Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Анализ факторов, ограничивающих эффективность диаграммообразования ЦАР
Глава 2. Погрешности, вносимые дестабилизирующими факторами при оценке количественных и качественных характеристик выходного сигнала ЦАР.
2.1 Исходные предпосылки 18
2.2 Определение выходного сигнала ЦАР 22
2.3 Анализ дестабилизирующих факторов, ограничивающих ДЦ 26
2.4 Оценка влияния неидентичности частотных характеристик и пульсаций АЧХ в полосе пропускания приемных каналов ЦАР на выходную мощность сигнала . 31
2.5 Оценка влияния разброса квадратур, при кодировании на видеочастоте 38
2.6 Оценка погрешностей, связанных с наличием конструктивного шума 43
2.7 Оценка влияния джиттера времени на параметры выходного сигнала при аналого-цифровом преобразовании на видео и промежуточной частотах . 46
Глава 3. Коррекция «межканального» рассогласования приемных каналов в ЦАР . 60
3.1 Алгоритм и метод коррекции «межканального» рассогласования приемных каналов
3.2 Уравнения для ошибок «межканального» рассогласования 64
3.3 Оценка дисперсии «межканального» рассогласования от объема выборок
Глава 4. Экспериментальные исследования аналого-цифрового преобразования на видео- и на промежуточной частотах 74
4.1 Экспериментальное исследование разбросов усиления приемных каналов ЦАР 74
4.2 Сравнение эффективности кодирования на видео и промежуточной частоте 80
4.3 Цифровое формирование квадратур при аналого-цифровом преобразовании на промежуточной частоте с помощью DDC и ПЛИС . 82
4.4 Оценка влияния разброса параметров гетеродинных и опорных напряжений в ЦАР. 89
4.5 Результаты моделирования преобразования спектра ЛЧМ сигнала промежуточной частоты на видеочастоту с использованием DDC. 96
Заключение 100
Библиография 104
Приложение 1 110
- Оценка влияния неидентичности частотных характеристик и пульсаций АЧХ в полосе пропускания приемных каналов ЦАР на выходную мощность сигнала
- Оценка влияния джиттера времени на параметры выходного сигнала при аналого-цифровом преобразовании на видео и промежуточной частотах
- Уравнения для ошибок «межканального» рассогласования
- Цифровое формирование квадратур при аналого-цифровом преобразовании на промежуточной частоте с помощью DDC и ПЛИС
Введение к работе
Общая характеристика проблемы
Развитие и совершенствование радиолокационных систем в последние годы неизменно сопровождается существенным возрастанием плотности электромагнитного окружения радиолокационных станций (РЛС), что в значительной степени связано с количественным ростом случайных и преднамеренных помех. В связи с этим обстоятельством от действующих и перспективных систем требуется еще больше информативности и конкретности. Одним из путей достижения этой цели является развитие многофункциональных радиолокационных систем с использованием фазированных антенных решеток (ФАР).
Характерной тенденцией современных РЛС с ФАР является постепенный переход к использованию цифровых ФАР (ЦАР) [1,2]. В этом случае для формирования диаграммы направленности (ДН) применяются цифровые устройства обработки сигналов, использующие информацию об амплитуде и фазе сигналов, поступающих с выходов множества приемных каналов, причем каждое из таких колебаний характеризует различные части апертуры антенной решетки или направления различных лучей многолучевой антенны. Следует отметить, что в современных решетках с цифровым диаграммообразованием принятые сигналы преобразуются в цифровую форму уже на уровне элемента излучателя антенны. Такой подход позволяет сохранить полную информацию, имеющуюся в апертуре в противоположность аналоговому способу формирования ДН, который приводит лишь к взвешиванию суммы этих сигналов, что в конечном итоге уменьшает размерность сигналов до 1 [1,3-10].
Более высокие уровни информативности, связанные с гибкостью цифровой обработки, обеспечивает разработчику и потребителю ряд существенных преимуществ по сравнению с традиционными аналоговыми решениями. К таким преимуществам можно отнести:
- стабильность параметров,
- возможность оперативного изменения характеристик и параметров
системы за счет смены программного обеспечения,
- простота обеспечения идентичности каналов в многоканальных
системах обработки,
- схемотехнические упрощения и, как следствие, снижение
массогабаритных характеристик аппаратуры, что неизменно приведет к
существенному повышению ее надежности.
В общем случае антенная решетка представляет собой совокупность излучателей сигнала, выходы которых суммируются, образуя выходной сигнал. ДН такой решетки имеет максимум в направлении по нормали к раскрыву антенны. Введение в тракт излучателей фазовращателей, которые компенсируют набеги фаз при приеме колебаний с направлений, отличающихся от нормали, позволяет при соответствующем выборе сдвигов фаз сфазировать ДН в заданном наперед направлении. Обычно сдвиги фаз соответствуют плоскому фронту волны, т.е. линейному набегу фаз вдоль раскрыва антенны. Система фазирования с помощью регулируемых весовых коэффициентов позволяет изменять суммируемые сигналы как по фазе, так и по амплитуде. Очевидно, что по какому алгоритму ни были сфазированы и взвешены сигналы, всегда существует некоторое рассогласование амплитудно-частотных (АЧХ) и фазочастотных характеристик (ФЧХ) приемных каналов, что обязательно приводит к снижению эффективности цифрового диаграммообразования, даже несмотря на такую процедуру как калибровка, призванная потенциально обеспечивать формирование высококачественной ДН с низкими боковыми лепестками (так как в процессе работы в реальных условиях происходит неизбежное рассогласование каналов по амплитуде и фазе) [11-18].
Для обеспечения требуемых норм электромагнитной совместимости в настоящее время в каналах обработки сигналов применяются фильтры на поверхностных акустических волнах (ПАВ). Эти фильтры в полосе пропускания могут иметь значительную неравномерность АЧХ и ФЧХ в
полосе пропускания, влияние которой на эффективность суммирования еще не исследованы.
В решетках с цифровым диаграммообразованием источником ошибок могут служить устройства аналого-цифрового преобразования (АЦП). При использовании АЦП на видеочастоте существенные ошибки могут внести разброс по амплитуде и по фазе синфазных и квадратурных составляющих, ошибки ортогональности. При применении АЦП на промежуточной частоте (ПЧ) имеют место разбросы моментов кодирования (явление джиттера который определяется как среднеквадратичное отклонение (СКО) положения во времени фронта тактового сигнала относительно ожидаемого значения), что существенно влияет на эффект суммирования сигналов [19-21].
Стремительное развитие микроэлектронной цифровой и аналоговой элементной базы и появление новых компонентов позволяет по иному подойти к разработке и конструированию приемных каналов применительно к ЦАР.
Потенциальные характеристики и возможности цифрового диаграммообразования весьма велики, однако на практике в полной мере пока не реализованы. В практической деятельности важно знать, в какой мере эти потенциальные возможности реализуемы и что ограничивает возможность их реализации.
К настоящему времени решением этих задач занимались ряд известных ученых и специалистов, например, Бартон П., Ратынский М.В., Монзиго Р.А., Миллер Т.У., Воскресенский Д.И., Канащенков А.И. В той или иной мере анализ их работ изложен в первом разделе диссертации. Однако, не смотря на проведенные исследования, некоторые вопросы еще далеки до своего полного решения.
Все вышесказанное определяет актуальность данной работы, направленной на обеспечение высокой эффективности функционирования устройств цифрового диаграммообразования существующих и перспективных радиолокационных систем различного назначения.
Целью диссертационной работы является определение основных причин, ограничивающих динамический диапазон радиолокационных систем с ЦАР, и разработка научно-обоснованных технических решений, направленных на повышение эффективности цифрового диаграммообразования.
Поставленная цель достигается решением следующих основных задач:
- определение количественных оценок характеризующих
неидентичность приемных каналов, содержащих согласованные фильтры на
ПАВ и анализ влияния этой неидентичности на динамический диапазон (ДД),
-теоретическое и экспериментальное исследование характеристик аналого-цифрового преобразования на видео- и промежуточной частоте,
исследование влияния джиттера времени при кодировании на промежуточной частоте,
проанализировать причины возникновения так называемых конструктивных шумов и оценить степень влияния их на динамический диапазон,
разработка алгоритмов амплитудной и фазовой коррекции в приемных каналах ЦФАР,
исследование схем формирования квадратур (с помощью специального цифрового процессора DDC и программируемой интегральной логической схемы),
экспериментальные исследования устройств цифрового диаграммообразования с использованием современной элементной базы,
разработка стенда для проведения исследовательских работ современными методами аппаратуры создаваемой для ЦАР.
Научная новизна работы заключается в следующем:
- проведен анализ и впервые осуществлена систематизация факторов,
ограничивающих эффективность диаграммообразования ЦАР,
впервые проведен анализ влияния неравномерности и пульсаций ЧХ фильтров на ПАВ в полосе пропускания на выходную мощность принятого сигнала,
разработана новая методика коррекции «межканального» рассогласования приемных каналов в ЦАР, использующая шумовой пилот-сигнал, и предложен алгоритм, позволяющий реализовать на практике данную методику,
была разработана программная модель преобразования спектра ЛЧМ сигнала промежуточной частоты на видеочастоту с использованием DDC, с помощью которой было проведено исследование этого преобразования.
На защиту выносятся следующие основные положения диссертационной работы:
при использовании 30 приемных каналов ЦАР потенциальный ДД составляет 90 дБ. С учетом устранимых помех ДД уменьшается до 73 дБ при аналогичном количестве приемных каналов.
качество формирования квадратур на видеочастоте уступает формированию квадратур на промежуточной частоте, ДД во втором случает на 10 дБ больше и составляет 81 дБ.
конструктивный шум имеет нестационарный характер и слабо коррелирован (менее 0,3), что позволяет накапливать сигнал в ЦФ при аналого-цифровом преобразовании на ПЧ, при изменении СКО тактовых импульсов от 10 до 20 пс статистические характеристики конструктивного шума практически не изменяются.
дисперсия погрешности, вызванная джиттером времени линейно зависит от частоты входного сигнала и частоты дискретизации. При этом ДД составляет 65 дБ для входного сигнала на частоте 30 МГц при СКО 3 пс.
- для коррекции «межканального» рассогласования возможно
использование в качестве пилот-сигнала шумового сигнала - собственного
шума приемного тракта.
Практическая значимость работы заключается в следующем:
полученные в диссертационной работе результаты анализа факторов, влияющих на эффективность цифрового диаграммообразования ЦАР использованы при разработке новых РЛС, использующих ЦАР, (внедрено на предприятии ОАО «ВНИИРТ»,
предложенная методика коррекции «межканального» рассогласования позволит, это позволяет упростить построение блока обработки сигналов и повысить производительность его работы и соответственно, упростить построение цифровой ЦАР РЛС.
Достоверность и обоснованность результатов обеспечивается:
соответствием основных теоретических результатов экспериментальным,
корректным применением математического аппарата,
- метрологической поверкой используемой аппаратуры и стендов.
Основные результаты работы внедрены на предприятие ОАО
«ВНИИРТ».
Результаты работы использованы в учебном процессе на кафедре радиоприемных устройств и базовой кафедре 335 МИРЭА при разработке лекционных курсов и лабораторного практикума по дисциплинам «Радиоприемные устройства», «Цифровые устройства и микропроцессоры», «Цифровая обработка сигналов в радиолокации».
Апробация работы. Основные положения и результаты работы докладывались с 2000 по 2006 год на научно-технических конференциях в Московском институте радиотехники, электроники и автоматики (техническом университете), Московском государственном техническом университете гражданской авиации в 2001, на третьей всероссийской НТК(с участием стран СНГ) в г.Ульяновск в 2001г, на XXVI Молодежной научной конференции «Гагаринские чтения» в 2000г, на 6 Международной научно-технической конференции студентов и аспирантов МЭИ в 2000, На международной конференции «Цифровая обработка сигналов и ее применение» с 2000 по 2006 г, на первой научно-практической конференции
«Радиолокационная техника: устройства, станции, системы» в г. Муром, В 2004г.
Публикации. По материалам диссертации опубликовано 9 работ, из них 7 статей, в том числе 1 - в издании, включенном в перечень ВАК, 3 тезисов докладов - в трудах международных и всероссийских научно-технических конференций и научных сессий, 7 докладов опубликованы полностью, было подано заявление о выдаче патента РФ на полезную модель «Устройство коррекции межканального рассогласования приемных каналов в цифровой ФАР» №2006111001.
Структура диссертации. Работа состоит из введения, 4 глав, заключения и 2 приложений. Объем работы составляет 126 страниц, из них рисунков - 39, таблиц в тексте - 3.
Во введении обусловлена актуальность выбранной темы, сформулированы цели и задачи исследования, освещена одна из основных тенденций развития РЛС с ФАР, заключающаяся в постепенном переходе к использованию ЦАР.
В первой главе дан анализ факторов, ограничивающих эффективность диаграммообразования ЦАР, основанный на открытых научных публикациях в области ЦАР.
Во второй главе дано определение выходного сигнала ЦАР и проведен подробный анализ дестабилизирующих факторов, ограничивающих динамический диапазон (ДД) ЦАР.
В третьей главе предложена методика и алгоритм коррекции «межканального» рассогласования приемных каналов в ЦАР.
В четвертой главе приведены методика и результаты экспериментальных исследований, подтверждающих теоретические результаты и дающих дополнительные материалы для оценки эффективности ЦАР с учетом дестабилизирующих факторов.
В заключении формулируются основные результаты работы, сделаны выводы и рекомендации.
Оценка влияния неидентичности частотных характеристик и пульсаций АЧХ в полосе пропускания приемных каналов ЦАР на выходную мощность сигнала
Таким образом, дискретизация на видеочастоте позволяет снизить требования к частоте дискретизации, предъявляемые теоремой Котельникова.
Практически невозможно в полосе рабочих частот обеспечить идентичность амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик каналов из-за разброса характеристик фазового детектора, фильтра низкой частоты и других устройств. Такая точность не позволяет обеспечить приемлемые рабочие характеристики аппаратуры в режимах селекции движущейся цели (СДЦ), автоматической компенсации помех (АКП) и других режимах.
Кроме того, формирование квадратур на видеочастоте имеет невысокую стабильность и линейность, а также существуют трудности с фильтрацией полезного сигнала.
Появление таких нежелательных явлений, как дрейф нуля, наличие постоянной составляющей, неидентичность квадратурных каналов по амплитуде и фазе приводит к снижению ДД всего приемного тракта РЛС. Для устранения этих явлений необходимы устройства, осуществляющие автоматическую подстройку постоянной составляющей (АППС), регулировку амплитуды и фазы (РАФК), а также высокостабильные тестовые кварцевые генераторы. Все это требует дополнительных объемов для размещения аппаратуры, которую необходимо разместить вблизи ФАР. Однако, ОКР, в частности СТ68, Перископ и другие показали, что такое построение при наличии соответствующих регулировок обеспечивает идентичность квадратур, позволяющую получить ДД при 12-разрядном АЦП до 55дБ. Появление аналого-цифрового преобразования на промежуточной частоте позволяет избежать ошибок, связанных с разбалансом квадратур.
Конструктивный шум радиоэлектронных устройств вызывается факторами, зависящими от оптимального сочетания конструкции и технологии изготовления печатной платы, компоновки элементов на ней, наводок и пульсаций напряжений и токов в цепях питания, «паразитных» наводок активных элементов (шинные формирователи, влияние гармоник сигналов тактовых импульсных или ВЧ генераторов и др.) и т.п.
Теоретические исследования количественных характеристик конструктивного шума встречают непреодолимые трудности из-за взаимного влияния перечисленных выше причин, поэтому в данном разделе предпринята попытка экспериментально проанализировать и дать количественную оценку величины конструктивных шумов.
На рис. 2.6.1 представлена структурная схема действующего специального стенда, разработанного для решения поставленной задачи. В процессе измерений вход АЦП соединялся с корпусной шиной (подается уровень нуля). Сигналы выходных квадратур с помощью специального линк-порта на ПЛИС поступали на однопроцессорный модуль МЦ4.02, где записывались в файл для проведения дальнейшего анализа с помощью средств математического анализа пакета MathCAD. Использовались следующие параметры: частота выходных выборок - 2,4 МГц, величина окна суммирования - 10 выборок, шаг скольжения - 5 выборок, весовые коэффициенты принимались равными единице, разрядность данных в выходных квадратурах - 16 разрядов, количество отсчетов, поступающих на вход однопроцессорного модуля МЦ4.02 - 1000 отсчетов. Осциллограф применяется для визуального контроля сигналов как подаваемых на узел, так и снимаемых с него.
В процессе исследования произведено снятие автокорреляционной функции (АКФ) конструктивного шума, гистограммы распределения, проведена оценка коррелированности шума по двум квадратурам, дисперсии шума. Результаты испытаний приведены на рис. 2.6.2. СКО шума составила 3-Ю"5 В, что соответствует ДД, равному 84дБ.
Необходимо отметить, что в процессе эксперимента было оценено влияние нестабильности параметров тактирующих сигналов на характеристики конструктивных шумов. Было получено, что при изменении нестабильности СКО тактовых сигналов генератора опорного напряжения от 10 не до 20 не статистические характеристики конструктивных шумов практически не изменились. Это свидетельствует о том, что основные причины возникновения конструктивных шумов определяются причинами, изложенными выше, и слабо зависят от стабильности тактовых сигналов генератора опорного напряжения. Следует отметить, что конструктивные шумы имеют нестационарный характер, слабо коррелированны 0,3..0,2 в полосе пропускания и имеют количественные характеристики (среднее значение и дисперсия), соизмеримые с характеристиками шума квантования.
В связи с появлением высокоскоростных АЦП остро встал вопрос о джиттере времени [28].
В материалах, изложенных в главе 4, при анализе многоканальных цифровых систем учитывалось, что дискретизация сигналов при оцифровке производится неодновременно. Вследствие несовпадения моментов дискретизации в различных каналах происходит декорреляция составляющих полезного сигнала и наблюдается снижение эффективности когерентного суммирования.
Для формирования цифровых синфазной и квадратурной составляющих из узкополосного аналогового сигнала возможны два способа. В первом способе (рис. 2.5.1) аналоговый полосовой сигнал сначала с помощью двух фазовых детекторов переносится на видеочастоту, а затем каждый из квадратурных сигналов подвергается аналого-цифровому преобразованию. При втором варианте (рис.2.7.1) непосредственно «оцифровывается» сам аналоговый узкополосный сигнал на промежуточной частоте, а только затем формируются квадратуры.
Оценка влияния джиттера времени на параметры выходного сигнала при аналого-цифровом преобразовании на видео и промежуточной частотах
В общем виде процесс цифрового формирования квадратур при аналого-цифровом преобразовании на промежуточной частоте может быть представлен схемой, изображенной на рис. 4.3.1.
В начале формируются uKe[nAt] цифровые отсчеты мгновенных значений колебания u{t). Соотношения между То и_/а выбираются таким образом, чтобы уменьшить помехи наложения. При этом ни одно из отображений спектра исходного колебания не должно попадать на нулевую частоту.
Идентичные цифровые фильтры нижних частот (ЦФНЧ) с импульсной характеристикой g{nAt), включенные после умножителей, должны подавлять нежелательные отображения спектра без внесения искажений в отображение на видеочастоте. Эти ЦФНЧ также могут быть использованы в качестве согласованных (оптимальных) фильтров.
В настоящее время разработаны и нашли широкое применение для цифрового формирования квадратур специализированные сигнальные процессоры DDC {Digital Down Converter), которые способны непосредственно обрабатывать отсчеты с выхода АЦП. Основное назначение DDC - канальная фильтрация, децимация сигнала (понижение частоты цифрового сигнала без изменения его формы) и формирование квадратур. Канальная фильтрация выполняется за счет квадратурного переноса на нулевую частоту с последующей низкочастотной фильтрацией.
DDC имеет два комплексных перемножителя, генератор отсчетов sin и cos, идентичные каналы НЧ децимирующих фильтров. Частота настройки внутреннего гетеродина может изменяться в диапазоне от 0 до половины тактовой частоты DDC. Комплексный перемножитель осуществляет квадратурную демодуляцию сигнала с переносом спектра сигнала на нулевую частоту. Совместно с ЦФНЧ он образует цифровой фазовый детектор, формирующий квадратурные составляющие, несущие информацию об амплитуде и фазе входного сигнала. ЦФНЧ выполняют также функцию децимации, т.е. понижение частоты следования выходных отсчетов сигнала. Производители специальных интегральных микросхем предлагают несколько вариантов специализированных процессоров DDC, в частности микросхема AD6620, выпускаемая фирмой Analog Devices, предназначенная для формирования квадратурных составляющих сигналов ПЧ, включая цифровое перемножение, фильтрацию и кроме того, Analog Devices рекомендует разработчикам использовать эту микросхему в паре с АЦП микросхема AD9042.
Технические характеристики AD6620: - максимальная частота потока отсчетов на входе в одноканальном режиме - до 65МГц, - входные отсчеты - 16-битовые, - вычисления - с фиксированной и плавающей точкой, - свободный динамический диапазон - более 100 дБ, - длина программируемого FIR фильтра RCF - до 256 отводов, - частота выходного потока - до 12 МГц, - разрядность цифровой генератор для канальной селекции - 32-бит, - частота настройки - от 0 до 32,5 МГц (при такте 65 МГц), - идентичные ФНЧ в I и Q каналах, - последовательный и параллельный выходной режим. Преимущество описанной схемы - это возможность путем программирования изменять характеристики прибора, в частности, полосу пропускания от десятков килогерц до нескольких мегагерц. Недостатком использования микросхемы AD6620 является отсутствие отечественного аналога, хотя постановка такой разработки предусматривается. Альтернативным вариантом формирования квадратур может быть использование для этой цели, программируемых логических интегральных схем (ПЛИС). ПЛИС представляют собой сравнительно новую элементную базу, обладающую гибкостью заказных БИС и доступностью традиционной "жесткой" логики. Главным отличительным свойством ПЛИС является возможность их настройки на выполнение заданных функций самим пользователем. Современные ПЛИС характеризуются низкой стоимостью, высоким быстродействием, значительными функциональными возможностями, многократностью перепрограммирования, низкой потребляемой мощностью и др. При этом время разработки на основе ПЛИС даже достаточно сложных проектов может составлять несколько часов. Рабочая программа (РП) ПЛИС (в рассматриваемом случае микросхема EPF FlexlOK фирмы «Analog Devices») хранится в ПЗУ (EPC2L). После подачи питания происходит загрузка ПЛИС. Компаратор (МАХ963 фирмы «Maxim») формирует из сигнала опорного напряжения u0H{t) «меандр», используемый в качестве сигнала дискретизации. С помощью АЦП (AD9042) осуществляется аналого-цифровое преобразование входного сигнала с частотой дискретизации 24МГц. С помощью ПЛИС производится квадратурная фильтрация I- и Q-каналов и децимация (т.е. разреживание отсчетов Цп] и Q[n]), обеспечивающая преобразование информативной части спектра сигналов в область низких частот (где Дп], Q[n] - квадратурные составляющие принятого сигнала, л=0,1,2, ... номер выборки оцифрованного сигнала). Далее квадратурные составляющие принятого сигнала через магистральные усилители, поступают в блок обработки сигналов (БОС). В ПЛИС заложен следующий алгоритм обработки выборок входного сигнала. Входные выборки поступают на два перемножителя, где формируются синфазная и квадратурная составляющие (I, Q) с частотой 12МГц.
Уравнения для ошибок «межканального» рассогласования
При проектировании систем цифрового диаграммообразования важное место занимают вопросы стабильности гетеродинных, опорных напряжений, синхронизации и управления работой различных устройство ЦАР.
Не последнее место при этом отводится вопросам, связанным с разводкой гетеродинных, сигнальных и опорных напряжений. Схема разводки конкретного 20 канального изделия показано на рис. 4.4.1. Стабильность работы всей ЦАР обеспечивается использованием единого источника опорной частоты с применением генератора с кварцевой стабилизацией. На рис. 4.4.2 приведена гистограмма распределения разбросов фаз для 80 каналов. В эксперименте участвовали четыре изделия по 20 каналов в каждом изделии. Среднее значение амплитуд составило АА = 0,2 дБ. Среднее значение разброса фаз Ар= 12. СКО сг= 6,2 пс. Приведенная гистограмма с достаточной на практике точностью может быть аппроксимирована усеченным гауссовым распределением. Значения разбросов между каналами коррелированны и коэффициент корреляции составляет 0,75. Одним из основных этапов обработки в ЦРА является аналого-цифровое преобразование (АЦП). Реальные АЦП вносят существенные искажения и помехи в цифровое представление сигнала в виде паразитных спектральных составляющих и шумов, вызванных нелинейностью и нестабильностью функциональных элементов, собственными и наведенными шумами, а также паразитными сигналами. В качестве обобщенной характеристики, описывающей качество тактового сигнала (опорного напряжения), характеризующей проявление источников шумов различного происхождения, принята фазовая нестабильность тактового сигнала (ФНТС). В качестве величин, численно характеризующих ФНТС, используется параметр дрожания фронта тактового сигнала (ДФТС), в иностранной литературе - jitter (джиттер), который определяется как среднеквадратичное отклонение (СКО) положения во времени фронта тактового сигнала относительно ожидаемого значения. В формировании ФНС наиболее существенное влияние вносят: - шумы, паразитные составляющие генерирования тактового сигнала; - тракт формирования и преобразования сигнала тактового генератора (узлы фильтрации, усиления, согласования, компаратор, цифровая логика, внутрикристальные цепи АЦП); - наводки на линии передачи тактового сигнала и элементы тракта тактового сигнала от источников электромагнитных полей. В работе [13] приведены результаты анализа ФНТС на математической модели. Результаты проведенных исследований, зависимость SNR от частоты сигнала, а также СКО ДФТС отражены на рис. 4.4.3. По результатам исследований [13] делается следующее заключение: - ДФТС имеет шумовой характер и нормальное распределение; - в спектре цифрового сигнала шум имеет равномерную спектральную плотность, а его мощность зависит от СКО ДФТС, частоты и амплитуды входного сигнала; - при наличии в тактовом сигнале нескольких синусоидальных сигналов в спектре выходного сигнала возникают интермодуляционные составляющие всех паразитных спектральных компонент тактового и входного сигналов; - продукты одного сигнала, образованные ДФТС, не зависят от наличия других сигналов и могут рассматриваться отдельно для каждого сигнала; - при наличии во входном сигнале гармоник, наводок, модуляции и других сигналов средний шум в спектре повышается, а ДД ухудшается. Основным источником фазового джиттера в многоканальной цифровой системе, при аналого-цифровом преобразовании, служит фазовый разброс тактирующих сигналов.
В исследуемой схеме, представленной на рис. 4.4.4, в качестве опорного генератора используется генератор с кварцевой стабилизацией на 48 МГц. Далее сигнал подавался на ПЧ делитель, выполненный на отрезках согласованных кабелей. Далее сигнал делится в пропорции 1:20, т.к. количество приемных каналов составляло 20. Тактирующий сигнал подавался на компаратор (микросхема 1), где синусоидальный сигнал превращался в «меандр». Частота этого сигнала с помощью делителя (микросхема 2) делилась на два, и сигнал с частотой 24 МГц в качестве опорного поступал на аналого-цифровой преобразователь каждого канала.
Такое построение, когда в качестве опорного напряжения выбирается сигнал с частотой 48 МГц, а на АЦП поступает сигнал с частотой 24 МГц, экспериментально подтвердило меньшую величину фазового джиттера. Частота 24 МГц выбрана, исходя из возможностей микросхемы AD9042 и требований по взаимному наложению спектров входного сигнала при дискретизации. Гистограмма (рис. 4.4.5) может быть аппроксимирована усеченным гауссовым распределением.
Цифровое формирование квадратур при аналого-цифровом преобразовании на промежуточной частоте с помощью DDC и ПЛИС
В заключении выделены основные результаты, полученные в диссертационной работе, даны выводы по работе и обозначены перспективные направления дальнейших исследований.
В результате теоретических и экспериментальных исследований, а также математического и компьютерного моделирования решена важная задача анализа влияния дестабилизирующих факторов на эффективность диаграммообразования в цифровых антенных решетках, имеющая практическое значение.
Характерными тенденциями современных РЛС являются существенное возрастание плотности электромагнитного окружения РЛС, что в значительной степени связано с количественным ростом случайных и преднамеренных помех. Одним из важных параметров по помехозащищенности, особенно для РЛС по низколетящим целям, является ДД. Экспериментально установлено, что РЛС по низколетящим целям должна иметь ДД 65дБ и более. Технология цифровой обработки сигналов позволяет в значительной мере решить эту задачу. Цифровое диаграммообразование (ЦДО), иди формирование ДН систем цифровыми методами - одно из значимых среди технических решений решающих задачу ДД. Данная технология уже стала базовой в перспективных РЛС.
Основные результаты диссертационной работы заключаются в следующем: 1. Теоретически установлено (рис.4.1.6), что ДД растет с увеличением количества приемных каналов и составляет 90 дБ при 30 каналах до 102дБ при 120 каналах. Экспериментальные результаты свидетельствуют, что ДД в реальных условиях составляет 73дБ при 30 каналах до 82дБ при 120 каналах при отношении сигнал/шум 2,5. Таким образом установлен факт, что в реальных условиях ДД меньше теоретического. Разница составляет от 16 до 20дБ. 2. Уменьшение ДД в реальной аппаратуре обусловлено влиянием дестабилизирующих факторов, которые имеют место. Это различные способы формирование квадратур, неидентичность частотных характеристик приемных каналов, конструктивный шум, ошибки вычисления весового вектора, влияние джиттера времени при кодировании на ПЧ, разбросы гетеродинных и опорных напряжений и другие факторы. 3. Экспериментально установлено, что формирование квадратур на видеочастоте уступает формированию квадратур на промежуточной частоте по своим характеристикам и ДД составляет на видеочастоте 70 дБ, в то время как при преобразовании на промежуточной частоте имеет 81 дБ при аналогичных условиях. 4. Были исследованы две схемы формирования квадратур. Это с помощью специализированного сигнального процессора (DDC) и использование для этих целей программируемой логической интегральной схемы (ПЛИС). В качестве DDC использовалась м/с AD6620, а в качестве ПЛИС м/с EPF10K100. ДД DDC составил 84дБ и ДД ПЛИС 78дБ. Современные ПЛИС характеризуются более низкими ценами. 5. По результатам исследования влияния декоррелирующих факторов, вызванных неидентичностью АЧХ приемных каналов, было установлено, что нормированное смещение центральной частоты /? по отношению к полосе частот, что составляет дисперсию ошибки, ограничивающую ДД до 64,4дБ. 6. Выявлено влияние пульсаций амплитудно-фазовой характеристики в полосе пропускания, что характерно для фильтров на ПАВ. Предложена модель АЧХ фильтра. Установлено, что с увеличением числа каналов с разными значениями величины пульсаций в полосе пропускания, ошибки выходной мощности сигнала уменьшается и стремиться к постоянной величине. В рассмотренном примере 0,082дБ, что практически не влияет на ДД приемного канала. 7. Конструктивный шум обусловлен факторами, зависящими от оптимального сочетания разводки печатной платы и технологии изготовления самой печатной платы, компоновки элементов на плате, наводками и пульсациями по цепям питания, «паразитными» наводками активных элементов. В процессе исследования получены автокорреляционная функция, гистограмма распределения конструктивного шума. Конструктивный шум имеет нестационарный характер и слабо коррелирован (менее 0,3), что позволяет накапливать сигнал в ЦФ при аналого-цифровом преобразовании на ПЧ. Показано, что при изменении СКО тактовых импульсов от 10 до 20 пс статистические характеристики конструктивного шума практически не изменяются. В ходе эксперимента значение конструктивного шума составило 30 мкВ, при этом ДД уменьшился до 85дБ. 8. Оценено влияние джиттера времени при различных методах дискретизации. Наибольшее влияние джиггер времени оказывает при кодировании на ПЧ. Получено выражение декорреляции имеющие место при использовании АЦП на ПЧ для модулирующего сигнала, имеющего усеченное гауссово распределение. Однако, полученное выражение громоздко и трудно для анализа. В первом приближении можно воспользоваться формулой (2.7.27). Дисперсия погрешностей, вызванных джиттером времени линейно зависит от частоты и дискретизации и составляет 65дБ на частоте 30МГц при СКО равной Зпс.
