Содержание к диссертации
Введение
1. Аналитический обзор источников по методам сжатия по частоте речевых сигналов 7
1.1. Сжатие по частоте аналоговых речевых сигналов 7
1.2. Сжатие по частоте цифровых речевых сигналов 12
1.3. Синтетические вокодеры 22
2. Разработка методов теоретического анализа и синтеза речевых сигналов 26
2.1. Уточнение определения аналитического сигнала - основа анализа синтетического метода 25
2.2. Следствие уточнения аналитического сигнала 29
2.3. Связь функций корреляций проекций аналитического сигнала известного и нового определений 34
2.4. Анализ аппроксимаций экспериментальных кривых спектральной плотности мощности речи 36
2.5. Модели огибающей речевого сигнала 39
2.6. Спектральная плотность мощности огибающей речевого сигнала по предложенной модели 42
2.7. Новый метод определения функции корреляции и спектральной плотности мощности огибающей по предложенной модели 44
2.8. Математический синтез речевых сигналов по огибающей и частотной составляющим 46
2.9. Выводы 47
3. Разработка, исследование выделителей огибающей и угловой составляющей PC 48
3.1. Общий подход к решению данных схемотехнических задач 48
3.2. Полосовой фазовращатель (ПФВ) на 90 высокой точности - общий блок бесфильтрового выделителя огибающей и фазы PC 49
3.3. Блок извлечения корня квадратного из квадрата огибающей и его анализ 51
3.4. Особенности бесфильтрового выделителя фазы PC 52
3.5. Полная схема бесфильтрового выделителя огибающей и фазы PC 53
3.6. Особенности фильтрового выделителя частотной составляющей и фазы PC 55
3.7. Схема синтеза PC по его огибающей и частотной составляющей 62
3.8. Особенности цифровой передачи огибающей и частотной составляющей PC 63
3.9. Анализ частотной эффективности предложенного метода компандирования PC 68
3.10 Выводы 69
4. Повышение помехоустойчивости приёма речевых сигналов по синтетическому методу 77
4.1. Исследование работы когерентного демодулятора ОФМн
сигналов 7 i
4.2. Исключение обратной работы демодулятора сигналов с ОФМн за счет использования в нём параметрона 78
4.3. Коммутационный метод формирования опорного колебания для когерентного декодирования ОФМн сигналов 82
4.4. Исключение обратной работы когерентного демодулятора сигналов с абсолютной ФМн на 180 за счёт изменения угла манипуляции 84
4.5. Исключение обратной работы фазового детектора на базе делителя фазы входного ФМн сигнала 90
4.6. Исключение обратной работы когерентного демодулятора сигналов с абсолютной ФМн на 180 за счёт использования ФАПЧ и ЧД 93
4.7. Компьютерный метод исследования демодуляторов сигналов с ФМн, ОФМн 94
4.8. Подавление акустических шумов с помощью вейвлет-преобразования 96
4.9. Разработка пассивного апериодического фазового
манипулятора на 180 100
4.10 Выводы 104
5. Дополнительное сжатие по частоте радиосигнала при компандировании спектра PC 106
5.1 Соотношение между огибающей и фазой PC 106
5.2 Метод дополнительного сжатия спектра частот PC 102
5.3 Особенности сжатия PC при формировании по нему ШПС Ш7
Заключение п5
Список литературы
- Сжатие по частоте цифровых речевых сигналов
- Анализ аппроксимаций экспериментальных кривых спектральной плотности мощности речи
- Полосовой фазовращатель (ПФВ) на 90 высокой точности - общий блок бесфильтрового выделителя огибающей и фазы PC
- Исключение обратной работы демодулятора сигналов с ОФМн за счет использования в нём параметрона
Введение к работе
Актуальность темы. Дефицит частотного ресурса был и остается главной проблемой в радиосвязи. Особенно она обострилась в последнем десятилетии в связи с переходом в радиосвязи на цифровые широкополосные (шумоподобные (ШПС)) сигналы. Системы связи с ШПС являются наиболее перспективными, но их внедрение сдерживается дефицитом частот. Эту проблему стали решать еще в 20-е годы прошлого столетия путем сокращения полосы частот передаваемого сигнала, за счет чего увеличили число каналов в заданном частотном диапазоне. В начале это был переход с двухполосньгх на однополосные аналоговые системы. Затем для этого стали использовать сжатие сигналов по частоте. Наиболее эффективными устройствами такого сжатия считаются вокодеры (кодеры голоса) с линейным предсказанием. Такие вокодеры используются в цифровых системах подвижной связи стандартов GSM-R, TETRA, IMT-2000, которые рассматриваются на предмет использования их для железнодорожного транспорта России. Однако эти вокодеры сложны, дороги и качество восстановленной речи не всегда достаточно высокое.
В 1984 году на кафедре «Радиотехника и электросвязь» МИИТа был предложен принципиально иной метод сжатия речи, который заключается в передаче не полного речевого сигнала (PC), а только его параметров - огибающей и частотной составляющей (или фазовой). Каждая из них занимает полосу частот в десятки раз меньшую, чем полный PC, что и определяет степень сжатия PC. При цифровой передаче этих параметров речи названный выигрыш сохраняется.
Основу такого сжатия речи составляет известный метод формирования аналогового однополосного сигнала (метод Верзунова). В этом методе из речевого сигнала (PC) вначале формируется однополосное колебание на низкой вспомогательной несущей частоте. Затем выделяются огибающая и частотная составляющая, из которых синтезируется однополосный сигнал на рабочей (высокой) частоте передатчика.
В предложенном методе сжатия однополосный сигнал
РОС. НАЦИОНАЛЬНА»'/ БИБЛИОТЕКА і
синтезируется не на передающей, а на приемной стороне, что дает основание называть его пространственным синтетическим методом формирования однополосного сигнала или методом компандирования по частоте PC.
До сих пор этот метод не исследован до конца. Особенно
это касается теоретической части, хотя и экспериментальная часть
требует дополнительных исследований для уточнения качества
синтезированной речи. Необходимо разработать
помехоустойчивые и частотно-эффективные методы передачи отмеченных выше составляющих речевого сигнала.
Цель работы состоит в разработке основ теории компандирования по частоте передаваемого речевого сигнала, а также повышение помехоустойчивости его приёма.
Реализуется следующая последовательность решения задач диссертационной работы.
-
Аналитическое моделирование огибающей и фазы речевых сигналов.
-
Определение спектральной плотности мощности огибающей и фазы PC.
-
Разработка и исследование выделителей огибающей и фазы PC.
-
Разработка метода и устройства синтеза PC по огибающей и фазе.
-
Обобщение определения аналитического сигнала.
-
Повышение помехоустойчивости приёма огибающей и фазы при цифровом методе их передачи.
-
Изыскание дополнительных методов сжатия передаваемой информации.
Исходная основа диссертации. Реферируемая диссертация основывается на следующих фундаментальных работах:
- теории информации К. Шеннона;
- теории потенциальной помехоустойчивости В.А.
Котельникова;
теории синхронного приема Д.В. Агеева, Б.Р. Левина, Е.Г. Момота, В.И. Пистолькорса, Н.Т. Петровича, Сифорова, А.А., Л.М. Финка,, А.Ф. Фомина и др.;
теоретических и прикладных исследованиях сжатия речевых сигналов И.М. Аладина, Л.А. Баранова, А.А. Волкова, А.И. Величкина, М.В. Верзунова, Г.В. Горелова, И.И. Дежурного, Н.И. Козленке, А.В. Пчелинцева, О.Н. Ромашковой, В.И. Зыкова, и др.
Методы исследования. В работе использованы методы теории вероятностей, математического анализа, функций комплексного переменного, экспериментального и компьютерного моделирования.
Практическая значимость работы заключается в:
обеспечении возможности сокращения в десятки раз полосы частот передаваемого речевого сигнала, обеспечивающее решение в значительной степени глобальной проблемы дефицита частотного ресурса;
исключении обратной работы когерентного детектора сигналов с абсолютной фазовой манипуляцией (ФМн) на 180, что позволяет использовать последнюю на практике вместо относительной (ОФМн). При этом уменьшается вероятность ошибки приёма элементарной посылки в два раза и упрощается аппаратура, а также повышается помехоустойчивость приёма сигналов ОФМн методом сравнения полярностей [2].
Реализация результатов исследования. Результаты
исследования, полученные в диссертационной работе,
использованы Московской телекоммуникационной
корпорацией «КОМКОР», Центральной станцией связи ОАО
«РЖД», телефонной компанией «МАСТАК», в учебном
процессе кафедр «Радиовещание и электроакустика»
Московского технического университета связи и информатики
(МТУСИ), «Радиотехника и электросвязь» МИИТа в
дисциплинах «Каналообразующие устройства
железнодорожной телемеханики и связи», «Системы связи с
подвижными объектами». Материалы работы вошли в учебное пособие «Управляемое слоговое компандирование в системах передачи информации» авторов МИИТа и МТУСИ.
Сжатие по частоте цифровых речевых сигналов
Наиболее перспективными считаются вокодеры с линейным предсказанием. Линейное предсказание (ЛП) Линейное предсказание (ЛП) является одним из наиболее эффективных методов анализа речи. Этот метод становится доминирующим при оценке основных параметров речевых сигналов, таких, как основной тон, форманты, спектр, а также при сокращенном представлении речи с целью ее низкоскоростной передачи и экономного хранения. Важность метода обусловлена высокой точностью получаемых оценок и относительной простотой вычислений.
Основной принцип ЛП состоит в том, что текущий отсчет речевого сигнала можно аппроксимировать (предсказать) в виде линейной комбинации предшествующих отсчетов: Цп) = акз(п-к), (1.1) где У(«) - предсказанное значение отсчета; п - номер временного отсчета; ак-коэффициенты линейного предсказания; р - порядок линейного предсказания. Коэффициенты линейного предсказания (КЛП) определяются однозначно минимизацией среднего квадрата разности между отсчетами речевого сигнала и их предсказанными значениями на некотором конечном интервале; КЛП — это весовые коэффициенты, используемые в линейной комбинации. При анализе и синтезе речи используется модель речеобразования, схема которой представлена на рис. 1.1. где s(ri) — синтезированное значение речевого сигнала; и(п) — либо периодическая последовательность импульсов, следующих с периодом основного тона в случае синтеза вокализованных сегментов, либо случайная последовательность импульсов для синтеза невокализован ных сегментов; р — порядок синтезирующего фильтра; сск — коэффициенты линейного предсказания, используемые в качестве параметров синтезирующего фильтра; G — коэффициент усиления, регулирующий интенсивность сигнала возбуждения для получения речевого сигнала заданной громкости.
Вокодеры на основе LPC обеспечивают высокую разборчивость передаваемой речи и иногда вполне удовлетворительную натуральность ее звучания. Одним из основных факторов, определяющих качество речи в этих вокодерах, является выделение основного тона речи и других параметров возбуждения в классической модели голосового аппарата. Малейшая ошибка при выполнении этой операции приводит к сильным искажениям синтезируемой речи.
В алгоритме линейного предсказания с возбуждением от остатка предсказания (RELP) наряду с передачей вокодерных параметров (коэффициентов линейного предсказания и усиления) осуществляется передача сигнала погрешности предсказания в полосе частот 0...800 Гц методом предельного амплитудного ограничения. Как известно сигнал погрешности предсказания приблизительно равен сигналу возбуждения голосового тракта модели речеобразования (см. рис. 1.1), поэтому в алгоритме RELP он используется в синтезаторе декодера для возбуждения синтезирующего фильтра. Формируемый в результате речевой сигнал звучит более естественно. Такие кодеры называются гибридными. Большинство гибридных кодеров используют замкнутое кодирование на основе линейного предсказания, называемое также методом «анализ через синтез» (Analysis-by-Synthesis, AbS). Этот метод характеризуется исчерпывающей самооптимизирующейся процедурой поиска. Её выполняет аппаратура передачи, которая находит наилучшую аппроксимацию каждого речевого сегмента исходного речевого сигнала. Как только такая аппроксимация определена, представляющий ее код передается на приемную сторону, где используется для синтеза речевого сигнала.
Одной из первых реализацией метода анализа через синтез является разработка в 1982 г. Б. С, Атолом и Дж.Р. Ремде. алгоритма линейного предсказания с многоимпульсным возбуждением MPE-LPC. Согласно этому алгоритму (рис. 1.2) на передающей стороне по данным анализа производится синтез речевого сигнала (и), его сравнение с исходной речью s(n) и минимизация разницы между ними подбором соответствующей структуры сигнала возбуждения и(п). Коэффициенты линейного предсказания {ак}
Алгоритм предполагает последовательное определение положений и амплитуд импульсов сигнала многоимпульсного возбуждения. Представление сигнала возбуждении u(n) в виде последовательности импульсов с неравномерно распределенными интервалами и различными амплитудами позволяет более точно учесть особенности возбуждения голосового тракта человека. Алгоритм нахождения положений и амплитуд импульсов сигналов возбуждения в результате минимизации энергии взвешенной погрешности предсказания ew(n) основывается на вычислении автокорреляционной функции импульсной характеристики h(n) синтезирующего фильтра и кросскорреляционной функции между импульсной характеристикой h(n) и исходным речевым сигналом s(n).
Анализ аппроксимаций экспериментальных кривых спектральной плотности мощности речи
В предыдущем параграфе данной работы показано, что функция корреляции речевого сигнала (PC) - это функция корреляции сигнала балансной модуляции (БМ), полученного в результате перемножения обобщённого видеотелеграфного сигнала (ТЛГС) и гармонической несущей. Это значит, что видеотелеграфный сигнал является огибающей PC, структура которого совпадает со структурой клиппированного случайного сигнала. Поэтому предложены две модели огибающей PC. 1) видеотелеграфный сигнал 2) клиппированный случайный сигнал Остановимся подробней на предложенных моделях огибающей PC.
1. Телеграфный сигнал. Телеграфным сигналом называют случайную последовательность (t) прямоугольных разнополярных импульсов со случайными длительностями и постоянной амплитудой. Если длительности импульсов распределены по показательным законам /, (г,) и /2(г2) с параметрами Я, и Я2,т.е. /І (г) = Я, TV, /2(т) = К e hTl» то телеграфный сигнал является стационарным случайным процессом, который имеет показательную корреляционную функцию В(т) = а2 .e {XxJ,Xl) = а2 -е а , где т2-дисперсия процесса; а = Я, + Я2 - параметр, значения которого полностью определяют корреляционные и спектральные свойства этого сигнала.
Телеграфный сигнал обладает важным свойством. Изменением а можно в широких пределах менять корреляционные и спектральные характеристики процесса. При а - О характеристики ТЛГС приближаются к характеристикам постоянной составляющей, а при а -»оо - характеристикам белого шума. Интервал корреляции ТЛГС oJ ее СПМ ТЛГС 2а2а со2 G(co) = 2 [а2 еа]А cos теїт = —f X a + Ширина спектра ТЛГС _ Aco _ a F(a ) ч 2a2J0a2+a)2 2 2 Асо = F( yWtf; = —- f—; -dco = а-п; AF. ГГ(,.І\ J От2 J«2 л.2 При a - О значения Д у -» О и процесс вырождается в постоянную составляющую. При а - оо AUJ - оо и процесс вырождается в белый шум. Для ТЛГС xAF = -l, т.е. чем меньше интервал корреляции, тем шире спектр случайного процесса. ai a2 ЖВ(т) Рис. 2.5
2. Клиппированый случайный сигнал представляет собой последовательность прямоугольных импульсов постоянной высоты и случайной длительности, возникающих в случайные моменты времени. Такой сигнал появляется на выходе идеального ограничителя, когда на его входе действует случайный процесс.
Автором разработан [43] также метод определения СПМ огибающей речи по предложенной модели, который является более простым. Его суть состоит в следующем. Функция корреляции случайного сигнала на выходе амплитудного ограничителя [14]: Я(г) = 2 !Д"(г) „+2 "+2лС2Л2г-1)!! где R(T) - функция корреляции случайного сигнала на входе; сг2 =R(0)-R(co)- дисперсия входного сигнала; ап+1г- коэффициенты полинома, которым аппроксимируется амплитудная характеристика (АХ) ограничителя. Для нахождения а„+2ги числа слагаемых п ряда АХ ограничителя предложено [66] аппроксимировать эту характеристику функцией распределения случайного сигнала. 2 хг 4 ф(х) = ,— \е 2 dt л/2л- і Разложив экспоненту в ряд Маклорена, имеем: т, ч 2 V, t2 /4 /6 ч 2 , х3 х5 х7 ф(х) = -=г (1 + —у[Ъг I 2-1! 22-2! 23-3! V2 3-2-1 5-2-2! 7-2-3! = __. У(_Г) + 4bi tt 2 - -(2 -1)-( -1)! Видно, что коэффициенты при четных степенях X равны нулю, а при нечетных - имеют значения: аі=1; аз=-1/6; а5=1/40; а7=-1/336 Ясно, что можно ограничиться слагаемым ряда, у которого показатель степени X равен 5 (п=5). Тогда [14] В(т) = RW-iap+Sa +\5а5а5)г +61?(т)(а3 т +10а5аУ +120Д5(г)(я5о-5)2 По теореме Винера-Хинчина СПМ на выходе ограничителя cos coxdr о
Отметим, что разные ограничители могут иметь различную крутизну восходящей части их амплитудных характеристик (АХ) и различные точки пересечения оси абсцисс Uo. Для учета этого надо в выражение Ф(х) сделать и-и0 1 AV замену переменной интегрирования: / = ± , где — определяет крутизну АХ. О »3 При S=0 ограничитель - идеальный с Г- образной АХ .
Полосовой фазовращатель (ПФВ) на 90 высокой точности - общий блок бесфильтрового выделителя огибающей и фазы PC
Полосовой фазовращатель (ПФВ) на 90 высокой точности -общий блок бесфильтрового выделителя огибающей и фазы PC включает в себя формирователь однополосного колебания (ФОК) по данному PC, квадратурное когерентное детектирование однополосного колебания или сокращенно ФОК-ККД.
Структурная схема данного ПФВ представлена на рис. 3.1. В ее состав входят: М-микрофон; МУ-микрофонный усилитель; П- перемножитель сигналов; Г- генератор колебания вспомогательной несущей частоты; ПФ-плосовой фильтр; У- усилитель; КД- когерентный детектор; ФВ- фазовращатель на 90 колебания вспомогательной несущей (одной) частоты.
На один вход перемножителя П поступает сигнал с микрофона М b(t)=U(t)cos(p(t) через микрофонный усилитель МУ, а на другой его вход -колебание вспомогательной несущей частоты uH(t)=UHcoscot с генератора Г. На входе перемножителя образуется сигнал un(t)=b(t)uH(t)=U(/)UHcos(p(f)coscot = = 0.5 UH U(t) {cos[cot+(p(t)]+cos[cot-(p(t)]}.
Полосовой фильтр ПФ выделяет одну боковую полосу, например, верхнюю (ВБП) - первое слагаемое:
u(//t)=0.5ljTHU(t)cos[cot+(p(t)] , которая после усиления поступает на одни входы когерентных детекторов КД1 и КД2. С генератора Г подается колебание вспомогательной несущей частоты в качестве опорного непосредственно на второй вход КД1 и на второй вход КД2 - через фазовращатель ФВ на 90, что {cos[p(0 + 90 ] + cos[2ctf + p(t)- 90);
В качестве ПФ обычно используется электромеханические фильтры (ЭМФ), для которых со=2л 500 10 рад/с - велика. Поэтому в качестве ФНЧ когерентных детекторов могут быть простейшие идентичные RC-фильтры, на выходе которых сигналы: "АУЛ (0 = UlU(t) cos p(t) = kU(t) cos (p{t) um2(t) = -U2HU{t)cos[(p{t) + 9Q)0] = kU(t)cos[(p{t) + 9(?}
Отметим, что в этом методе за счет поворота фазы на 90 в блоке ФВ только одной вспомогательной несущей частоты поворачивается на этот же угол весь спектр PC на выходе КД2. Повернуть фазу на 90 гармонического сигнала только одной частоты можно с любой точностью, вплоть до 5 (мин.). С такой же точностью будет повернут на 90 весь спектр PC на выходе КД.
Его структурная схема представлена на рис. 3.2.
Она состоит из аналогового перемножителя АП сигналов и операционного усилителя ОУ, причем, АП включен в цепь параллельной отрицательной обратной связи ОУ.
Опишем количественно работу данного устройства, поскольку в [68] формулы представлены не точно.
Запишем для узла а (рис. 3.2) первый закон Кирхгофа: I.+L+I =— - + U. X- + —L = 0, (3.1) I 2 л . R R \ J v2 где к - коэффициент пропорциональности. Так как Ui«Uz и Ux, то им можно пренебречь.
Блок ОУ начинается с истокового повторителя, у которого 1вх очень мал по сравнению с І! и Ь и им можно тоже пренебречь.
В этом случае уравнение Кирхгофа (3.1) принимает вид: —- = — . или их = С/,— D . Подобрав - - = 1, имеем UX=JUZ ,т.е. схема на рис 3.2 - действительно kRi схема устройства извлечения корня квадратного.
Отметим, что в данном случае АП с объединенными входами X и Y являются квадратором. В качестве АП можно использовать интегральную микросхему К525ПС2 или К525ПСЗ, выпускаемые отечественной промышленностью, в качестве ОУ - КР142УД20Б, К140УД10 и др.
Согласно определению аналитического сигнала (2.3) фаза PC: "(О p{t) = arctg— u(t) В этом случае необходим тоже полосовой фазовращатель (ПФВ) на 90, делитель сигналов и блок arctg. ПФВ на 90 рассмотрен в предыдущем параграфе. Делителем сигналов может быть устройство, представленное на рис. 3.2, у которого входы X и Y разомкнуты на один из них подается u(t), а на другой u(t). Теперь сумма токов в узле а имеет вид:
Пренебрегая малыми составляющими, как и для огибающей, получим: kUxUy иг тт U7 R2 у= — или и - z - 2 R2 R, х Uy Щ R U При —L = 1 значение Ux=—1-. Так что при разомкнутых входах X и Y и и условии - - = 1 устройства на рис. 3.2 является делителем уровней сигналов. kRt Известно, что при малых аргументах ( р 10) тангенс равен своему аргументу, выраженному в радианах. д В этом случае можно сразу получать р по отношению 1- 1. В общем случае надо искать арктангенс этого отношения.
Исключение обратной работы демодулятора сигналов с ОФМн за счет использования в нём параметрона
Этот метод разработан автором [46], суть которого состоит в следующем. При ОФМн передается одна отсчетная посылка в начале сеанса связи для того, чтобы принять первый двоичный символ. Эта посылка несущей частоты с нулевой начальной фазой, которую можно рассматривать как пилот-сигнал, т.е. немодулированную несущую. Начальную фазу этой несущей можно жестко навязать опорному колебанию, сформированному по одному из известных методов, но с использованием в опорном канале параметрона. Параметрон запоминает фазу посылки и держит ее до конца связи, т.е. исключает скачки на 180.
Подробнее суть предложенного способа поясняет структурная схема устройства формирования опорного колебания по Писталькорсу. На рис. 4.6 представлена структурная схема формирователя опорного колебания, обведенная пунктирной линией. Устройство состоит из удвоителя частоты (квадратора) - KB; фильтра второй гармоники - Ф; фильтра нижних частот - ФНЧ; усилителя мощности - У; электронного ключа - Кл; параметрона - П; фазовращателя - ФВ.
Введенные элементы обведены штрих-пунктирной линией. За пределом пунктирной линии указан фазовый детектор (ФД).
Работа схемы происходит следующим образом. Сеанс связи начинается с посылки радиоимпульса немодулированного колебания несущей частоты uH(t)=Ucos(co0t+(p0) длительностью т.
Это так называемая отсчетная посылка, позволяющая определить передаваемую фазу первой информационной посылки ОФМн сигнала, следующей непосредственно за отсчетной. Разница фаз этих посылок может быть 0 или 180. Отсчетная посылка поступает непосредственно на управляющий вход параметрона (П) и через удвоитель частоты (KB), фильтр (Ф), усилитель (У) - на вход его накачки. Блоки KB, Ф, У задерживают напряжение накачки по отношению к управляющему сигналу на время її т.
На выходе блока KB (квадратора) напряжение отсчетной посылки u0(t)= u„2(t)=U2cos2 (a 0t+ p0)= U2/2 [l+cos2(co0t+9o)], состоит из постоянной составляющей (первое слагаемое) и второй гармоники (второе слагаемое) колебания несущей часты.
Вторая гармоника выделяется фильтром Ф, усиливается по мощности в блоке У и поступает на вход накачки параметрона П. Параметрон представляет собой колебательный контур с нелинейной индуктивностью или емкостью. Первоначально этот контур настроен на несущую частоту со0 сигнала управления. Под воздействием напряжения накачки удвоенной частоты 2со0 с блока У нелинейный элемент контура меняет значение своего параметра, в результате чего в контур вносится отрицательное сопротивление и, если оно превышает сопротивление потерь в контуре, то параметрон возбуждается на частоте в 2 раза меньшей частоты накачки (на 2-ой субгармонике).
Фаза колебаний параметрона определяется фазой сигнала управления ф=0 или 180 по отношению к фазе колебания накачки.
С выхода блока KB постоянная составляющая поступает на управляющий вход ключа (Кл) через ФНЧ. Из-за переходного процесса в ФНЧ напряжение на его выходе нарастает, начиная с нулевого значения. Когда оно достигнет определенной величины через т2 Ті, (І2 т), то контакт ключа (Кл) размыкается и в таком положении остается до конца связи.
После отключения управляющего сигнала от параметрона фаза колебаний в нем будет сохраняться сколь угодно долго, т.к. параметрическая система является фазо-запоминающим элементом.
Поэтому скачки фазы опорного колебания в данном формирователе исключаются. Сразу после отсчетной посылки на вход блока KB поступает ОФМн сигнал u0(i)(t)=Ucos(cD0t+k.7i:+(po), где к=0 или 1. На выходе блока KB имеет место напряжение uKB(t)= и0ф (t)=U cos (co0t+k7r+(p0)=U /2 [l+cos2(co0t+(p0)], той же структуры, что и при отсчетной посылке, т.к. при манипуляции фазы на 180значение 2кл:=0 или 360.
В любом случае на выходе квадратора (KB) имеет место постоянная составляющая и только вторая гармоника, которую можно выделить разделительным конденсатором. Резонансный фильтр У подавляет помехи.
