненного на операционном усилителе с двухтактным реактивным управителем, состоящем из конденсатора С постоянной емкости, подключаемого к контуру через диоды VDI и VD2, работающие в ключевом режиме. Диоды включены встречно-параллельно между собой с R0C0 -цепями автосмещения и модулирующим напряжением eM(t), снимаемым со вторичной обмотки трансформатора Тр.
На этом же рисунке представлена кривая, учитывающая паразитную AM в данном модуляторе. Паразитная AM устраняется, так как используется последующее амплитудное ограничение. Из рисунка видно, что линейный участок модуляционной характеристики составляет Асвл = ОД 1й)0. Коэффициент нелинейных искажений на этом участке MX целесообразно и проще определить по кривой —, так как она параллельна MX. Коэффициент по третьей гармонике: где тс - коэффициент модуляции емкости С.
Таким образом, из (4.29) следует, что при тс = 0,5 значение К ъ будет менее 1%, соответственно, указанный линейный участок MX позволяет иметь максимальную глубину модуляции, значительно большую чем при использовании реактивного управителя, выполненного на варикапе. Значительно больше и временная стабильность модуляционной характеристики при подключении постоянной емкости к контуру автогенератора через диоды, работающие в ключевом режиме.
Основными показателями ЧМГ являются его чувствительность и стабильность его модуляционной характеристики. Известно [34], что они противоречивы: увеличение стабильности модуляционной характеристики ЧМГ приводит к уменьшению его чувствительности и наоборот. Повысить чувствительность частоты ЧМГ можно путем ввода в автоколебательную систему ЧМГ дополнительного четырехполюсника, амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) которого совпадает с АЧХ колебательной системы ЧМГ, а фазо-частотная характеристика (ФЧХ) имеет противоположный наклон. При каскадном соединении фильтров их ФЧХ складываются, и рабочая частота ЧМГ определяется точкой пересечения их суммарной ФЧХ с осью частоты. При близкой по модулю крутизне складываемых ФЧХ небольшие расстройки первого и второго фильтров (колебательной системы ЧМГ и четырехполюсника) относительно друг друга вызывают в несколько раз большее смещение нулевой точки результирующей ФЧХ и, соответственно, в несколько раз большее изменение частоты ЧМГ. Для доказательства этого будем считать, что ФЧХ - линейные в пределах полосы пропускания:
