Содержание к диссертации
Введение
1 Исследование и разработка моделей сверхширокополосных сигналов при пеленгации источников излучения 10
1.1 Вводные замечания 10
1.2 анаЛиз моделей сверхшиюкополосных сигналов 11
1.2.1 Вещественные модели сверхширокополосных радиосигналов
1.2.2 Полюсная модель сверхширокополосных сигналов. 17
1.3 Синтез сверхширокополосного сигнала несимметричной формы 20
1.4 Сложньшсверхширокополосньш сигналы 25
1.4.1 Представление сложного сверхширокополосного сигнала 25
1.4.2 Методы модуляции сложных сверхширокополосных сигналов 26
1.4.3 Синтез модулирующей кодовой последовательности сверхширокополосного сигнала 31
1.5 Выводы 35
2 Анализ искажений сверхширокополосных сигналов при пеленгации источников излучения 36
2.1 Вводные замечания 36
2.2 Анализ влияния среды распространения на характеристики сверхширокополосных сигналов ... 37
2.2.1 Частотные свойства среды, описываемые уравнениями релаксации Дебая 37
2.2.2 Прохождение сверхширокополосных сигналов через среду, описываемую уравнениями релаксацииЗВ
2.3 Искажения сверхширокополосных сигналов в антенне 41
2.3.1 Искажения сверхширокополосных сигналов в передающей антенне. 41
2.3.2 Искажения сверхширокополосных сигналов в приёмной антенне 49
2.4 Искажения сверхшиюкополосных сигналов при отражении от объектов 54
2.5 Выводы 58
3 Обосновение функциональной схемы и определение характеристик сверхширокополосных сигналов при пеленгации источников излучения .. 60
3.1 Вводные замечания 60
3.2 Обоснование функциональной схемы радиопеленгаторов сверхшиюкополосных сигналов 61
3.3 Расчет характеристик пеленгации сверхшиюкополосных сигналов отражённых от объектов 72
3.4 Пеленгация источников излучения сверхшиюкополосных сигналов неизвестной формы 103
3.4.1 Получение расчетных соотношений 103
3.4.2 Обоснование формы сверхширокополосных сигналов, обеспечивающих уменьшение потерь при пеленгации 112
3.5 выводы 114
4 Особенности практической реализации устройств формирования сверхширокополосных сигналов при пеленгации источников излучения 116
4.1 Вводные замечания 116
4.2 Формирование сверхшиюкополосных импульсных сигналов 117
4.2.1 Многочастотные антенные решетки для формирования сверхширокополосных импульсных сигналов 117
4.2.2 Принцип пространственно - временного преобразования многочастотного сигнала для формирования сверхширокополосных радиоимпульсов 119
4.2.3 Формирование сверхширокополосных импульсов с помощью генераторов импульсов с нано- и пикосекундным фронтами 123
4.2.4 Волоконно-оптический метод формирования сверхширокополосного сигнала 127
4.3 Расчет мощности сверхширокополосного передатчика 131
4.4 Экспериментальные исследования генератора сверхкоротких импульсов 133
4.5 Выводы 136
Заключение 138
Список литературы
- Вещественные модели сверхширокополосных радиосигналов
- Анализ влияния среды распространения на характеристики сверхширокополосных сигналов
- Обоснование функциональной схемы радиопеленгаторов сверхшиюкополосных сигналов
- Многочастотные антенные решетки для формирования сверхширокополосных импульсных сигналов
Введение к работе
Актуальность темы. Радиотехнические сигналы, для которых ширина спектра А/ = /д -/#, определяемая как разность верхней fB и нижней fH частот спектра, сопоставима с его средней (несущей) частотой f0 = (fB +fH)/2, так что показатель широкополосности / = А/"//0 = 2(/в - fH )/(/в + /я ) 0,25, называют сверхпшрокополосными (СШП) сигналами [1]. Использование СШП сигналов, обладающих высокой проникающей способностью и помехоустойчивостью, позволяет получить высокие значения показателей качества радиотехнических систем (РТС). Весомый вклад в этой области внесли как российские ученые - Ширман Я.Д., Астанин Л.Ю., Урядников Ю.Ф., Костылев А.А., Бах-рах Л.Д., Иммореев И.Я., Трифонов А.П. и др. [1...5], так и зарубежные - Хар-мут Х.Ф., Тейлор Дж.Д., Кукес И.С. и др. [6...8]. Широкое распространение в этом случае получили сверхкороткоимпульсные (СКИ) сигналы с длительностью порядка 10"п...10"8 с [3]. Использование СКИ импульсов позволяет повысить один из основных показателей качества радиолокационных систем (РЛС) -разрешающую способность по дальности, что увеличивает объем получаемой информации о радиолокационных объектах. Кроме того, большая ширина спектра СШП сигнала позволяет добиться высокой помехозащищенности радиосистем передачи информации (РСПИ), так как малое значение удельной спектральной плотности мощности (СПМ), затрудняет обнаружение таких сигналов. С другой стороны по сравнению с узкополосными сигналами влияние естественных или искусственно созданных помех приводит к меньшим потерям при обработке, т.к. в этом случае часть спектра СШП сигнала пораженная помехой имеет меньшее относительное значение [9].
Однако СШП сигналы обладают существенным недостатком, связанным с большим искажением формы сигнала при излучении и распространении в пространстве, отражении от объекта, приеме и обработке [10]. Для уменьшения влияния этих искажений в [11] предложено формировать СШП сигналы робастные к искажениям, вносимым средой распространения, а также учитывать эти искажения при обработке сигнала.
Разрабатываются все новые образцы СШП аппаратуры для РСПИ, для использования в системах охранной сигнализации, для локации "через стены", измерения уровней жидкости в цистернах, для оснащения автомобилей системами предотвращения столкновения и круиз-контроля, в устройствах автоматического открывания дверей, устройствах автоматического включения освещения, обогрева, в медицинской диагностической аппаратуры и пр. Общими характеристиками такой аппаратуры являются низкий уровень излучаемой мощности, устойчивость к воздействию помех со стороны других РТС, при этом не создавая им помехи, поскольку СШП сигналы имеют шумоподобный спектр с низким уровнем СПМ [12].
Использование СШП сигналов в РЛС и РСПИ делает актуальной задачу разработки систем радиопеленгации источников СШП излучения. При этом обычно неизвестными могут являться основные параметры СШП сигнала, такие как форма, период повторения, метод и параметры модуляции последовательности импульсов. По этой причине, для увеличения точности пеленгации источников СШП излучения, необходимо исследование свойств моделей и анализ искажений СШП сигналов, обоснование функциональной схемы пеленгатора и определение характеристик СШП сигнала, а так же оценки возможности реализации устройства формирования таких сигналов.
Таким образом, актуальной является задача разработки и исследования алгоритмов пеленгации источников излучения СШП сигналов с полностью или частично неизвестными параметрами.
Цель работы. Целью работы является исследование и разработка моделей сложных СШП сигналов, используемых для пеленгации, анализ их искажений при излучении и распространении в пространстве, а также обоснование и исследование алгоритмов пеленгации источников СШП излучения РТС различного типа и назначения. В связи с этим, поставленная цель работы включает решение задач:
1. Исследование существующих моделей СШП сигналов и сравнение их между собой по нескольким показателям качества.
2. Обоснование критерия качества СШП сигнала и синтез его формы по заданному критерию.
3. Разработка процедуры синтеза кодовой последовательности СШП сигналов.
4. Анализ искажений формы СШП сигналов, связанных с прохождением в среде распространения, передающей и приемной антеннах, а также отражении от объектов.
5. Обоснование функциональной схемы радиопеленгационного устройства и расчета характеристик пеленгации.
6. Рассмотрение особенностей практической реализации методов формирования СШП сигналов.
Методы исследования. В работе использовались методы статистической радиотехники и математической статистики, регуляризации решений, вариационного, матричного исчисления и вычислительной математики. Данные теоретические методы сочетались с экспериментальными исследованиями на основе имитационного моделирования и проведении натурных экспериментов.
Научная новизна. В рамках данной диссертационной работы получены следующие новые научные результаты:
1 Синтезирован СШП несимметричной формы по критерию качества, обеспечивающего локализацию во временной области. Проведено сравнение синтезированного СШП сигнала с общеизвестными и показано его преимущество по заданному критерию.
2 Обоснованы параметры модуляции как полярности импульса так и позиции относительно среднего периода повторения сложных СШП сигналов. Предложена вычислительно эффективная процедура синтеза дискретной кодовой последовательности СШП сигналов.
3 Обоснована функциональная схема радиопеленгатора источников СШП излучений, и проведены численные расчеты характеристик пеленгации. Методом регуляризации получена форма СШП сигнала, снижающая энергетические потери при пеленгации источников излучения.
Практическая ценность работы. Полученные в работе формы СШП сигналов и алгоритмы синтеза кодовых последовательностей могут быть использованы в различных РТС с улучшенными тактико-техническими характеристиками. Алгоритмы пеленгации источников СШП излучения представленые в работе, позволят уменьшить потери при обработке. Результаты работы внедрены в учебный процесс Рязанького госудаственного радиотехнического университета, а также используются в системах дистанционного управления ООО «АВБ Лабе».
Основные положения, выносимые на защиту:
1. Синтезированный СШП сигнал несимметричной формы, обеспечивающий на 2... 10 % более высокие характеристики по критерию локализации во временной области по сравнению с ранее известными и обладающий устойчивостью к искажениям в среде распространения.
2. Вычислительно эффективная процедура синтеза сложных СШП сигналов по критерию максимума энергетической скрытности в интересах уменьшения эффективности радиопеленгации источников излучения.
3. Синтезированный СШП сигнал, обеспечивающий снижение максимальных потерь при пеленгации из-за рассогласования главного направления антенны и направления прихода с 12 дБ до 3 дБ.
Апробация работы. Результаты работы докладывались на следующих конференциях:
1 52-я Студенческая научно-техническая конференция, Рязань. 2005. 2 X Всероссийская научно-практическая конференция студентов, молодых учёных и специалистов "Новые информационные технологии в научных исследования и в образовании", Рязань. 2005.
3 Всероссийская научно-практическая конференция "Сети и системы связи", Рязань. 2005.
4 14-я Международная научно-техническая конференция «Проблемы передачи и обработки информации в сетях и системах телекоммуникации», Рязань. 2005.
5 XI Всероссийская научно-практическая конференция студентов, молодых учёных и специалистов "Новые информационные технологии в научных исследования и в образовании", Рязань. 2006.
6 XII Всероссийская научно-практическая конференция студентов, молодых учёных и специалистов "Новые информационные технологии в научных исследования и в образовании", Рязань. 2007.
7 Всероссийская научно-практическая конференция "Сети и системы связи", Рязань. 2007.
Публикации. По теме диссертации опубликовано 10 работ. Из них 2 статьи в журналах рекомендованных ВАК РФ для кандидатских диссертаций, 1 статья в межвузовском сборнике, 7 тезисов докладов.
Структура и объем работы. Диссертационная работа состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературы из 158 наименований и 2 приложений. Диссертация содержит 165 с, в том числе 137 с. основного текста, 5 таблиц и 58 рисунков.
Благодарности. Автор выражает искреннюю признательность своему научному руководителю: д. т. н., проф. Кириллову С. Н. за неоценимую помощь и огромную моральную поддержку, оказанную в процессе работы над диссертацией. Автор также благодарит своих коллег, аспирантов и сотрудников кафедры радиоуправления и связи РГРТУ за высказанные замечания, содействие и помощь в процессе работы и оформления диссертации. Вьфажаю особую благодарность руководству рязанского государственного радиотехнического университета за предоставленную возможность заниматься научной деятельностью.
Вещественные модели сверхширокополосных радиосигналов
При аналитических исследованиях наиболее распространено комплексное представление радиосигналов [1]: s(t) + js(t) = A(t)exp{j[a)Qt + (p(t)]}, (1.1) где A(t) - огибающая, (pit) - фаза, а 0 - несущая частота комплексного сигнала, s(t) - преобразование Гильберта радиосигнала s(t). Для получения преобразования Гильберта радиосигнала обычно используют условие узкополосно-сти, тогда A{t) и (pit) комплексного сигнала совпадают с огибающей и фазой вещественной модели: s(t) = A(t)cos[a0t + p(t)]. (1.2)
Для СШП сигнала получение преобразования Гильберта представляет сложную задачу из-за громоздкости аналитических выкладок. С другой стороны, современные быстродействующие элементы радиоэлектронной аппаратуры обладают временной дискретностью, составляющей малые доли периода колебания в СВЧ диапазоне, поэтому операция детектирования, традиционно выполняемая с целью определения составляющих комплексной модели функции огибающей A(t) и фазы (pit), может быть исключена.
Это позволит построить описание СШП сигнала на основе отказа от комплексной модели и устранении ограничений на относительную широкополос-ность их спектра. Любой сигнал, как функция времени, допускает описание с помощью вещественной функции sit). Рассмотрим возможные представления СШП сигналов. Часто, в общем виде, эти сигналы удобно представить следующей функцией: s(t) = A0f(t/r0), (1.3) где AQ=maxs(i)- амплитуда сигнала, т0= js2(t)dt /maxs2(t) эквивалентная -00 / длительность импульса, функция f(x) описывает форму сигнала и нормируется со так, что тах/(х) = 1и \f2(x)dx = \. В дальнейшем для простоты будем обо -00 значать t/r0=x.
В соответствии с (1.3) другие характеристики СШП сигналов можно выразить через параметры функции f(x). Например, спектр СШП сигнала можно представить как S(to) = A0T0F(ia TQ), где F(iy) = \ f(x)exp(-ixy)dx. При этом -00 спектр мощности G4() = 4)2r02G/(fi)r0), где Gf(y) = \F(iy)\ , а автокорреляционная функция СШП сигнала имеет вид: R(A) = A2TRf(A/r), (1.4) meRf(y)=\f(x)f(x y)dx. -00
Существует следующая классификация СШП сигналов [26], включающая видеосигналы, описываемые знакопостоянными функциями времени и квазирадиосигналы, описываемые знакопеременными функциями времени. Внутри класса СШП квазирадиосигналов отдельно выделен подкласс СШП радиосигналов, для которых выполняется условие излучения [34]. Рассмотрим вещественные модели СШП радиосигналов. Условие излучения математически связано с требованием нулевого значения спектральной функции любого радиосигнала на нулевой частоте [34]: —CO 00 S(ie ) = j(Oexp(-/ ) Uo = \s{t)dt = 0. (1.5) 00 -O0
Физически это условие соответствует требованию знакопеременности любого электромагнитного поля в свободном пространстве или невозможности излучения поля постоянного тока излучателем конечных размеров.
Поскольку при выполнении (1.5) нижняя граничная частота спектра радиосигнала fH О, значение максимальной широкополосности ограничено, т.е. //о 2. Это отличает СШП радиосигналы от видеоимпульсов, для которых может быть fH = О (постоянный ток) и JUQ = 2. [6, 22] Однако радиосигналы, благодаря нулевому значению спектральной функции на нулевой частоте, допускают излучение, передачу по волноводам и др.
Условие излучения (1.5) достаточно хорошо выполняется для некоторых типов сигналов: 1. Двуполярный прямоугольный видеоимпульс можно описать, положив в (1.3): Дх) = /(2х + 1/2)-/(2;с-1/2), (1.6) где 1(х)= 2. Производные гауссовского импульса, форма которого описывается выражением: SGo(x) = AG-exp(-x2/2), (1.7) где Дз - амплитуда импульса.
Гауссовские импульсы - это набор ортогональных импульсов описываемых гауссовой функцией и производными её высших порядков. Порядок про изводной определяет форму импульса. Получить гауссовский импульс требуемой формы можно продифференцировав соответствующее число раз гауссов-скую функцию (1.7) [35] или воспользоваться выражением, включающим полином гауссовской функции. Порядок полинома гауссовской функции однозначно связан с порядком её производной SGn(x) = B.Gn(x)-exp(-x2/2), (1.8) где В - нормировочный коэффициент, включающий в себя все постоянные величины, Gn(x) - и-й полином гауссовской функции (и = 0,1,2,3...): G„(x) = exp(-x2/2). (1.9) Импульс, описываемый гауссовской функцией (1.7), в англоязычной литературе называют моноимпульс (monopulse), а импульс, описываемый первой производной гауссовской функции SG (х) и высшими производными называют Рисунок 1.1 — Семейство гауссовских импульсов моноцикл (monocycle) [36, 37]. В [11] показано семейство гауссовских импульсов во временной области (рисунок 1.1) описываемых функциями нулевого-третьего порядков (SG (х) - SG (х)).
Анализ влияния среды распространения на характеристики сверхширокополосных сигналов
Помимо неопределенности относительно формы излучаемого СШП сигнала стоит проблема определения искажений, вносимых в этот сигнал атмосферой и антенно-фидерным устройством (АФУ). В силу достаточно широкой полосы частот СШП сигнал может попадать на различные частотные поглощающие участки в среде распространения, в результате чего исказиться в относительно больших пределах [6]. Этот факт необходимо учитывать как при формировании сигнала при передаче и излучении АФУ, так и при обработке сигнала в пеленгаторе.
При проведении пеленгации СШП сигналов, отраженных от объектов наблюдения встает задача учета искажений, вносимых в сигнал в этом случае. Даже при известной форме излученного СШП сигнала возникают трудности с определением формы отраженного сигнала при корреляционной обработке в устройстве пеленгации. Однако неизменным остается период повторения сигнала, что можно эффективно использовать при соответствующих методах обработки [52].
Алгоритмы обработки в устройстве пеленгации СШП сигналов должны учитывать указанные выше особенности относительно неопределенностей формы сигнала и искажений, вносимых при распространении, а также различные априорно известные параметры сигнала, например период повторения и длительность.
Исходя из вышеизложенного, во второй главе работы необходимо решить следующие задачи: Проанализировать влияние среды распространения на форму СШП сигналов.
2 Оценить искажения различных форм СШП сигналов, полученные в результате прохождения через атмосферу, АФУ и при отражении от объектов. Немагнитная среда имеет комплексную диэлектрическую проницаемость [27]: Є(Ф) = Є\(О)-]Б\(О), (2.1) где S {CD) И Є\CD) - соответственно действительная и комплексная части диэлектрической проницаемости.
Универсальная связь между действительной и мнимой частями дается интегральными соотношениями Крамерса-Кронига [22, 48]. Однако при этом отсутствует явная связь с физическими свойствами среды. Для случая природной среды распространения радиоволн целесообразно воспользоваться уравнениями релаксации Дебая [27]: єХа )=єа Нє0-єа )/(1+ тр)2) , є"(0) = (єо-єа )а)тр/(1+( р)2). (2.2) где тр - время релаксации среды, є0 и е - значения диэлектрической проницаемости соответственно при СО = О И оо.
При нормировке уравнения (2.2) преобразуются к виду: s» = (и +1) - u/(l + (q0w)2) ,s» = (1 - u)q0w/(l + (gQwf), (2.3) где w = col(oQ, и = єл/е0, q0 = в)0тр, причем о0 - квазичастота несущей. Коэффициент передачи при распространении плоской электромагнитной волны в однородной немагнитной среде с потерями равен: К(а ) = ехр с -j-(e( o))/2r (2.4) где г - расстояние в среде, причем фазовая скорость распространения волны имеет вид: уф = с/Мє(а ))УК (2.5) С помощью введенных обозначений получим: ОД=ехрГ-Мад) 1 = ехрГ- (2.6) где z - нормированное к длине волны расстояние. Первый множитель в (2.6) является амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ) среды: ВД = exV[-lm(sH(w)f wz]. (2.7) Для анализа прохождения СШП сигналов через среды с заданной диэлектрической проницаемостью необходимо использовать зависимости модуля K(w)\ и фазы Arg k(w)\ для различных значений относительного времени релаксации qo при заданном нормированном расстоянии z.
В [27] проведён анализ прохождения СШП сигналов через среду, описываемую уравнениями релаксации, на примере радиоимпульсов, включающих т = 1,2,3,...периодов колебаний: где у = a)0t; После прохождения в среде расстояния г первоначальный СШП сигнал с т - периодами импульса sx(y) преобразуется к виду h(y) = Y jM )S(w)exp(jwy) dw, (2.9) где S{w) - спектральная функция сигнала. Характер искажения импульсов sx(t) при прохождении через среду, описываемую частотной характеристикой (2.7), иллюстрируется на рисунке 2.1.а [27] для т -1.
Обоснование функциональной схемы радиопеленгаторов сверхшиюкополосных сигналов
Все эти методы радиопеленгации подразумевают использование антенн с диаграммой направленности имеющей равномерно-спадающий участок, что подразумевает использование такого параметра диаграммы направленности антенны, как её крутизна [144].
Диаграмма направленности антенны для СШП сигнала будет иметь различную ширину на разных частотах сигнала, что будет проявляться и при использовании частотно-независимых антенн. То есть понятие диаграммы направленности антенны применительно к СШП сигналам теряет смысл, особенно сильно это проявляется в случае использования фазированных антенных решёток, когда пространственная длина СШП сигнала сравнима или даже меньше апертуры антенны. Известно приближённое выражение для коэффициента направленного действия (КНД) апертурных антенн, широко использующихся в комплексах радиопеленгации : D - 4/г50/Л2, где S0 - площадь раскрыв антенны, Я -длина волны. Из этого выражения следует, что при изменении длины волны в два раза, что характерно для СШП сигналов, КНД антенны изменяется в четыре раза, а при изменении длины волны в три раза КНД изменяет своё значение в девять раз, и так далее. Таким образом, одноканальные радиолокационные системы (РЛС) пеленгации будут давать очень низкую точность пеленгации, или вообще будут неприменимыми для пеленгации СШП сигналов.
Существенным недостатком одноканальных систем, также является невозможность быстрого определения углового положения объекта, т.к. эти системы работоспособны при наличии нескольких отражённых от объекта импульсов. Следовательно, при пеленгации скоростных объектов будет возникать дополнительная ошибка, оказывающая существенное влияние на точность [144].
Таким образом, для радиопеленгации СШП сигналов целесообразно использовать многоканальные радиопеленгаторы, в которых информация о пеленге объекта будет заключаться в задержке поступающих на разнесённые в пространстве антенны радиопеленгатора сигналов относительно друг друга, (рисунок 3.3).
Многоканальные пеленгационные системы позволяют, в принципе, осуществлять "одноимпульсную" работу и, следовательно, освободиться от многих недостатков, присущих одноканальным системам. Так в этих системах амплитудные флуктуации сигнала оказывают меньшее влияние на точность пеленгации объекта, чем в одноканальних.
Одним из наиболее точных способов многоканальной пеленгации является моноимпульсный способ [144]. Принцип моноимпульсной пеленгации заключается в приеме отраженных от объекта сигналов, одновременно по нескольким независимым каналам с последующим сравнением их параметров по задержке во времени или сдвиге по фазе.
По характеру извлечения угловой информации о объекта из принимаемых сигналов различают два основных метода моноимпульсной пеленгации: амплитудный и фазовый. Амплитудный метод радиопеленгации применительно к пеленгации СШП сигналов малоприменим, из-за высоких требований, предъявляемых к диаграмме направленности антенны. Суть амплитудного метода заключается в следующем [149]. Формируются две перекрещивающиеся диаграммы направленности, разнесённые на угол ±в0 (рисунок 3.4). При отклонении объекта от РСН на угол в, сигнал, принятый по нижней диаграмме направленности будет больше, чем по верхней, и разность их даст величину отклонения от РСН, а знак - направление.
Метод пеленгования по равносигнальиому направлению Суть фазового метода заключается в сравнении фаз принятых двумя антеннами сигналов (рисунок 3.5). Цель Как показано в [149] разность фаз принятых сигналов (рисунок 3.5) будет А 2 а Ар = sine , Л (3.1) где / - база антенной системы.
Из выражения (3.1) следует неоднозначность получаемой информации. Для устранения неоднозначности необходимо, чтобы расстояние между центрами приемных антенн не превышало диаметра каждой из них [149].
Для формирования пеленгационной характеристики существуют три вида угловых дискриминаторов [144]: амплитудный, фазовый и суммарно-разностный. В зависимости от применяемых методов пеленгации в совокупности с методами измерения, возможно, всего девять основных классов моноимпульсных систем, классификация которых приведена в таблице 3.1.
На рисунке 3.6 представлены три функциональные схемы обзорных моноимпульсных радиопеленгационных систем [149], которые относятся к следующим классам: 3.6а - Амплитудно - Суммарно - Разностный, 3.66 - Фазово -Фазовый З.бв, - Амплитудно - Амплитудный.
Амплитудно - суммарно - разностные системы менее требовательны к идентичности характеристик усилителей и потому в современных РЛС используются более широко [149]. Для этих систем, также, как и для амплитудно -амплитудных систем характерны высокие требования к форме диаграммы направленности антенны, и кроме того амплитудно - суммарно - разностные системы обладают в два раза меньшей пеленгационной чувствительностью, чем амплитудно - амплитудные системы [149].Также необходимо учитывать, что амплитудно - суммарно - разностные системы используют в своём составе такие узкополосные элементы, как кольцевой волноводный мост. Таким образом, описанные факторы делают амплитудно - суммарно - разностными системы малоприменимыми для пеленгации СШП сигналов.
Многочастотные антенные решетки для формирования сверхширокополосных импульсных сигналов
В современных радиолокационных системах широко применяются фазированные антенные решетки (ФАР), но использование ФАР в комплексах радиопеленгации СШП сигналов затруднено, так как ФАР, как правило, имеют в своём составе такие узкополосные элементы, как фазовращатели, циркуляторы, распределители мощности, волноводные мосты и т.д. Также классические методы анализа и синтеза ФАР, использующие понятие распределения фаз поля в раскрыве решетки, являются неприменимыми в случае использования СШП сигналов, так как само понятие фазы для сверхширокополосного сигнала не имеет смысл. То есть принципиально возможно построение ФАР для радиопеленгаторов СШП сигналов, но в этом случае необходимо использовать анализ принимаемых СШП сигналов во временной, а не в частотной области [33]. Таким образом, для пеленгации СШП сигналов использование радиолокационных систем с ФАР сильно затруднено вследствие вышеуказанных факторов и трудности осуществления электронного качания луча в сверхширокой полосе частот. При этом встаёт вопрос построения таких СШП радиопеленгаторов, в ко торых можно было бы использовать слабонаправленные сверхширокополосные антенны, учитывающие возможные искажения принимаемых сигналов. Указанным требованиям, в какой-то мере удовлетворяют рассмотренные выше ин-терферометрические системы, изображенные на рисунках З.бв и 3.7. Исходя из вышеизложенного для решения задачи СШП пеленгации радиолокационных объектов целесообразно использовать схему амплитудно - амплитудного пеленгатора (рисунок З.бв) доработанного с использованием интерферометриче-ской моноимпульсной системы с разнесенными антеннами (рисунок 3.7), поскольку данное сочетание обеспечивает высокую пеленгационную чувствительность и довольно простую реализацию [121].
Для расчета характеристик пеленгации необходимо определить функцию плотности вероятности флуктуации фазового фронта отражённой от объекта волны. Это вызвано тем обстоятельством, что угломерные системы определяют направление на цель по нормали к фазовому фронту отражённой волны. Как показано в [138] приближённо можно считать, что объект представляет собой тело конечных размеров в объеме, которого равномерно распределено большое число отражателей. Полагаем флуктуации амплитуды и фазы отражённой волны в точке приема статистически независимы. Также статистически независимы электромагнитные поля, создаваемые в точке приема каждым излучателем (отражателем). Рассмотрим случай использования для пеленгации СШП импульса (1.10) заполненного гармоническим колебанием.
С совокупностью отражателей связана система координат { ,} (рисунок 3.10). Начало координат 0 совмещено с отражателем, сигнал от которого в точке приёма имеет синусоидальную неслучайную форму (рисунок 3.11): E0=Emsm(o)0t + (p()), где Ет - неслучайная амплитуда сигнала, р0- начальная фаза Р(х1;х2 ,х3) - точка наблюдения в системе координат { ,}. Если выполня ется условие — 1, где L максимальный линейный размер объекта, Г - расстояние от точки наблюдения до объекта, то совместное распределение плотности вероятности амплитуд сигнала и координат мгновенного радиолокационного центра (МРЦ) отражения (R I ;! ) в системе координат { ,} даётся формулой [137]: 2с2 P(E,Rv..Rm). ехр(-52/2) J(2x)m(Tm%..Jm Ет+110(аЕ)ехр(-Ь Ег) (3.2) —2. здесь г ={Е -Е )/2 - удельная мощность флуктуационной составляющей поля, Е - мощность детерминированной составляющей,
Рассмотрим случай пеленгации объекта на фоне белого шума. Так как результирующее поле в точке приема при принятой модели объекта имеет нормальное распределение амплитуд [137], то в случае пеленгации на фоне нормального белого шума функция распределения плотности вероятности сигнала с шумом будет отличаться от распределения задаваемого формулой (3.2) только значением параметра сг , а именно: -2 -2 _i_ л-2 G =(7с+СГМ (3.32) где сс - мощность флуктуации сигнала отраженного от объекта, и тм - мощность шума.
Это следует из того факта, что при композиции двух нормальных законов распределения, результирующее распределение получается также нормальным, но с другими параметрами распределения, в данном случае с другой дисперсией, задаваемой формулой (3.32).
