Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Обзор возможностей численных методов расчета электромагнитных полей для автоматизированного проектирования твердотельных СВЧ устройств 9
1.1 Перспективные конструкции твердотельных СВЧ
частотно-избирательных систем радиоэлектронной аппаратуры 9
1.2 Численные методы расчета электромагнитных полей 17
1.2.1 Метод интегральных уравнений 19
1.2.2 Метод конечных разностей 21
1.2.3 Метод конечных элементов 24
1.3 Дискретизация расчетной модели 26
1.4 Выводы по главе 30
Глава 2. Метод создания адаптивного разбиения ... 31
2.1 Выбор метода адаптации разбиения 31
2.2 Метод создания узлов разбиения 32
2.3 Алгоритм создания конечно-элементного разбиения 35
2.4 Тестовые задачи для предложенного метода создания адаптивного разбиения 37
2.5 Выводы по главе 47
Глава 3. Методика проектирования монолитных фильтров 48
3.1 Синтез фильтра-прототипа 48
3.2 Синтез базовой топологии фильтра 49
3.3 Оптимизация топологии фильтра 53
3.4 Программное обеспечение, разработанное для автоматизированного синтеза монолитных фильтров 56
3.4.1 Описание программы MWizard 57
3.4.2 Описание программы NOM 58
3.4.3 Описание программы CADF , 59
3.5 Алгоритм проектирования монолитного фильтра 61
3.6 Пояснения к алгоритму проектирования монолитных фильтров 68
3.7 Программный модуль ACF 69
3.8 Выводы по главе 70
Глава 4. Экспериментальное исследование методики проектирования монолитных фильтров 71
4.1 Однозвенный монолитный фильтр 71
4.2 Проектирование трехзвенного монолитного фильтра ППФ1 75
4.3 Экспериментальная отработка трехзвенного монолитного фильтра ППФ1 (первая итерация) 81
4.4 Экспериментальная отработка трехзвенного монолитного фильтра ППФ 1 (вторая итерация) 89
4.5 Проектирование и экспериментальная отработка трехзвенного монолитного фильтра ППФ2 93
4.6 Выводы по главе 96
Глава 5. Проектирование устройств на диэлектрических резонаторах 98
5.1 Расчет диэлектрических резонаторов 98
5.2 Расчет диэлектрического резонатора, связанного с возбуждающими элементами 101
5.3 Проектирование генератора миллиметрового диапазона длин волн... 105
5.3.1 Расчет цепи положительной обратной связи в S-параметрах... 105
5.3.2 Проектирование колебательной системы на диэлектрическом резонаторе 107
5.3.3 Синтез полосково-волноводного перехода 109
5.4 Экспериментальное исследование разработанного генератора 110
5.4.1 Характеристики макетов генератора, изготовленных по данным
численного проектирования при отсутствии генерации 111
5.4.2 Исследование макетов генератора в режиме генерации 112
5.4.3 Численный анализ колебательной системы с уточненной геометрией (с учетом блокировочного конденсатора) 113
5.4.4 Характеристики макетов генератора после коррекции конструкции 116
5.5 Выводы по главе 118
Заключение 119
Список использованных источников
- Численные методы расчета электромагнитных полей
- Алгоритм создания конечно-элементного разбиения
- Программное обеспечение, разработанное для автоматизированного синтеза монолитных фильтров
- Экспериментальная отработка трехзвенного монолитного фильтра ППФ1 (первая итерация)
Введение к работе
Характерной чертой современной радиоэлектронной промышленности является высокая восприимчивость массового производства к новым разработкам в области СВЧ материалов, электронных микросхем, технологиям микромашинной обработки. При этом внедрение новейших технологий в производство, преследующее прежде всего цель повышения конкурентоспособности разрабатываемой аппаратуры за счет улучшения ее электрических характеристик, уменьшения массо-габаритных параметров, повышения надежности, сталкивается с существенными трудностями, связанными с обеспечением технологичности проектирования и производства.
В настоящее время широкое применение, как в аппаратуре коммерческого назначения, так и в специальной аппаратуре находят высокодобротные термостабильные СВЧ керамики в качестве материала для диэлектрических резонаторов и монолитных диэлектрических конструкций в частотно-избирательных системах (ЧИС) дециметрового и сантиметрового, а также миллиметрового диапазонов длин волн. Керамические материалы с высоким значением относительной диэлектрической проницаемости (свыше 20) позволяет существенно уменьшить размеры, как отдельных элементов таких систем, так и самих ЧИС, при обеспечении хороших электрических параметров и высокой устойчивости к действию внешних факторов.
Отличительными особенностями ЧИС, созданных на базе диэлектрических резонаторов, являются наличие сложной системы крепежных конструкций, обеспечивающих устойчивость ЧИС к механическим воздействиям при сохранении достаточно высокой добротности резонаторов, и присутствие элементов связи относительно сложной формы, обеспечивающих возбуждение рабочего типа колебаний в резонаторах. Особенностью ЧИС на основе монолитных диэлектрических конструкций является наличие печатных проводящих элементов на поверхности диэлектрического блока, обеспечивающих
настройку электрических характеристик ЧИС. Эти особенности существенно усложняют задачу проектирования таких ЧИС.
С другой стороны, повышение конкурентоспособности требует внедрения эффективных методов проектирования твердотельных СВЧ устройств для обеспечения оперативности и малой себестоимости подготовки к выпуску новой продукции. В настоящее время подавляющее большинство твердотельных СВЧ устройств проектируется и изготавливается в предположении послепроиз-водственной экспериментальной настройки. С этой целью вводят дополнительные настроечные элементы или предусматривают возможность коррекции размеров и взаиморасположения отдельных частей устройства, что усложняет технологию изготовления и повышает стоимость серийно выпускаемой продукции. Здесь также надо отметить, что выбор оптимальной конфигурации настроечных элементов является отдельной и достаточно сложной задачей.
Существенно упростить процесс проектирования твердотельных СВЧ устройств ЧИС радиоэлектронной аппаратуры возможно за счет применения численных методов расчета электромагнитных полей. Численное моделирование в принципе позволяет сравнительно быстро и без серьезных материальных затрат на экспериментальные работы выявить потенциальные возможности той или иной конструкции устройства, получить оценку влияния различных настроечных элементов и, наконец, провести синтез оптимальной конструкции, реализующей требуемые параметры.
Безусловно, задача численного синтеза элементов СВЧ техники предъявляет особые требования к применяемому математическому и программному обеспечению:
- достоверность расчетной модели - необходимо учесть все существенные особенности рассматриваемой конструкции, используемых материалов, учесть особенности технологического исполнения устройства для минимизации систематической (модельной) погрешности расчета;
— высокая точность расчетов — следует обеспечить такую точность расче
тов, которая позволила бы экспериментально воспроизводить результаты рас
чета при изготовлении образцов устройства;
- оперативность расчета - поскольку в процессе синтеза СВЧ устройства
многократно решается задача анализа, то следует ориентироваться на числен
ные методы и программное обеспечение, позволяющие при заданной точности,
на стандартных современных ЭВМ проводить расчеты за допустимое время.
Более того, следует предусмотреть возможность адаптации программного обеспечения (возможно, численного метода) к потребностям инженеров-проектировщиков, которые могут не являться специалистами по расчету электромагнитных полей и численным методам теории электромагнитного поля.
Задачей настоящей работы является выбор и адаптация численного метода, а также разработка необходимого программного обеспечения для решения задачи синтеза твердотельных СВЧ устройств частотно-избирательных систем радиоэлектронной аппаратуры с учетом сформулированных выше требований; разработка и экспериментальное подтверждение методики численного проектирования перспективных твердотельных устройств на основе керамических материалов с высокой диэлектрической проницаемостью.
В первой главе рассмотрены перспективные конструкции твердотельных СВЧ устройств ЧИС дециметрового и сантиметрового диапазона длин волн, прежде всего монолитных диэлектрических фильтров на основе современных СВЧ керамик. Приведен анализ возможностей численных методов расчета электромагнитных полей к решению задач анализа и синтеза монолитных фильтров, рассмотрены методы создания адаптивных дискретных расчетных моделей.
Во второй главе предложен метод создания адаптивной расчетной модели с помощью аппарата цифровой обработки многомерных сигналов. Рассмотрены вопросы построения адаптивной конечно-разностной или конечно-элементной
сетки. Проведено тестирование разработанного метода на примере задач, имеющих аналитическое решение.
В третьей главе рассмотрены возможности повышения эффективности проектирования монолитных фильтров, проанализированы различные этапы проектирования. Предложена методика проектирования монолитных СВЧ фильтров, опирающаяся на применение численных методов расчета электромагнитных полей. Приведено описание разработанного программного обеспечения, реализующего эту методику.
Четвертая глава посвящена экспериментальному подтверждению достоверности и эффективности разработанного метода создания адаптивной расчетной модели и экспериментальной отработке предложенной методики проектирования. Приведен пример проектирования монолитного полосно-пропускающего фильтра с центральной частотой 1750 МГц, рассмотрены результаты экспериментального исследования изготовленных образцов фильтров.
В пятой главе приведено исследование применимости предложенного метода создания адаптивного конечно-элементного разбиения для анализа и синтеза частотно-избирательных систем на основе диэлектрических резонаторов. Приведены примеры расчета спектра собственных частот резонатора, коэффициента связи резонатора с петлевым элементом связи при наличии крепежных и настроечных элементов. Рассмотрена методика проектирования колебательной системы автогенератора миллиметрового диапазона длин волн на основе диэлектрического резонатора. Приведены пример проектирования колебательной системы и полосково-волноводного перехода автогенератора на частоту 37,25 ГГц и результаты экспериментальной отработки образцов генератора.
В заключении рассматриваются результаты проведенных исследований, делается вывод о достоверности и эффективности предложенного метода адаптации расчетной модели и методик численного проектирования монолитных фильтров и колебательных систем на основе диэлектрических резонаторов.
В процессе выполнения работы проведено проектирование ряда типоно-миналов фильтров и генератора по нескольким НИР и НИОКР, разработанные методики, программное обеспечение и синтезированные изделия были внедрены в производство на предприятиях-заказчиках. Во всех случаях применение разработанных методов и методик позволило провести проектирование с минимальным числом экспериментальных итераций, что является подтверждением эффективности предлагаемой реализации принципов численного проектирования СВЧ устройств.
Численные методы расчета электромагнитных полей
В начале и середине XX века были разработаны аналитические методы решения внутренних линейных электродинамических задач в резонансной области: метод собственных функций (разделения переменных), метод интегральных преобразований и их комбинации [30, 6]. При использовании этих методов необходимо выбрать такую (криволинейную) систему координат, чтобы граничные поверхности совпадали с координатными. Часто удается разбить рассматриваемую область пространства на несколько подобластей, в каждой из которых возможно получить аналитическое решение и потребовать выполнения граничных условий на границах соседних подобластей (т.н. метод сшивания [б]). Решение задачи может быть упрощено, если рассматриваемая структура имеет пространственную симметрию или периодичность. Так, задача возбуждения осесимметричного тела вращения сводится к решению одномерных интегральных уравнений [7]. Разумеется, для достаточно сложных практических задач решение интегральных уравнений должно производится численно.
В [32] рассмотрены методы позволяющие перейти от краевой задачи к вариационной. Для этого производится разложение искомого поля в ортогональный ряд по собственным функциям дифференциального оператора (оператора Лапласа). В дальнейшем коэффициенты ряда определяются методами Галеркина, Ритца или иными, заключающимися в построении неоднородной системы линейных алгебраических уравнений. Очевидно, что наиболее существенную трудность представляет определение собственных функций дифференциального оператора в областях со сложной геометрией.
Заметим, что рассматриваемая задача не может быть сведена к виду, пригодному для применения аналитических методов. Поэтому для расчета применяются численные методы расчета электромагнитных полей, которые фактически, состоят в дискретизации рассматриваемой области пространства, т.е. построении дискретной расчетной модели, содержащей множество унифицированных ячеек, в каждой из которых поле аппроксимируется некоторой элементарной (пробной) функцией. Затем, с учетом граничных условий, формируется система алгебраических уравнений, в результате решения которой определяются либо непосредственно значения составляющих векторов поля в некоторых фиксированных точках (узлах дискретной модели), либо весовые коэффициенты для пробных функций.
На сегодняшний день широкое распространение получили численные методы, основанные на составлении интегральных уравнений, дискретизации дифференциальных уравнений и метод конечных элементов. Рассмотрим основные свойства этих методов. Для кусочно-однородной среды на основании уравнений Максвелла roXH=J + rot = - (1.1) Єї де и леммы Лоренца хф =р2Ех- Ег)сЬ (1.2) S У осуществляется переход к интегральным уравнениям: E{p) JE\p,q)J{q)dsll, (1.3) І где ds - внешняя нормаль к поверхности; q - точка расположения источника поля; р — точка наблюдения.
Тензорная функция Грина, входящая в уравнение, является решением дифференциального уравнения с 5-функцией в правой части, причем, каждая из компонент векторов поля определяется тремя составляющими вектора плотности тока.
Проводящие поверхности разбиваются на элементарные ячейки (обычно прямоугольной формы), в каждой из которых плотность тока аппроксимируется некоторой базисной функцией. Решение задачи производится методом Гаперкина (или его модификацией) и заключается в отыскании весовых функций (коэффициентов), удовлетворяющих уравнению.
Заметим, что указанный метод соответствует вариационному решению внутренней задачи методом Галеркина [32] при разложении интегрального оператора по множеству базисных функций, не являющихся собственными функциями этого оператора.
Таким образом, в результате решения задачи получают весовые функции и, соответственно, аппроксимацию плотности поверхностных токов. Подставляя полученные результаты в интегральные уравнения (1.3) можно рассчитать распределение поля в пространстве.
В настоящее время метод интегральных уравнений реализован во многих программных комплексах, предназначенных для расчета СВЧ полей. Однако в большинстве случаев возможности этих программных средств ограничены. Дело в том, что для достаточно эффективной с точки зрения использования ресурсов ЭВМ работы программы выбирают относительно простые методы формирования ячеек разбиения. Наиболее просто разбиение реализуется в планарных задачах, когда исследуемая область состоит из нескольких плоских слоев диэлектрика, параллельных координатной плоскости хОу, и ограничена со всех сторон металлом. В случае отсутствия резонансных явлений в объеме диэлектрических слоев и отсутствия проводящих соединений между слоями, имеющих резонансную длину, ячейки разбиения, расположенные на проводящих поверхностях внутри и на боковых гранях слоя могут иметь высоту, равную высоте слоя. Таким образом, аппроксимация токов, протекающих в z направлении выбирается наименее точной. Поэтому многие программы ограничивают число ячеек в z направлении по одной ячейке на слой.
В случае, когда имеются резонансные явления, требующие более точного определения z составляющих плотности тока, необходимо задавать большее число ячеек на слой или большее число слоев.
Как недостаток метода можно отметить существенное возрастание трудоемкости решения при увеличении числа ячеек в вертикальном направлении, особенно за счет времени формирования системы уравнений.
Алгоритм создания конечно-элементного разбиения
Рассмотрим метод создания адаптивного сеточного разбиения, основанный на применении аппарата цифровой обработки многомерных сигналов, который обладает целым рядом полезных свойств, применительно к задаче синтеза МФ. Алгоритм метода [9,10,15,19,80]:
1. Производится равномерная дискретизация модели с высоким разрешением, достаточным для хорошей аппроксимации границ раздела сред и неоднородностей. При этом формируется многомерный цифровой сигнал S по следующему правилу: если узел равномерного разбиения попадает на границу раздела сред, то отсчет сигнала S с соответствующими дискретными координатами имеет единичное значение, в противном случае отсчет имеет нулевое значение.
2. Полученный цифровой сигнал S фильтруется низкочастотным (усредняющим) цифровым фильтром F соответствующей размерности. В отфильтрованном сигнале S восстанавливаются единичные отсчеты исходного сигнала. Таким образом, сигнал S содержит отсчеты со значениями, лежащими в интервале от 0 до 1.
3. Сопоставляя величине отсчетов сигнала S концентрацию узлов нерегулярной сетки, осуществляется размещение узлов по следующему алгоритму:
З.а) сигнал S1 разделяется на некоторое количество подсигналов-доменов первого уровня И\ причем размеры домена первого уровня целесообразно принять равными наибольшему размеру ячейки сетки (то есть, размеру ячейки сетки в свободном пространстве);
З.б) для каждого домена V \ вычисляется среднее значение отсчетов A/ V Если А 1\ не превышает некоторый порог v(:), то в центре домена У 1\ размещается узел; если А 1 ,- превышает пороговое значение Vе", то домен следует разделить на несколько доменов второго уровня И2,-;
З.в) для доменов второго уровня аналогичным образом вычисляются средние значения отсчетов Л/2у, сравниваются с пороговым значением vt2) и создаются узлы или производится дробление на домены третьего уровня V \. Процесс дробления доменов повторяется до тех пор, пока размер домена некоторого уровня п не окажется равным шагу исходной сетки. Предложенный алгоритм обладает следующими основными достоинствами (+) и недостатками (-): + создаваемая сетка адаптивна к геометрии модели, наибольшая концентрация узлов достигается вблизи границ раздела сред (можно потребовать, чтобы всем единичным отсчетам исходного сигнала S соответствовали узлы сетки); + концентрация узлов сетки плавно меняется от наибольшей (исходная сетка) до наименьшей (ячейка сетки имеет размер домена первого уровня), плавность изменения концентрации узлов обеспечивается низкочастотной фильтрацией; + пользователь может легко настраивать параметры алгоритма - шаг исходной сетки, размеры доменов разных уровней, пороговые значения; + легко модифицировать алгоритм так, чтобы для различных областей модели устанавливался различный максимальный шаг сетки; + в свободном пространстве сетка - регулярная, без неоднородностей; - алгоритм требует цифровой фильтрации многомерного сигнала, имеющего достаточно большое количество отсчетов, плавность изменения концентрации узлов сетки пропорциональна порядку усредняющего фильтра, поэтому, когда исходная сетка содержит большое число узлов и необходима высокая плавность сетки, создание разбиения может занять существенное время; + указанный недостаток можно скомпенсировать, применяя фильтры с бесконечной импульсной характеристикой (БИХ фильтры). При малом порядке они обеспечивают очень высокую степень плавности изменения концентрации узлов сетки. При использовании БИХ фильтрации, однако, необходимо решить проблему устойчивости фильтра. + алгоритм допускает параллельные вычисления; + арифметические операции, применяемые при вычислении свертки сигнала S с маской фильтра F, (прежде всего - умножение с накоплением) хорошо адаптированы к возможностям и архитектуре современных ЭВМ; + относительно малое число условных переходов позволяет полноценно использовать конвейеризацию, развитую в ЭВМ последних поколений. Следует отметить, что исходная равномерная дискретизация пространства с наименьшим шагом приводит к возникновению дополнительной погрешности при расчете моделей, границы раздела сред в которых являются гладкими кривыми (поверхностями). Очевидно, гладкая кривая будет представлена некоторой ломаной, вершины которой (узлы лежащие на границе) не обязательно лежат на исходной кривой. Это затруднение легко исправить, смещая узлы созданного разбиения, отмеченные как лежащие на границе, таким образом, чтобы совместить их положение с исходной кривой.
Алгоритм создания конечно-элементного разбиения
Отдельной задачей является создание конечных элементов с вершинами в узлах неравномерной сетки. В [8] предложен алгоритм формирования КЭ вокруг каждого из узлов сетки: а) для рассматриваемого узла А найдем ближайший узел В, эти узлы образуют ребро первого треугольного КЭ; б) найдем узел С, такой что значение где Р=\АВ\ + \ВС\ + \АС\; K = ,j(%-\AB\f+(P/3-\BC\J+(r/3-\AC\}; \АВ\,\ВС\,\АС\ - длины ребер КЭ; в) треугольник ABC - искомый КЭ; г) аналогичным образом найдем третий узел для пары А и С; д) следует повторять пункты а)-г) до тех пор, пока снова не придем к узлу В.
Программное обеспечение, разработанное для автоматизированного синтеза монолитных фильтров
Этап оптимизации конструкции фильтра заключается в последовательном изменении базовой топологии фильтра с целью достижения требуемых электрических параметров при наименьших габаритных размерах и наиболее высокой технологичности конструкции. Этот этап реализуется с помощью численного моделирования.
При проведении оптимизации конструкции фильтра необходимо обеспечить достоверность и оперативность расчетов. С учетом этого разработана концепция методики оперативного проектирования монолитных фильтров, заключающаяся в следующем: 1) для сокращения времени вычислений используется расчет собственных частот системы, т.е. настройку фильтра и анализ его параметров производится на основании анализа спектра собственных частот системы; 2) расчет АЧХ фильтра производить только в случае, когда анализ собственных частот системы позволяет сделать вывод о соответствии параметров фильтра требованиям ТЗ; 3) настройка фильтра должна производится в соответствии с жестким алгоритмом, допускающим автоматизацию вычислительного процесса.
Предложенный алгоритм синтеза топологии фильтра, основанный на вычислении собственных частот заключается в следующем:
Для І-ого резонатора, где і меняется от 1 до и, производится расчет низшей собственной частоты системы при замыкании всех резонаторов кроме /-ого на проводящий экран. Полученная частота должна совпадать с центральной частотой фильтра. Если частота/-о го резонатора не совпадает с центральной, то необходимо изменить укорачивающую площадку /-ого резонатора для коррекции его собственной частоты.
Когда все резонаторы настроены на центральную частоту фильтра, следует провести расчет п низших собственных частот системы. На основе расчетных данных сделан вывод о том, что ширину полосы пропускания фильтра можно приближенно определить как B=1.05(fn-fB), где/н и/в низшая и высшая из рассчитанных собственных частот.
Возможны следующие варианты: - достигнута требуемая величина полосы пропускания, собственные частоты равномерно распределены внутри полосы пропускания фильтра фильтр настроен, необходимо перейти к расчету АЧХ; собственные частоты распределены равномерно, но полоса пропускания фильтра больше требуемой - необходимо уменьшить коэффициент связи, изменяя (увеличивая) расстояние между краями укорачивающих площадок соседних резонаторов и повторно проводя настройку всех резонаторов на центральную частоту; - собственные частоты распределены равномерно, но полоса пропускания фильтра меньше требуемой - необходимо увеличить коэффициент связи, уменьшая расстояние между краями укорачивающих площадок соседних резонаторов и повторно проводя настройку всех резонаторов на центральную частоту; - собственные частоты распределены неравномерно - необходима более точная настройка резонаторов на центральную частоту,
Неравномерность распределения собственных частот фильтра может возникнуть за счет паразитной индуктивной связи между парами резонаторов, не являющимися соседними. Как было отмечено выше, регулируя величину такой связи можно добиться эллиптичности характеристики фильтра, однако для этого необходимо реализовать достаточный коэффициент связи, что невозможно в монолитном фильтре стандартной конфигурации.
Заметим, что предложенный алгоритм допускает автоматизацию процесса оптимизации фильтра при незначительном участии оператора.
Необходимо отметить, что для наиболее распространенного случая проектирования трехзвенного МФ, распределение поля на трех низших резонансных частотах имеет специфический вид: - на рисунке 3.2.а показано распределение напряженности магнитного поля для низшей из найденных частот. Заметим, что картина поля свидетельствует о противофазном возбуждении крайних резонаторов. Концентрация поля свидетельствует о возбуждении всех трех резонаторов фильтра; - на рисунке 3.2.6 показано распределение напряженности магнитного поля для средней частоты. Возбуждены крайние резонаторы, а центральный -практически нет; - на рисунке 3.2.В показано распределение напряженности магнитного поля для третьей собственной частоты. По картине поля можно сделать вывод о синфазном возбуждении крайних резонаторов. Концентрация поля свидетельствует о возбуждении всех трех резонаторов фильтра.
Такой характер распределения поля для собственных частот характерен для правильно настроенных трехз венных пол осно-пропу екающих фильтров (как на связанных электромагнитных резонаторах, так и на сосредоточенных элементах), в том числе для монолитного фильтра при настройке резонаторов на центральную частоту фильтра. При введении расстройки резонаторов, во-первых, нарушалась симметрия распределения собственных частот и, во вторых, распределение поля на средней частоте указывало на возбуждение лишь центрального резонатора.
Это позволило сделать следующие выводы: - трехзвенный фильтр имеет три резонанса, причем каждый из этих резонансов образован при участии всех трех резонаторов фильтра; - для случая, когда отдельные резонаторы настроены на одну и ту же частоту, собственные частоты резонансов распределены симметрично относительно центральной частоты фильтра.
Экспериментальная отработка трехзвенного монолитного фильтра ППФ1 (первая итерация)
По графикам (см. рисунки 3.6, 3.7) рассчитаны параметры базовой топологии фильтра. На рисунке 4.5 представлена расчетная АЧХ базового варианта фильтра: его полоса пропускания составила около 50 МГц, центральная частота - 1765 МГц.
Анализ полученных результатов свидетельствует о необходимости проведения оптимизации топологии фильтра с целью обеспечения требуемых параметров. Для увеличения ширины полосы пропускания необходимо увеличить коэффициент связи между резонаторами. Для этого длину укорачивающих площадок необходимо увеличить, уменьшив их ширину. Тогда, сохраняя частоту резонаторов, увеличим связь между ними. По таблице 3.1 рассчитаны необходимые изменения в топологии фильтра. Поскольку необходимо настраивать сразу два параметра (центральную частоту и ширину полосы пропускания), выбраны более «осторожные» изменения в топологии для получения промежуточного варианта фильтра с параметрами, более близкими к требуемым.
На рисунке 4.6 показана АЧХ промежуточного варианта фильтра, полоса пропускания которого составила около 75 МГц. Необходимо повторить действия по настройке центральной частоты и ширины полосы пропускания.
В результате повторной модификации топологии получен третий вариант фильтра, АЧХ которого показана на рисунке 4.7. Ширина полосы пропускания близка к требуемой, но минимумы коэффициента отражения Sn в полосе пропускания распределены неравномерно (это видно по графику, такой же результат дает вычисление собственных частот фильтра), также наблюдается провал коэффициента передачи ,і в полосе пропускания.
Для устранения указанных недостатков были предприняты следующие действия:
1) По картине поля удалось установить, что все три резонанса в полной структуре фильтра соответствуют случаю, рассмотренному в разделе 3.3, т.е. распределение поля характерно для настроенного фильтра.
2) Поскольку, в соответствии с алгоритмом настройки фильтра, все резонаторы по отдельности были установлены на центральную частоту (отклонение составляет менее 200 кГц), были внесены изменения в настройку резонаторов таким образом, что спектр собственных частот фильтра стал симметричен. Однако расчет АЧХ фильтра показал наличие провала до 10 дБ в полосе пропускания; картина поля на резонансных частотах не соответствует норме.
3) Были рассчитаны различные варианты конструкции фильтра, отличающиеся различным подсоединением коаксиальных волноводов (что могло повлиять на согласование), несимметричным расположением укорачивающих площадок относительно продольной оси (что могло изменить картину поля на резонансной частоте), высотой экрана (высота экрана варьировалась от 0,5 до 5 мм). Все эти действия не оказали заметного влияния на структуру спектра собственных частот фильтра.
4) Была уменьшена нагруженная добротность крайних резонаторов (иными словами, увеличена связь резонаторов с входными линиями) за счет уменьшения зазора между резонаторами и контактными площадками с 300 мкм до 150 мкм. Это позволило уменьшить величину провала S2\ и улучшить согласование (по Sn) в полосе пропускания фильтра за счет потери крутизны скатов АЧХ фильтра (см. рисунок 4.8).
В результате проведенных численных исследований было установлено, что причина асимметрии спектра собственных частот фильтра заключается в значительной величине коэффициента связи между крайними резонаторами (т.е. за счет возникновения эллиптичности характеристики фильтра, в данном случае носящей паразитный характер). Данный вывод был подтвержден расчетом фильтра с большим расстоянием между отверстиями (и, соответственно, меньшей паразитной связью между резонаторами). Спектр собственных частот такого фильтра симметрировался.
Поскольку диэлектрический блок указан в техническом задании, понизить величину паразитной внутренней связи за счет изменения параметров блока не представляется возможным, и дальнейшая оптимизация конструкции фильтра проводилась за счет изменения нагруженной добротности крайних резонаторов, что ухудшило крутизну скатов АЧХ фильтра.
Вид АЧХ наилучшего образца представлен на рисунке 4.9, Ширина полосы фильтра 105 МГц; неравномерность АЧХ в полосе пропускания 0,5 дБ; потери в полосе пропускания менее 1 дБ; потери при отстройке от края полосы пропускания на 50 МГц -26 и -13 дБ для переднего и заднего скатов АЧХ соответственно.
