Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1. Основные принципы формирования зондирующего поля для задач диагностики движения объектов 19
1.1. Анализ состояния диагностики КВЧ радиоинтерферометрами с зондирующими устройствами на базе диэлектрических волноводов 19
1.2. Экспериментальное исследование планарных и конических преобразователей 22
1.3. Математическая модель пучков Гаусса-Эрмита. Требования к АФР зондирующего поля 1.3.1. Поля излучения торца диэлектрического волновода 28
1.3.2. Описание полей моделью пучков Гаусса-Эрмита 30
1.3.3. Метод решения задачи синтеза АФР многомодовых диэлектрических преобразователей 31
1.3.4. Требования к АФР зондирующего поля 34
1.3.5. Оценка требований к АФР поля для реальных условий многоканального радиоинтерферометра 36
1.4. Постановка задачи исследования и проектирования преобразователей на основе многомодовых прямоугольных диэлектрических волноводов 42
1.4.1. Базовая структура планарного преобразователя на основе ПДВ 42
1.4.2. Возможные способы реализации многомодового режима в
преобразователях на основе ПДВ 44
ГЛАВА 2. Синтез АФР зондирующего поля на базе собственных волн многомодового ПДВ 46
2.1. Математическое обоснование процедуры синтеза 46
2.2. Спектр собственных волн широкоформатного ПДВ
2.2.1. Модели прямоугольного ДВ 49
2.2.2. Характеристики волн широкоформатного ПДВ 52
2.3. Процедура синтеза АФР поля многомодового прямоугольного ДВ 57
ГЛАВА 3. Реализация требуемого модового состава волноводных преобразователей 68
3.1. Управление модовым составом полей ШПДВ с помощью локальных неоднородностей 68
3.1.1. Связь мод ПДВ на локальных неоднородностях 69
3.1.2. Вычисление коэффициентов связи 72
3.1.3. Решение системы уравнений связанных мод 76
3.1.4. Процедура подбора комплексных амплитуд мод 80
3.2. Физические процессы в клиновидном участке преобразователя и возможность их описания 86
3.2.1. Математическая модель собственных волн клиновидного ДВ 87
3.2.2. Численное моделирование волн клиновидного ДВ 92
3.2.3. Уточнение поля на входе участка ШПДВ преобразователя 95
ГЛАВА 4. Разработка преобразователей на широкоформатном прямоугольном дв для многоканальных радиоинтерферометров 98
4.1. Проектирование экспериментального образца волноводного преобразователя 98
4.1.1. Влияние отражений от локальных неоднородностей, вводимых в конструкцию преобразователя 100
4.1.2. Преобразование модового состава на неоднородностях переменного сечения 103
4.1.3. Численное моделирование ВП с неоднородностями переменного сечения 106
4.2. Экспериментальные исследования разработанных преобразователей для многоканальных систем 111
4.2.1. Технология изготовления волноводного преобразователя 113
4.2.2. Разработка конструкций преобразователя 114
4.2.3. Патентная защита волноводного преобразователя 117
Заключение 119
Список сокращений 123 Литература 124
- Математическая модель пучков Гаусса-Эрмита. Требования к АФР зондирующего поля
- Модели прямоугольного ДВ
- Решение системы уравнений связанных мод
- Преобразование модового состава на неоднородностях переменного сечения
Математическая модель пучков Гаусса-Эрмита. Требования к АФР зондирующего поля
Впервые на возможность использования РИ в микроволновой диагностике быстропротекающих газодинамических процессов указал в 1967 г. Б. Кох [6]. Спецификой такого применения является расположение приемо-передатчика РИ на относительно большом расстоянии от объекта диагностики с одной стороны и, необходимость формирования зондирующего поля в непосредственной близости от облучателей РИ, с другой.
В КВЧ диапазоне удаленность аппаратуры от объекта диагностики решается с использованием диэлектрических волноводов [7, 12, 13, А1]. Протяженные ДВ (длиной 10 м и более) обеспечивают связь РИ с зондирующими устройствами в труднодоступных местах, сохранение аппаратуры РИ при диагностике быстропротекающих процессов. Они обеспечивают приемлемые погонные потери (-1-2 дБ/м). При радиусах изгиба ДВ более 20 X они имеют потери на излучение 0,2дБ и фазовые искажения меньше 0,1 на радиан изгиба [13-15]. При этом торец ДВ, расположенный в непосредственной близости от ОД, может выполнять роль зондирующего преобразователя. Для задач диагностики быстропротекающих газодинамических процессов поперечные размеры ОД d, как правило, не менее (20-30)А,, начальные расстояния z от объекта до ЗУ не более (150-300)А,. В этих условиях при использовании миллиметровых волн справедливо соотношение — 1 [23] и, следовательно, nd 2 движение зондирующих волновых пучков и их взаимодействие с ОД происходит в области дифракции Френеля.
Для измерения перемещений объектов в этих условиях широкое применение нашли одноканальные РИ диапазона КВЧ [7, 8, 10]. Однако, наряду с информацией о движении, важна также и информация о динамике изменения формы объектов и фронтов протекающих процессов [16].
Поэтому в настоящее время реконструкция формы объекта по результатам диагностики является актуальной задачей.
Как показано во введении, эта задача может решаться системами многоканальной диагностики. Именно по этой причине в последнее время интенсивно развивается многоканальная радиоинтерферометрия [16, 17, 19, А2], позволяющая решать задачу реконструкции определением некоторого числа параметров, описывающих форму объекта.
Так, например, трехканальный МРИ (один приемо-передающий и два приемных канала) обеспечивает возможность определения трех параметров, достаточных для реконструкции цилиндрической поверхности второго порядка, а девятиканальный МРИ - для реконструкции произвольной поверхности второго порядка [16,21,45,А8]. Поэтому становится актуальным поиск путей создания соответствующих систем и типов формирователей зондирующего поля и зондирующих волновых образований радиоинтерферометров.
В работах [А3, А5, А6] проведено исследование возможности формирования зондирующего поля торцами одномодовых ДВ прямоугольного и круглого сечения. Дифракционная задача излучения торца ДВ решалась приближенным методом на основе принципа Гюйгенса – Кирхгофа [А5].
В этих работах приведены также результаты численного моделирования и экспериментальные результаты для зондирующего поля торца одномодового ДВ с коэффициентом замедления U от 1,1 до 1,31.
В результате было обнаружено, что использование в качестве преобразователя торца одномодового ПДВ не полностью удовлетворяет требованиям, предъявляемым к параметрам зондирующего поля МРИ.
Для торца одномодового ДВ в режиме значительного замедления характерно излучение в телесном угле 1 стерад по уровню –3 дБ. При таком телесном угле область засветки превышает поперечные размеры ОД. Это снижает уровень мощности принимаемого сигнала, приводит к облучению внешних кромок ОД. Оба этих фактора снижают точность фазовых измерений.
Увеличение размеров поперечного сечения ДВ до нескольких длин волн, как хорошо известно из теории антенн [51], приводит к увеличению протяженности зоны Френеля. Последнее обстоятельство оказывается весьма полезным при решении задач диагностики газодинамических процессов. Поэтому в работах [16, 17, A2, A4] были предложены формирователи зондирующего поля в виде конического расширения ДВ и планарные формирователи на основе клиновидного расширения ПДВ.
Конические формирователи обеспечивают симметричное относительно оси излучение, клиновидные формирователи – несимметричное в двух поперечных направлениях амплитудное распределение. Клиновидные формирователи ДВ с указанным замедлением (случай значительного замедления) широко используется на практике, обеспечивает одноволновый режим работы и допускает возможность изгибов с радиусами (10-20)А, [12]. выполнены на основе ПДВ, один из поперечных размеров которого составляет несколько длин волн, а другой выбран так, чтобы обеспечить одномодовый режим. В результате, по одной координате обеспечивается узконаправленное зондирующее волновое образование, подобное волновому пучку, а по другой – излучение с широкой диаграммой направленности, характерной для торца одномодового ДВ.
Применение таких планарных формирователей зондирующего поля перспективно для диагностики протяженных в одном направлении объектов и для обеспечения оптимальной засветки объекта в многоканальной системе РИ. Кроме того, такие формирователи просты в изготовлении, что важно в условиях одноразового применения.
В работах [11, 18, 48, 49, А4] рассматриваются дифракционные явления и физика преобразования волн в многомодовых диэлектрических волноводных структурах такого типа, названных волноводно-пучковыми преобразователями.
В работе [44] формирователи волновых пучков на сверхразмерных волноводах для гиротронов мм диапазона названы квазиоптическими преобразователями. Такие преобразователи осуществляют трансформацию мод на торце широкого металлического волновода в волновой пучок.
Далее в нашей работе формирователи зондирующего поля на диэлектрических волноводах прямоугольного сечения будут называться волноводными преобразователями или просто преобразователями.
Использование в одноканальном РИ таких волноводных преобразователей позволило довести относительную погрешность измерений перемещений до 10-4 [7, 17], что на порядок лучше, чем в работах [54, 55].
Для указанных в разделе 1.1 условий диагностики волноводный преобразователь РИ должен локализовать волновой пучок на той части поверхности диагностируемого объекта, характеристики которой измеряются.
Для РИ разработки ФНПЦ НИИИС [7] это обеспечивается при ширине АФР по уровню плотности потока мощности –30 дБ, равной поперечному размеру ОД на максимальном его удалении от ВП. При таких размерах информационный сигнал от объекта превышает чувствительность приемопередатчика РИ во всем диапазоне его перемещения. Наряду с исследованием возможностей преобразователя в виде конуса, рассмотрены преобразователи клиновидного типа с возбуждением со стороны вершины одномодовым ПДВ, а также с двухвходовым возбуждением распределенной связью ДВ с клином по его боковым граням (рис. 1.1). Эти преобразователи также применяются, наряду с преобразователями в виде конуса, в одноканальных РИ [17, A2].
Модели прямоугольного ДВ
Как отмечено во введении, зондирующее поле можно найти при решении задачи дифракции совокупности собственных волн ДВ (многомодового волнового образования) на его торце.
Система волн ДВ содержит дискретный спектр собственных волн и непрерывный спектр вытекающих волн. Теория распространения волн регулярных ДВ различных форм поперечного сечения приведена в работах [14,24–29] и продолжает развиваться в настоящее время [30–32].
Решение задачи дифракции волн ДВ на торце регулярной структуры требует учета полной системы собственных типов волн. Однако, такие задачи решены только для идеализированной модели ПлДВ и ограниченного числа форм сечения ДВ.
Так, в работе [33] на основе строгого аналитического метода, предложенного в монографии [34], решена задача излучения с торца планарного ДВ с учетом полной системы собственных типов волн.
Аналогичная задача решена также численно методом интегральных уравнений относительно эквивалентных поверхностных токов [36]. Представление токов в виде суммы равномерной (распространяющейся моды в волноводе) и неравномерной составляющих позволило рассчитать для этого идеализированного случая суммарное поле (отраженных волн и излучения). Однако, для прямоугольного ДВ такие решения чрезвычайно сложны.
Необходимо упомянуть и приближенный подход, основанный на принципе Гюйгенса-Кирхгофа [23]. При решении задачи об излучении открытого конца металлического волновода в соответствии с этим принципом поле излучения выражается через поле на поверхности, охватывающей открытый конец волновода и продолжающейся далее по внешней стороне его стенки. Однако эти поля неизвестны до тех пор, пока не будет решена задача дифракции. Поэтому обычно поле на торце волновода заменяется полем волны, падающей из волновода, а на остальной части поверхности полагается равным нулю.
Применение этого приближенного метода дает достаточно надежные результаты при вычислении поля излучения в переднее полупространство, куда излучается обычно большая часть мощности.
Необходимо подчеркнуть, что для прикладных задач диагностики перемещений объекта, динамики изменения формы объекта и т.п. нет необходимости в строгом решении дифракционной задачи. Это обусловлено тем, что точность математической модели должна соответствовать точности практической задачи. При решении задачи о зондирующем волновом пучке МРИ достаточно задать поле в плоскости торца преобразователя и затем воспользоваться принципом Гюйгенса-Кирхгофа. Задача еще более упрощается, если используется модель зондирующего поля в виде ПГЭ0. Модель ПГЭ0 приближенно описывает трансформацию поля при его распространении. Это является еще одним доводом в отношении использования модели ПГЭ0, как при проектировании МРИ, так и при создании алгоритмов обработки сигналов на его выходах.
Описание полей моделью пучков Гаусса-Эрмита Приведем краткое описание параболического приближения волнового уравнения, решениями которого являются пучки Гаусса-Эрмита.
В условиях дифракции Френеля зондирующее волновое образование можно представить в виде произведения быстропеременного множителя exp(-j /?z)и медленно (по сравнению с J3z) меняющейся комплексной амплитуды W(x,y,z) [35, 37]. Для W(x,y,z) известно точное решение параболического уравнения, которое при z=0 сводится к гауссовой функции, а при z—»оо превращается в цилиндрическую волну с гауссовой диаграммой направленности. Это точное решение параболического уравнения является приближенным решением волнового уравнения
Для поля ДВ, описываемого полной системой волн, также как и для модели ПГЭ, характерны их бесконечная поперечная протяженность. Это позволяет рассчитывать на удовлетворительную точность синтеза АФР в виде ПГЭ0.
Метод решения задачи синтеза АФР многомодовых диэлектрических преобразователей
Как уже указывалось выше, для синтеза зондирующего волнового пучка с АФР (1.3) достаточно синтезировать АФР поля, близкое к распределению Гаусса на апертуре преобразователя. Это АФР можно сформировать в виде разложения по собственным волнам ДВ, которые образуют ортонормированный базис.
Таким образом, задачу формирования зондирующего поля, которое можно представить моделью ПГЭ0 , за счет выбора многомодового режима на торце ШПДВ можно решать как задачу синтеза АФР ПГЭ0 на торце ШПДВ в виде разложения по базису собственных волн ДВ. Учет в базисе непрерывного спектра вытекающих волн ДВ существенно усложняет процедуру синтеза, поэтому целесообразно рассмотреть разложение по неполному базису - собственным модам дискретного спектра ДВ.
Конечной целью данной работы является решение конкретных прикладных задач. Поэтому проектирование волноводных преобразователей на основе выбора комплексных амплитуд мод на торце ШПДВ для получения АФР, близкого к ПГЭ0, вполне может носить приближенный характер. Однако ясно, что в этом случае потребуется оценка точности приближения, с целью проверки пригодности его для решения конкретных прикладных задач. При синтезе поля излучения ДВ моделью ПГЭ важным вопросом является и согласование ширины горловины требуемого для диагностики ПГЭ 2аGH с сечением ПДВ. Это согласование физически корректно обосновать невозможно. Поэтому приходится исходить из неких эвристических соображений, подтверждаемых экспериментальными исследованиями.
Целесообразно ширину горловины ПГЭ0 и ее соотношение с шириной ПДВ выбирать из условия эффективности преобразования потока энергии волн ПДВ в поток мощности ПГЭ0. Энергия волн ДВ распределена в бесконечном сечении, однако, при коэффициентах замедления U \,\ плотность потока мощности в поперечном сечении уменьшается по экспоненциальному закону и становится пренебрежимо малой на расстояниях, сравнимых с длиной волны. В связи с этим, введено понятие эффективного сечения как сечения, за пределами которого наличием поля волн ДВ практически можно пренебречь. Вне эффективного сечения переносится некоторая достаточно малая доля общей энергии [12].
Эффективное сечение с1эфф для всех мод ДВ стремится к бесконечности при размерах ДВ, близких к критическим. Далее, с увеличением размера ДВ с!эфф уменьшается и проходит через минимум, где он в 2-3 раза превосходит размер ДВ. И далее с!эфф монотонно растет, в пределе приближаясь к этому размеру стержня ДВ [12].
Таким образом, можно горловину 2aGH синтезируемого ПГЭ0 выбирать из условия равенства с1эфф ДВ ширине пучка, обеспечивающей необходимый для эффективной работы РИ уровень интенсивности. Для разработанного в ФНПЦ НИИИС многоканального радиоинтерферометра МРИ-03 [17] чувствительность
Решение системы уравнений связанных мод
Численное решение проведем для ШПДВ сечением 4 x0,3а. В таком сечении существует три четные моды ПДВ. На рис. 3.4 показаны функции Fmn(f0) для Сп, С13, С15 и С35 для относительной ширины элемента связи В = — = 0,04. Учтем, что до В « 0,05 (для А, = 3,2 мм, 2.8 = 0,64 мм) с увеличением ширины элемента связи значения функции Fww(f0) практически не зависят от В, а абсциссы нулей практически не меняют своего положения даже при В « 0,1.
Показанные на рис. 3.4 зависимости можно использовать для выбора положения элемента связи по ширине ПДВ. Так, например, при значении 70 « 0,225 связь моды НЕП с модой НЕ15 равна нулю. Это позволяет изменением ширины и длины элемента связи добиться нужного соотношения амплитуд мод НЕП и НЕ13. Затем, смещая продольную ось относительно точки 70« 0,225, будем приближаться к требуемому набору и соотношению мод, добавляя моду
Нормированная зависимость коэффициентов связи мод ШПДВ от положения продольной оси элемента связи 70 = j-: 1 - Q1 (?0 ), 2 - С13 (f0 ), Сі5(їо) 4 -Сз5(7о)
При интегрировании по \ оставшегося в (3.10) члена Fx(x) следует принять во внимание, что поля мод ПДВ задаются разными функциями во внутреннем и внешнем пространствах. Поэтому интеграл будет выглядеть по-разному для внутреннего и внешнего элемента связи.
Для внутреннего элемента связи интеграл (3.11) принимает следующий вид где й = — - нормированная глубина щели, которая изменяется от 0 до 2. Следует иметь в виду, что существует связь мод HE13 и HE15 .Поэтому амплитуда моды HE15 не равна точно нулю. Это несколько усложняет процедуру синтеза АФР. Рисунок 3.5а иллюстрирует зависимость коэффициентов связи мод от нормированной глубины щели.
Здесь Я - нормированная высота накладки, которая может изменяться от 0 до оо. На рис. 3.5б показана зависимость коэффициентов связи от высоты накладки в тех же пределах, что и от глубины щели на рис.3.5а. Сравнение рис. 3.5 а и 3.5 б показывает, что щель является более эффективным элементом связи. Кроме того, щель более приемлема и с технологической точки зрения. 0.02 Зависимости коэффициентов связи мод от ширины щели: сплошная – С11 , штриховая – С12 , штрихпунктирная – С13, точки – С14
Согласно выражению (3.10) коэффициенты связи мод являются функцией ширины щели. На рис. 3.6 показаны зависимости Smn от относительной ширины щели В/b. Видно, что С11, С12 и С14 практически линейно связаны с В/Ь. Незначительные отклонения от линейного закона зависимости С13(B) наблюдаются только при В 0,08.
Если обратится к УСМ (3.5) то можно установить, что для щели неизменного сечения, амплитуды мод будут приблизительно пропорциональны площади LxB.
С учетом технологических возможностей ширина щели сразу принята равной 0,5 мм, что соответствует В 0,04. Ниже будет произведен выбор длины щели и ее положения относительно оси ПДВ для реального ВП сечением отрезка ШПДВ 26x2 = 12,8x1 мм2.
Как указывалось в главе 2, синтез АФР, приближающегося по форме к ПГЭ0, осуществим в виде суммы трех четных мод. Три четные моды существуют в ШПДВ сечением 26х2я = 4А,х0,31А,. Для этого сечения было проведено численное решение УСМ (3.5) с использованием метода Рунге-Кутта. Результаты решения и их обсуждение приведены ниже.
В расчетах элемент связи представлял собой пару сквозных щелей шириной 2В = 0,08Ь = 0,\6Х (для = 3,2 мм 25 = 0,512 мм). Продольные оси щелей в сечении расположены на расстоянии 70 = 0,246 = 0,48А, (для А, = 3,2 мм 70 = 1,536 мм) от продольной оси ШПДВ. Рис. 3.7 Зависимости модулей комплексных амплитуд мод от продольной координаты: сплошная кривая - НЕц, штрихпунктирная - НЕ43 , штриховая - НЕ Зависимости модулей комплексных амплитуд мод от координаты вдоль неоднородности показаны на рис. 3.7. Зависимости имеют квазипериодический характер. Это связано с тем, что коэффициенты замедления волн не находятся в кратных соотношениях. Указанное свойство решения УСМ при синтезе заданного АФР проявляется в следующих обстоятельствах: 1) не имеет смысла делать длину участка связи более одной четверти длины квазипериода (на рис. 3.7 более 41); 2) амплитуда основной моды достигает минимумов, значение которых может превосходить величину, требуемую для синтеза АФР; 3) амплитуды высших мод достигает максимумов, значение которых убывает при уменьшении поперечных размеров неоднородности и может стать меньше требуемой для синтеза величины; 4) амплитуды мод взаимосвязаны, что делает процедуру точного их подбора сложной многофакторной задачей. Зависимости амплитуд и фаз мод от продольной координаты на длине квазипериода показана на рис. 3.8.
Зависимости модулей (а) и фаз (б) комплексных амплитуд мод от продольной координаты: сплошная кривая – HE11, штрихпунктирная – HE13 , штриховая – HE15
Фаза меняется почти линейно. Для выбранных значений амплитуд мод фазы мод будут иметь вполне определенную величину. Это означает, что за участком связи необходимо добавить участок регулярного ШПДВ, который будет играть роль фазового корректора.
Размеры неоднородностей (участка связи) и длину фазового корректора можно выбрать, используя приближенное решение УСМ (приложение П2).
В отсутствии потерь амплитуды мод при их распространении мод за пределами элемента связи не изменяются. Для того, чтобы сумма мод давала требуемое АФР, следует добиться нужных фазовых соотношений между модами. Как указывалось выше, для этого можно использовать подходящий отрезок ШПДВ. Разности фаз мод при их движении вдоль такого участка изменяются из-за различия их коэффициентов замедления.
Преобразование модового состава на неоднородностях переменного сечения
Было выдано техническое задание на технологическую оснастку для изготовления разработанной конструкции ВП со структурой по рис. 4.7. Технологическая оснастка разработана в ФНПЦ НИИИС.
Изготовление изделий и деталей из фторопласта имеет ряд особенностей: низкая теплопроводность не дает возможности распространению теплоты внутри полимера. Это может вызвать нагрев инструмента и самой заготовки; наличие большого коэффициента линейного расширения может искажать размеры обрабатываемого изделия, что влияет на точность его изготовления; из-за склонности к холодной текучести, под действием нагрузки на изделия из фторопласта даже при невысокой температуре становятся заметными деформации; обработка материала должна проводиться при комнатной температуре не выше 200С, с тем, чтобы размеры готового изделия соответствовали чертежам.
В качестве исходной заготовки выбрана фторопластовая лента толщиной 1 мм. Изготовление клиновидных щелей в ленте с помощью механической обработки на ручном прессе для заданной детали из-за наличия острых углов оказалось невыполнимо - не достигалась плоскопараллельность кромок деталей, ввиду указанного свойства холодной текучести материала ВП.
Нами было установлено, что это приводит к несимметричности главного лепестка АФР и колебаниям уровня боковых лепестков уже в пределах 10 дБ. Тем самым, экспериментальная отработка ручной технологии выполнения макетов, показала невозможность обеспечить повторяемость характеристик преобразователей, необходимую для массового производства преобразователей (мы уже писали, что зондирующие устройства с ВП уничтожаются при каждом газодинамическом опыте).
Поэтому с учетом физико-механических свойств фторопласта, которые определяют технологические режимы обработки материала и геометрию режущего инструмента, единственным верным решением для получения клиновидных щелей с точностью, согласно требованиям заданного эскиза детали, оказалось изготовление вырубных штампов под кривошипно-шатунный пресс для вырубки наружного контура детали и пробивки клиновидных щелей. В условиях производства ФНПЦ НИИИС – это пресс КВ-2124.
По уточненной технологии, по результатам нашей отработки образцов, для получения заданной детали наружный контур вырубался штампом из исходной заготовки с фиксацией контура по предварительно пробитым штампом отверстиям, одновременно с пробивкой клиновидных щелей.
Выбор указанного пресса с давлением 25 т/см2, как показали проведенные исследования, обеспечивает точность воспроизведения размеров не хуже 0,1 мм и их повторяемость при массовом выпуске преобразователей, необходимом при их применении в составе МРИ.
Любые другие способы изготовления – сверление, фрезерование, точение – в силу текучести фторопласта также не обеспечивают нужного воспроизведения размеров, повторяемости и параллельности наружных и внутренних граней поверхности преобразователей.
В рамках ОКР по разработке многоканального радиоинтерферометра МРИ 03 в ФНПЦ НИИИС на основе предложенных в главе 1 преобразователей в 2012 г разработаны многоканальные зондирующие устройства МЗУ-1 ГВАТ.407936.003 с тремя конусными преобразователями ГВАТ.464663.007 и МЗУ-2 ГВАТ.407936.004 с тремя клиновидными преобразователями ГВАТ.464663.008. В зависимости от постановки газодинамических опытов, можно использовать как сборки из разработанных преобразователей, так и их комбинации с ВП – конус с осесимметричным пучком.
Однако клиновидные преобразователи не обеспечивают амплитудное распределение, описываемое пучком Гаусса-Эрмита нулевого порядка, что необходимо для многоканальной диагностики. В связи с этим, разработана конструкция предложенного преобразователя (4.7), обеспечивающего синтез ПГЭ0 с СКО не хуже 10-3. Эскиз конструкции преобразователя показан на
На эталонном метрологически аттестованном стенде перемещений (приложение П3) получены интерферограммы 3-канального макета МРИ с разработанными ВП. Отклонение вычисленных перемещений плоского отражателя от образцовых, измеренных по штриховой мере с погрешностью ±3 мкм, практически одинаковы для центрального и боковых каналов и не превышает ±0,1 мм (рис. 4.14), за исключением области расстояний между объектом и ВП меньше 20 мм.
Зависимости погрешности измерения перемещений эталонного объекта от расстояния между торцами преобразователей и объектом. Пунктир – приемо-передающий канал МРИ, сплошная – боковой приемный канал
Расстояние между ВП и отражателем изменялось от 0 до 150 мм. (На рис. 4.14 - обратный отсчет, 150 мм соответствует нулевому расстоянию). Участок 120-150 мм может быть легко исключен соответствующим размещением ВП в рабочей сборке опытов.
Таким образом, предложенный преобразователь на основе широкоформатного ПДВ с локальными неоднородностями обеспечивает в одной поперечной плоскости зондирующее поле, описываемое пучком Гаусса-Эрмита нулевого порядка с погрешностью не более 1-2%. Причем ширина области засветки объекта на расстояниях до 50А, соответствует ширине амплитудного распределения гауссовой функции по уровню -30 дБ, и приблизительно равна ширине волновода на торце преобразователя.
В другой поперечной плоскости амплитудное распределение зондирующего поля не зависит от ширины волновода преобразователя и имеет характер цилиндрической волны. Эти свойства преобразователя особенно важны для многоканальных систем диагностики.
По результатам приведенных испытаний разработанная конструкция ВП включена в состав разрабатываемых в ФНПЦ НИИИС радиоинтерферометров и используется в РФЯЦ-ВНИИЭФ для диагностики быстропротекающих процессов (Приложение П4).
