Содержание к диссертации
Введение
1. Аналитический обзор 16
1.1. Основные определения и историческая справка 16
1.2. Модель Ліхона '. Л 19
1.3. Методы снижения фазового шума усилителя СВЧ 29
1.4. Методы повышения эквивалентной добротности колебательной системы АГ СВЧ Г. 35
1.5. Структурные методы повышения стабильности частоты - 41
2. Автогенераторы на активных двухполюсниках, использующие резистивную связь контуров 44
2.1. Постановка задачи 44
2.2. Схемы стабилизации с реактивной и резистивной связью контуров і J /tC
2.3. Сравнительный анализ и оптимизация основных вариантов автогенераторов с резистивной связью контуров 65
2.4. Особенности шумовых характеристик автогенераторов с резистивной связью контуров 83
2.5. Реализация резистивной связи контуров в диодном автогенераторе СВЧ 92
2.6. Основные результаты, полученные в.разделе 2 102
3. Автогенераторы свч с дисковыми диэлектрическими резонаторами
3.1. Дисковые диэлектрические резонаторы с волнами типа «шепчущей галереи» 103
3.2. Конструкции генераторов и экспериментальные результаты 126
3.3. Основные результаты, полученные в разделе 3 142
4. Мостовые схемы автогенераторов СВЧ 143
4.1. Постановка задачи 143
4.2. Способы реализации резонансного СВЧ моста 146
4.3. Анализ потенциальных возможностей мостовой цепи 150
4.4. Оптимизация параметров усилителя в мостовом АГ на биполярных транзисторах 157
4.5. Предотвращение паразитных колебаний в мостовом АГ 160
4.6 Особенности шумовых характеристик мостового АГ 171
4.7 Экспериментальные данные '. 174
4.8 Основные результаты, полученные в разделе 4 188
5. Автогенераторы СВЧ с комбинированной стабилизацией частоты 189
5.1. Принцип действия АГ СВЧ с комбинированной стабилизацией частоты 189
5.2. Шумовая модель АГ СВЧ с комбинированной стабилизацией частоты 194
5.3. Шумовой порог АГ СВЧ с комбинированной стабилизацией частоты 203
5.4. Предельные характеристики АГ СВЧ с комбинированной стабилизацией частоты 205
5.5. Экспериментальные результаты 241
5.6. Основные результаты, полученные в разделе 5 242
6. Повышение долговременной стабильности частоты автогенератора СВЧ с дисковым диэектрическим резонатором из лейкосапфира . 243
6.1. Использование традиционных методов для повышения долговременной стабильности частоты АГ с ДДР 243
6.2. Использование двухмодового режима АГ с ДДР для повышения долговременной стабильности частоты 251
6.2.1. Основные варианты построения двухмодовой системы термостабилизации 251
6.2.2. Выбор типа рабочих колебаний 252
6.2.3. Выбор размеров ДДР 254
6.2.4. Тепловая эквивалентная схема АГ с ДДР 258
6.2.5. Влияние амплитудного шума на стабильность частоты АГ с ДДР 264
6.2.6. Структурная схема двухмодового АГ при N »1 " 267
6.2.7. Рабочие характеристики тепловой АПЧ 269
6.2.8. Оценка шумового порога двухмодового АГ 274
6.2.9. Двухмодовый генератор с соотношением частот 1:2 275
6.3. Основные результаты, полученные в разделе 6 280
7. Использование компенсирующей обратной связи для повышения фазовой стабильности генераторов СВЧ 281
7.1. "Понятие компенсирующей обратной связи и основные соотношения 281
7.2. Использование компенсирующей обратной связи в электронных приборах СВЧ типа «О» 289
7.3. Применение следящей системы для поддержания
настройки на режим компенсации ; 296
7.4. Основные результаты, полученные в разделе 7 301
8. Стабилизация частоты в автогенераторе с двумя синхронными модами 302
8.1. Идеяметода 302
8.2. Анализ стационарных режимов ...; 307
8.3. Колебательная система бигармонического автогенератора . 316
8.4. Анализ шумовых характеристик БАГ .- 320
8.5. Экспериментальные данные 323
8.6. Основные результаты, полученные в разделе 8 332
9. СВЧ генераторы комбинационных частот . 333
9.1. Принцип действия и характерные особенности ГКЧ 333
9.2. Стационарные режимы ГКЧ .- 340
9.3. Анализ шумовых характеристик ГКЧ 348
9.4. Конструкции ГКЧ и экспериментальные результаты 355
9.5. Основные результаты, полученные в разделе 9 3 64
Заключение 365
Список литературы
- Методы снижения фазового шума усилителя СВЧ
- Сравнительный анализ и оптимизация основных вариантов автогенераторов с резистивной связью контуров
- Конструкции генераторов и экспериментальные результаты
- Оптимизация параметров усилителя в мостовом АГ на биполярных транзисторах
Введение к работе
Развитие радиосистем СВЧ, использующих когерентную обработку сигналов, выдвигает всё более жёсткие требования к фазовой стабильности излучаемого колебания и сигнала гетеродина. Типичным примером подобных радиосистем могут служить современные РЛС военного назначения, которые аккумулируют результаты многолетних интенсивных исследований и разработок, что обеспечивает их высокую эффективность в большинстве ситуаций. Вместе с тем военные конфликты последних лет с участием США наглядно показали, что технические возможности серийных РЛС не обеспечивают надежное обнаружение летательных аппаратов, выполненных по технологии "stealth", и ряда других малозаметных объектов. Трудности обусловлены исключительно малой эффективной поверхностью отражения (ЭПО) этих целей, составляющей по литературным данным менее 0,1 кв. м.
Решающую роль в определении минимального значения ЭПО цели для конкретной РЛС при заданных условиях работы играет уровень фазовых шумов (ФШ) излучаемого сигнала. Принципиальный характер именно этого фактора обусловлен, помимо всего прочего, неидеальностью развязки между передатчиком и приёмником РЛС, вследствие чего шумовой спектр сигнала передатчика проникает на вход приёмника, образуя фон, маскирующий слабое отражение от цели. Использование современных методов обработки радиосигнала, естественно, даёт выигрыш в чувствительности, но не отменяет суть проблемы: при улучшении шумовых характеристик передатчика та же РЛС была бы способна обнаруживать ещё более слабые цели.
Апробированным методом снижения ФШ является применение криогенного охлаждения, которое позволяет многократно увеличить добротность колебательной системы источника СВЧ колебаний и на этой основе существенно снизить уровень ФШ. Однако криогенные системы громоздки, дороги, энергоёмки, чаще всего имеют небольшой ресурс и, как правило, требуют длительного
времени для вхождения в рабочий режим. Поэтому они применяются обычно в уникальных физических установках. В этой связи основное внимание в диссертации уделено источникам колебаний, не использующих криогенного охлаждения.
Фазовый шум принято описывать значением спектральной плотности мощности (СПМ) шума в одной боковой полосе на выбранной частоте отстройки (анализа) F от несущей [B.I, В.-2]. Основной вклад в уровень фазового шума выходного сигнала СВЧ передатчика дают фазовые флуктуации опорного (задающего) генератора возбудителя передатчика.
По имеющимся оценкам граница обнаружения целей класса "stealth" со-. ответствует (1 кГц) « -130 дБ/Гц, а их уверенная индикация возникает при (1 кГц) и -(135...140) дБ/Гц [В.З, В.4]. Вместе с тем широко применяемые возбудители радиосистем СВЧ на основе кварцованных усилительно-умножительных цепочек обеспечивают в диапазоне сантиметровых волн (СМВ) (1 кГц) всего лишь около -110 дБ/Гц [В.5, В.6]. Опубликованный М. Дрисколом в 1994 г. рекордный результат в этой области - (1 кГц) = -128 дБ/Гц [В.7] - остаётся в роли единичного успеха. Автогенераторы (АГ) диапазона СМВ, стабилизированные объёмными резонаторами из металла, имеют примерно такое же значение при комнатной температуре, что и кварцованные возбудители СВЧ. Использование для затягивания частоты дисковых диэлектричеких резонаторов (ДДР) из лейкосапфира, предложенное автором в 1980 г. [А.8], позволяет дополнительно понизить на 10...15 дБ. Однако, как легко подсчитать, этого всё равно недостаточно для решения экстремальных задач.
Сходные проблемы с фазовыми шумами имеют место также в некоторых современных системах связи, радионавигации и ряде фундаментальных физических исследований, включая работы по созданию квантовых стандартов частоты нового поколения с нестабильностью частоты порядка 10"16.
Таким образом, можно говорить о существовании настоятельной потребности отыскания методов генерирования СВЧ колебаний, позволяющих снизить фазовый шум выходного сигнала источника колебаний, работающего при комнатной температуре, на 10...50 дБ относительно типовых значений и довести его, в случае необходимости, до уровня -(145... 160) дБ/Гц на отстройке 1 кГц.
Исходя из приведённых соображений, в представленной диссертации поставлена и решена проблема разработки комплекса методов генерирования высокостабильных СВЧ колебаний с минимальным уровнем фазового шума выходного сигнала без применения криогенного охлаждения.
Методологической базой проводимых исследований является сформулированное автором понятие потенциальной стабильности частоты источника СВЧ колебаний, под которой подразумевается предельный уровень кратковременной и долговременной стабильности частоты, достижимый при целенаправленном применении совокупности доступных технических средств.
Требования к уровню ФШ определяются особенностями проектируемой радиосистемы. Далеко не всегда требуются предельно низкие шумы. Поэтому в диссертации излагается определённая иерархия подходов к задаче реализации низкого ФШ, исследуются возможности, конкретных методов подавления ФШ, даются рекомендации по оптимизации устройств.
Достижение поставленной цели осуществлялось путём решения следующих о^нощш2С_задач:
развитие теории и методов проектирования автогенераторов на активных двухполюсниках, использующих в колебательной системе принцип рези-стивной связи контуров, и реализация этого принципа в конструкциях ав-тогенераторов СВЧ;
разработка теории, методов проектирования и конструкций автогенераторов СВЧ, стабилизированных высокодобротными диэлектрическими резонаторами с колебаниями типа «шепчущей галереи», включая практическое
использование обнаруженной автором зависимости ТКЧ диэлектрического резонатора с колебаниями типа «шепчущей галереи» от формата диска, поляризации и значений характеристических индексов колебания;
разработка теории и методов проектирования «мостовых схем» автогенераторов СВЧ, обеспечивающих снижение фазовых шумов благодаря повышению эффективной добротности колебательной системы;
комплексная оптимизация сверхмалошумящих автогенераторов СВЧ, использующих принцип комбинированной стабилизации, на основе учёта открытых автором эффектов воздействия собственных фликер-шумов ферритовых циркуляторов на шумовые характеристики такого автогенератора и связи между коэффициентом усиления на малом сигнале и уровнем фазового шума усилительного каскада на биполярном СВЧ транзисторе;
разработка нового метода подавления фазовой нестабильности активного элемента автогенератора с помощью особого вида обратной связи, названной компенсирующей обратной связью, обеспечивающей радикальное снижение чувствительности коэффициента передачи квазилинейного активного четырёхполюсника, составленного из однотипных блоков, к общему дестабилизирующему воздействию;
обобщение метода компенсирующей обратной связи на случай использования одиночного активного элемента путём перевода автогенератора в режим бигармонической самосинхронизации;
развитие теории и методов проектирования СВЧ генераторов комбинационных частот, в том числе использование неизвестного ранее эффекта дополнительного подавления фазовой нестабильности автогенератора в режиме комбинационного синхронизма.
В настоящей работе впервые: разработана методика оптимального проектирования автогенераторов на активных двухполюсниках, использующих в колебательной системе прин-
цип резистивной связи контуров, и предложены новые способы реализации этого принципа в конструкциях автогенераторов СВЧ;
предложено использовать высокодобротные дисковые диэлектрические ре
зонаторов (ДДР) с колебаниями типа «шепчущей галереи» для затягивания
: частотьг^авФогенераторов СВЧ и разработаны эффективные конструкции малошумящих автогенераторов СВЧ на этой основе;
обнаружена и использована для улучшения средне- и долговременной стабильности частоты малошумящих автогенераторов СВЧ зависимость ТКЧ ДДР из лейкосапфира от формата диска, поляризации и номера колебания;
разработаны и проверены экспериментально теория и методы проектирования «мостовых схем» автогенераторов СВЧ, обеспечивающих снижение фазовых шумов благодаря повышению эффективной добротности колебательной системы автогенератора по сравнению с собственной добротностью применяемого стабилизирующего резонатора (СР);
экспериментально обнаружена и использована для оптимизации шумовых параметров прямая пропорциональность между уровнем модуляционного фазового шума и малосигнальным коэффициентом передачи усилительного каскада на биполярном СВЧ транзисторе;
обнаружен и учтён при оптимизации схемы и рабочих параметров автогенератора эффект воздействия собственных модуляционых шумов феррито-вых циркуляторов на фазовый шум СВЧ автогенератора при (1 кГц) < -130 дБ/Гц;
сформулирована и реализована на практике в СВЧ диапазоне концепция компенсирующей обратной связи (КОС), обеспечивающей радикальное снижение чувствительности коэффициента передачи квазилинейного активного четырёхполюсника, составленного из однотипных блоков, к общему дестабилизирующему воздействию;
идея полезного использования взаимной компенсации однотипных дестабилизирующих воздействий обобщена на случай автогенератора на одиночном активном элементе (положительный результат достигается путём перевода автогенератора в режим бигармонической самосинхронизации);
исследованы особенности стационарных режимов и флуктуационных характеристик СВЧ генераторов комбинационных частот, в том числе обнаружен неизвестный ранее эффект дополнительного существенного подавления фазовой нестабильности автогенератора в режиме комбинационного синхронизма.
Практическая значимость результатов работы. В результате выполненного комплекса теоретических и экспериментальных исследований разработан комплекс методов генерирования высокостабильных СВЧ колебаний с минимальным уровнем фазового шума выходного сигнала без применения криогенного охлаждения, составляющих теоретическую основу современной техники генерирования прецизионных СВЧ колебаний. Наиболее наглядным примером практической значимости полученных результатов является создание источников СВЧ колебаний с шумовыми характеристиками на уровне лучших образцов автогенераторов с кварцем, обеспечивающих радикальное повышение технических возможностей РЛС при работе по малозаметным целям и качественный скачок в радиотехническом обеспечении квантовых стандартов частоты нового поколения. В частности, разработаны транзисторные автогенераторы диапазона сантиметровых волн, стабилизированные диэлектрическими резонаторами из лейкосапфира, которые без применения криогенного охлаждения обеспечивают на отстройке 1 кГц фазовый шум выходного колебания на уровне:
примерно -120 дБ/Гц в простейших вариантах;
примерно -130 дБ/Гц при использовании мостовых схем;
до -150...-160 дБ/Гц при комплексной оптимизации схемы автогенератора с комбинированной стабилизацией частоты.
По результатам проведённых исследований автором получены 17 авторских свидетельств СССР.
Внедрение результатов работы осуществлялось в процессе взаимодействия с предприятиями радиоэлектронного профиля путём создания макетов изделий, выпуска научно-технических отчётов, оформления авторских свидетельств, выступлений на семинарах и конференциях, публикации научных статей, консультирования специалистов. В материалах диссертации имеются 6 актов внедрения на конкретные разработки.
Используя результаты работ автора, в конце 80-х годов прошлого века несколько предприятий МЭП и МРП впервые в мире начали выпуск опытных партий автогенераторов СВЧ, стабилизированных диэлектрическими резонаторами из лейкосапфира.
Полученные в процессе исследований методики и конкретные данные использованы в учебном процессе для модернизации содержания двух базовых дисциплин и постановки трёх преддипломных курсов.
Апробация результатов. Основные научные и технические результаты и положения, выдвигаемые на защиту, апробированы на нескольких десятках конференций и семинаров, включая международные. За последние годы это:
52-й, 54-й, 55-й и 56-й Международные симпозиумы ИИЭР (Институт ин
женеров по электротехнике и радиоэлектронике - ШЕЕ) по проблемам час
тоты (Пасадена, США, 1998г.; Канзас Сити, США, 2000г.; Сиэтл, США,
2001г.; Новый Орлеан, США, 2002г.);
Международный симпозиум «Акустоэлектроника, формирование колебаний
и сигналов» (С.-Петербург, 1998г.);
Объединенная конференция «13-й Европейский форум по проблемам времени и частоты» и «53-й Международный симпозиум ИИЭР по проблемам частоты» (Безансон, Франция, 1999г.);
Международный форум по волновой электронике и её применениям (С.Петербург, 2000г.);
16-й и 18-й Европейские форумы по проблемам времени и частоты (С.Петербург, 2002г.; Гилдфорд, Англия, 2004г.);
LVIII Научная сессия, посвященная Дню Радио (Москва, 2003г.);
1-й Международный семинар по прецизионным колебаниям в электронике и оптике] (Алушта, Украина, 2003г.).
Публикации. Основные научные результаты и положения, выдвигаемые на защиту, опубликованы в ведущих научных журналах и изданиях, а также в сборниках докладов наиболее авторитетных международных научных конференций. Научные и практические результаты работы отражены в 107 научных публикациях, из которых 1 монография, 2 учебника (в соавторстве), 3 учебных пособия (одно в соавторстве) и 17 авторских свидетельств. В том числе в журналах и изданиях, определяемых Высшей аттестационной комиссией, - 40 публикаций. Единоличных публикаций - 27.
Основные положения, выносимые на защиту:
При проектировании стабилизированных автогенераторов СВЧ на активных двухполюсниках должна, как правило, использоваться резистивная связь контуров колебательной системы, оптимизированная по значениям расчётных параметров и адекватная по конструктивному оформлению.
Дисковые диэлектрические резонаторы (ДДР) из лейкосапфира с колебаниями типа «шепчущей галереи» позволяют снизить уровень фазового шума оптимизированного АГ СВЧ с таким резонатором на 10... 15 дБ.
В ДДР из лейкосапфира и других анизотропных кристаллов ТКЧ зависит от формата диска и типа колебания. Эта зависимость может быть эффективно использована для долговременной стабилизации частоты АГ с ДДР. Повышение эффективной добротности колебательной системы при включении стабилизирующего резонатора в состав СВЧ моста позволяет дополнительно понизить фазовый шум АГ СВЧ на 10... 15 дБ.
В усилительном каскаде на биполярном СВЧ транзисторе уровень фазового шума прямо пропорционален коэффициенту усиления на малом сигнале. Учёт этого эффекта позволяет минимизировать фазовый шум усилителя с заданным усилением.
Собственный модуляционный шум ферритового циркулятора устанавливает предельные шумовые характеристики автогенератора СВЧ, использующего такой циркулятор в частотном дискриминаторе дополнительной АПЧ. Понимание природы этого явления позволяет выполнить комплексную оптимизацию сверхмалошумящего транзисторного автогенератора СВЧ с комбинированной стабилизацией частоты.
Любая квазилинейная цепь с отрицательной обратной связью, составленная из однотипных блоков, способна на десятки децибел снизить чувствительность её коэффициента передачи к общему для блоков прямой и обратной передачи дестабилизирующему воздействию, если существует возможность подбора оптимального значения петлевого усиления. На этой основе может быть создан новый класс малошумящих усилителей и автогенераторов СВЧ. Поддержание настройки генератора СВЧ на режим компенсации воздействия возмущений может быть обеспечено специализированной системой авторегулирования.
Режим бигармонической самосинхронизации автоколебаний открывает возможность построения на одиночном активном элементе (АЭ) источника колебаний, у которого реакция частоты на случайную модуляцию выходной
ёмкости АЭ понижена на десятки децибел. Бигармонический АГ может быть настроен на «неправильный» режим, в котором увеличение ёмкости колебательной системы сопровождается повышением выходной частоты. 9. Выбором рабочих условий СВЧ генератора комбинационных частот можно активизировать эффект дополнительного подавления фазовой нестабильности АГ в режиме комбинационного синхронизма и на этой основе дополнительно заметно снизить фазовый шум выходного сигнала.
Структура и состав работы. Диссертация состоит из девяти разделов, введения, заключения, трёх приложений и содержит 413 страниц основного текста, 212 рисунков, 3 таблицы, библиографию из 350 наименований (включая научные труды автора).
Диссертация подготовлена соискателем на основе исследований, объединённых единой темой совершенствования малошумящих источников СВЧ колебаний, над которой автор работал более 30-ти лет.
Методы снижения фазового шума усилителя СВЧ
Оптимизация режима усилителя. Это самый доступный метод снижения ФШ. Режимные зависимости фу обстоятельно освещены в работах В.
Н. Кулешова [1.11...1.13], Ю. Л. Хотунцева [1.20...1.22] и ряда зарубежных авторов. Существует множество публикаций, посвященных конкретным маркам транзисторов и серийно выпускаемых усилителей, где описаны условия достижения минимума ФШ. В частности, выяснено, что усилительный каскад по схеме с общим эмиттером обычно увеличивает ФШ по мере роста входной мощности, в то время как ФШ каскада по схеме с общей базой достигает минимума при некотором оптимальном уровне возбуждения. Соображения автора по поводу физики этого явления приведены в гл. 4. Из отечественных приборов наиболее низкие шумы вблизи несущей в диапазоне 7... 10 ГГц имеют БТ типа КТ647А-2, а в длинноволновой части диапазона сантиметровых волн - типа КТ643А-2. Указанные транзисторы не аттестуются изготовителем по уровню шума. Разброс значений ФШ может достигать 10 дБ и более, как и для диодов Ганна. Стоит отметить, что, в отличие от области естественных шумов, охлаждение транзистора чаще всего ухудшает его шумовые параметры во "фликер-ной" области спектра.
Метод статистической компенсации. Эффект статистической компенсации шумов в ансамбле параллельно включённых АЭ или усилительных блоков (рис. 1.6) возникает в силу того, что полезный сигнал на выходе цепи формируется как линейная сумма регулярных парциальных вкладов, в то время как соответствующие случайные составляющие суммируются по мощностям [А.40, 1.53]. В математическом смысле ситуация эквивалентна подавлению случайных ошибок при обработке результатов многократных измерений. Поэтому при идентичности характеристик отдельных звеньев СПМ ФШ снижается в М раз, где М — количество ветвей.
Уменьшение фазового шума усилителя с помощью параллельного включения усилительных звеньев.
Подчеркнём, что в усилителе по рис. 1.6 улучшается именно модуляционная компонента ФШ. Аддитивный шум, ответственный за значение Ще, не затрагивается напрямую. Некоторое снижение Ще в данной структуре может быть получено только как следствие благоприятного изменения режимов парциальных блоков.
1.3.3. Метод гетеродинирования. При малых отстройках от СВЧ несущей ФШ современных балансных смесителей на диодах с барьером Шоттки на 10 31
15 дБ ниже, чем у большинства транзисторов. Это обстоятельство в сочетании с ухудшением 5ф БТ с ростом частоты делает целесообразным применение гете-родинирования, позволяющего осуществить усиление на относительно низкой промежуточной частоте [1.54, 1.55]. В простейшем случае структурная схема такого устройства (рис. 1.7) содержит два смесителя (См1 и См2), усилитель промежуточной частоты (УПЧ) и гетеродин. Реальные конструкции дополняются селектирующими фильтрами и могут включать линию задержки, компенсирующую влияние запаздывания в УПЧ [1.54].
Структурная схема усилителя с переносом усиления на промежуточную частоту.
В качестве примера приведёт технические характеристики усилителя с ге-теродинированием из [1.55]: частота сигнала /= 10,08 ГГц; частота гетеродина /гет 10, 24 ГГц; промежуточная частота fm - 160 МГц; входная мощность Ръх = -3 дБм; мощность на выходе Рвых =11 дБм; мощность гетеродина Ргет = 22 дБм по каждому из двух каналов; усиление УПЧ Кр упч = 30 дБ; СПМ ФШ фу(100 Гц) = -142 дБІрад /Гц. В пересчёте к отстройке 1 кГц последнее означает Sy « -152 дБГрад /Гц.
Полезным свойством усилителя по рис. 1.7 в автогенераторных применениях является сочетание узкополосности с возможностью электронной перестройки частоты изменением
Метод автоматической подстройки фазы. Использование системы автоматической подстройки фазы (АПФ) является универсальным и одновременно одним из наиболее эффективных методов снижения ФІП усилителя СВЧ диапазона. Основные теоретические результаты, полученные в данном направлении, систематизированы в монографии [1.56]. Примеры применения АПФ могут быть найдены в [1.53, 1.55, 1.57] и ряде других публикаций, упоминаемых в последующих разделах.
Система АПФ (см. рис. 1.8) использует часть мощности со входа и выхода усилителя. СВЧ сигналы, выделяемые направленными ответвителями Н01 и Н02, поступают на фазовый детектор (ФД). Выходной сигнал ФД через фильтр нижних частот (ФНЧ) воздействует на управляемый фазовращатель (ФВ), обеспечивая подавление отклонений фазы. Обычно ФНЧ совмещается с вспомогательным усилителем низкой частоты (УНЧ). Степень подавления ФШ определяется соотношением между исходным уровнем 5ф и собственными шумами
элементов кольца АПФ. Данный круг вопросов будет детально рассмотрен в разделе 5. На практике в зависимости от конкретных условий удаётся понизить результирующий уровень S% на 10...50 дБ.
Сравнительный анализ и оптимизация основных вариантов автогенераторов с резистивной связью контуров
Классификация ДАТ, стабилизированных по частоте с применением резистивной связи контуров (далее САРС), основана на способе отбора выходного сигнала. Известны три основных типа таких АГ [2.30...2.34]:
а) «генератор с отражающим резонатором» (ГОР), в котором мощность поступает в нагрузку из АР [2.35...2.39] (рис. 2.15а);
б) «генератор с проходным резонатором» (І і IF), в котором мощность по ступает в нагрузку через СР [2.34, 2.40...2.42] (рис. 2.156);
в) «генератор с полосно-отражающим резонатором» (1 ПОР), в котором сама полезная нагрузка (либо её часть) служит элементом резистивной связи контуров нарис. 2.8 [2.43...2.47] (рис. 2.15в).
Следует ещё раз оговориться, что приведённые литературные ссылки охватывают лишь основные, на наш взгляд, источники. Результаты анализа конкретных вариантов САРС, включающие в той или иной мере сведения, изложенные в разделе 2.2, рассеяны по сотням публикаций. Вместе с тем до работ автора диссертации отсутствовали общие подходы, позволяющие выявить предельные характеристики данного класса АГ.
Спецификация технических характеристик САРС обычно включает три важнейших позиции: стабильность частоты и уровень ФШ, мощность в полезной нагрузке, диапазон перестройки. Рассмотрим, какие возможности открывают перечисленные варианты САРС в плане оптимизации как отдельных показателей, так и их комбинаций.
Примем f=fc, поскольку именно синхронная настройка контуров обеспечивает в САРС максимизацию К/ и введём Q3, определив её через наклон ФЧХ укс. Тогда на основании (2.19) g,-gi-&- .. + ».(.-Н) , (2.30, G« О» Н+1)-(о. + о.+і) Если 2с = 2ос, параметр дэ достигает максимума qu при а.Ы-Ъ- + М+ - + ±=У.. (2.31) 1-5 Обычно 5С « 1. Поэтому с хорошей точностью УсЫ л/ст + 1; «( с-ІХстс+І) 1. (2.32) В этом случае нормированная входная проводимость, шунтирующая АЭ, составляет gkcoC cCcFc2-!)"1.. (2.33)
Существенно, что максимум добротности достигается при определённом соотношении между параметрами ЭС на рис. 2.8. Поэтому популярная в литературе дискуссия об оптимальном значении проводимости резистивного элемента связи в данном контексте просто не имеет смысла. В процессе разработки конструкции АГ найденное gKCo обычно без больших затруднений удаётся трансформировать к абсолютному уровню GKCo = GAD, диктуемому свойствами АЭ и уравнением баланса амплитуд.
Рассмотрим теперь энергетические характеристики САРС. Мощность, отдаваемая АЭ на частоте первой гармоники, составляет Л = 0,5GKC/a2. (2.34) Нормируя относительно Pi мощности Ра, Рс, / св, выделяющиеся, соответственно, в АР, СР и элементе резистивной связи, находим (при/ =/с) Pa PJPi = (CTc+lKcTa+cvH)-1; (2.35) pu PJPi = K5 z-[{ac+\y{a&+Gz+V)] l\ (2.36) PCB = PCB/PI=PJGC. (2.37) Комбинируя (2.30),(2.34)...(2.37), можно показать, что Q,=PzQc+P& (2.38) то есть эквивалентная добротность САГ равна сумме «взвешенных» добротностей парциальных контуров, где роль весовых коэффициентов выполняют выделяемые в них доли полной мощности, вырабатываемой АЭ. При выполнении условий (2.32) мощность первой гармоники, вырабатываемая АЭ, распределяется между двумя резонаторами и элементом связи в следующих пропорциях (рис. 2.16): Pa. = 1/сТс; Рс = (СТс-ІХстс+І)"1 « 7М; рсв « qM /стс. (2.39) C7C( M) Рис. 2.16. Энергетические характеристики основных типов САРС при настройке на максимум эквивалентной добротности.
Значение qM определяется долей мощности Pi, расходуемой в СР. Поэтому (см. рис. 2.16) увеличение дм с ростом стс сопровождается быстрым падением ра. Графики ра, Рс м(сс) пересекаются на уровне (V2-1) « 0,414 в точке сгс = 2,41. Достижение qM 0,5 возможно при ас 3. Особенностью настройки САРС на максимум q3 является также то, что рсв ра при любых стс, то есть схема АГ с по-лосно-отражающим резонатором проигрывает варианту ГОР (см. ранее) по уровню выходной мощности при одинаковых К/.
Поскольку нестабильность частоты и уровень фазового шума САГ улучшаются с ростом 2э, естественно желание разработчика приблизить Q3 к 00С соответствующим подбором параметров схемы АГ. Однако из (2.38) непреложно следует, что для достижения 2Э « Qc принципиально необходимо затратить практически всю вырабатываемую АЭ мощность на возбуждение СР, который к тому же должен быть слабо связан с нагрузкой, чтобы иметь Qc« Qoc. Поэтому периодические сообщения о достижении эффективной стабилизации при минимальных затратах мощности явно несостоятельны.
Конструкции генераторов и экспериментальные результаты
Особенности ДДР как элемента схемы генератора. Эквивалентная схема ДДР относительно плоскости раскрыва устройства связи («облучателя») имеет вид (см. рис. 3.24) последовательного резонансного контура, шунтированного «проводимостью излучения» Уи = Gu + }ВН . Z.=l/Y. Ря . Рис. 3.24. Эквивалентная схема ДДР при включении «на отражение». - Представление ДДР последовательным контуром отражает тот экспериментальный факт, что при расстроенном ДДР на раскрыве облучателей, описанных в предыдущем разделе, наблюдается именно пучность стоячей волны.
Элемент ЭС, названный «проводимостью излучения», отражает нерезонансное излучение облучателя в окружающее пространство, включая собственно ДДР. В общем случае Уи - комплексная величина. Её вещественная часть GH отражает дополнительные потери энергии, поступающей по линии передачи с волновым сопротивлением рл, а мнимая, ВИ, - смещает частоту резонанса относительно собственной частоты ДДР f0. Нормируя Уи относительно волновой проводимости линии связи 1/рл, имеем: Ун =Уи-рл = Яи + І и (3.6) Многочисленные измерения показали, что оптимизированные по размерам облучатели на основе волноводов и симметричных полосковых линий име 127 ют gH 0,04...0,2. Реактивная компонента проводимости излучения Ьи обычно положительна и меньше gH. Обе составляющие, и особенно Ьи, зависят от расстояния до поверхности ДДР. При изменении этого расстояния Ьп может менять знак в некоторых случаях. На практике влиянием Ьн, как правило, можно пренебречь. Поэтому далее будем полагать уи « gH.
Наличие ненулевой проводимости излучения осложняет расчёт цепей с ДДР и экспериментальное определение параметров самого резонатора.
Обозначим символом рг нормированное (безразмерное) резонансное сопротивление ДДР в «плоскости нуля при расстройке», то есть в плоскости пучности стоячей волны в случае рг 1. Тогда в характеристической плоскости на рис. 3.24 суммарная проводимость, нагружающая линию передачи, равна & = &+Рг- (3.7)
При слабой связи с резонатором фг 1) небольшая проводимость излучения может заметно подсогласовать линию передачи, что скажется на значении коэффициента стоячей волны (КСВ) в линии, который при gs 1 равен KCB2 1=l/gs =(gn+Pr) 1. (3.7) Вместе с тем в случае критической или более сильной связи (рг 1) проводимость излучения незначительно изменяет результирующий КСВ КСВ&1 = ёз: = ёи+рг. (3.8)
Полезно запомнить, что при сильной связи с ДДР пучность напряжения в плоскости раскрыва облучателя на резонансной частоте сменяется минимумом.
Соотношения (3.7-3.8) служат основой интерпретации результатов наблюдений при измерении параметров ДДР. Для повышения точности измерений значение gH следует определять, осредняя два отсчёта, полученные выше и ниже , при обязательной коррекции на влияние распределённых потерь в тракте между ДДР и измерительной линией.
Через А,л/4 параллельное соединение двух элементов ЭС на рис. 3.24 трансформируется в последовательное соединение нормированных резисторов с номиналами gH и рг. Отсюда становится понятным, что наличие g„ ослабляет шунтирование контура внешней цепью, поскольку её эквивалентное сопротивление возрастает с 1 до (l+gH)- Соответственно, при единственном входе нагруженная добротность резонатора О связана с его собственной добротностью 00 модифицированным выражением = 0»/[1 + Рг/(1+ &)] (3.9)
Развивая анализ, можно показать, что в случае включения резонатора «на проход» его проходное затухание Lr должно определяться по формуле [А.78] U = [(1+иО(1+Ы]2-[1 + Ри/(1+Ы + Pr2/(l+gHi)]2 4prlpr2)-1, (ЗЛО) где индексы «1» и «2» относятся к двум входам резонатора. Вполне очевидно, что проводимости излучения увеличивают проходные потери. Однако, с другой стороны, их нередко удаётся использовать в качестве элементов резистивной связи (см. раздел 2) в стабилизированных АГ.
Заканчивая данный подраздел, отметим, что помещение ДДР в экран способствует уменьшению значения gH.
АГ МЫВ на диодах Ганна. За многие годы исследований было создано и испытано большое количество конструкций автогенераторов на диодах Ганна (АДГ) на базе волноводных, микрополосковых и иных линий передачи. В разделе 6, в частности, в связи с задачей о повышении стабильности частоты рассмотрен пример конструкции и характеристик волноводного АДГ СМВ. Подобная информация включена и в другие разделы работы, а также подробно отражена в перечне публикаций автора. Поэтому, чтобы не перегружать изложе 129 ниє, ограничимся теми конструктивными моментами АДГ 8-мм диапазона, которые, по мнению автора, могут по-прежнему представлять интерес для специалистов. Конкретно речь пойдёт об «активной» части стабилизированных АГ, качество которой, как показано в разделе 2, существенно влияет на итоговые характеристики САРС.
На рис. 3.25 (первый пример) диод Ганна (ДГ) / расположен в узком волноводе 2, запредельном для рабочей частоты. Варьируя длину запредельного участка, можно в широких пределах изменять связь с полезной нагрузкой, отбирая, если требуется, заданную мощность в обе стороны от ДГ. Можно продлить запредельный участок в одном из направлений и разместить там либо согласованную нагрузку, призванную уменьшить уровень гармоник выходного сигнала, либо, напротив, поместить подвижный плунжер для оптимизации режима АГ по высшим гармоникам (см., например, раздел 8).
Оптимизация параметров усилителя в мостовом АГ на биполярных транзисторах
Биполярные транзисторы (БТ) обеспечивают на сегодня самый низкий уровень фазового шума вблизи несущей (см. гл. 1), что превращает их в основной тип активных элементов АГ СВЧ. Однако, как установлено автором совместно с А. А. Бородулиным [А.81], на частотах более (0,2...0.3) , спектральная плотность мультипликативного фазового шума отдельного каскада ф,- примерно прямо пропорциональна усилению каскада по мощности на малом сигнале G0. Для наиболее высокочастотных кремниевых БТ нижняя граница «аномалии» составляет 2...3 ГГц, то есть в неё попадает весь сантиметровый диапазон. Данное обстоятельство оказывается крайне существенным в мостовых АГ, где принципиально необходимо большое усиление для компенсации потерь СВЧ моста.
Физическая природа данного явления кроится в наличии у БТ, включён ного по схеме с общей базой, внутренней положительной обратной связи (ПОС). Регулировка усиления каскада подстройкой цепей согласования факти чески сводится к подбору уровня этой ПОС. Но ПОС, увеличивая усиление, од новременно в той же мере повышает чувствительность коэффициента передачи схемы к воздействию мультипликативных шумов, что в итоге и приводит к про порциональному изменению 5ф,- и G0 во фликерной области шумового спектра выходного сигнала. - " При использовании децибельной шкалы S = S + G0 (дБ/Гц). (4.43) Опорный уровень 5фо соответствует ФШ каскада с единичным усилением. По литературным данным, подтверждаемым нашими измерениями, для кремниевых БТ СВЧ ф0(1 кГц) = -(145... 160) дБ/Гц. Для количественных оценок далее 158 будем полагать Зфо = 2-10 13 рад2/Гц, так что 0 =-157 дБ/Гц на частоте анализа 1 кГц.
Вспоминая, что в оптимизированном АГ с проходным резонатором на резонансной частоте q3 = 0,5 (при затухании L0 = 6 дБ), нетрудно определить, что для дополнительного подавления ФШ порядка 10 дБ нужно обеспечить цъг « 3,16-0,5 =1,58, если 5фу= const. Согласно (4.41) требуемое значение qtr достигается при Lbr = 20-lg(3,45) 10,8 дБ.
На первый взгляд, достаточно выполнить найденные условия, и задача будет решена. Однако на самом деле ситуация существенно сложнее. Для сохранения петлевого усиления возросшие при переходе к мостовой схеме на (10,8 - 6) = 4,8 дБ потери фильтра придётся компенсировать увеличением коэффициента усиления Gyo «активной» части петли ПОС. Если в АГ используется однокаскадный усилитель на БТ, то в силу (4.43) его ФШ на малых отстройках от несущей вырастает на те же самые 4,8 дБ. Поэтому фактический выигрыш в уровне ФШ составит лишь (10 - 4,8) = 5,2 дБ.
График эквивалентной добротности моста на рис. 4.5 при Ььг 10 дБ следует примерно линейному закону. Соответственно, дальнейшее наращивание усиления одиночного каскада оказывается бесполезным, поскольку весь прирост q3 «съедается» пропорциональным увеличением ФШ каскада. Выход из этого тупика может быть найден в виде замены однокаскадного усилителя многокаскадным. Пусть усилитель состоит из п одинаковых каскадов, каждый из которых характеризуется малосигнальным усилением G0/ = G0 и СПМ фазового шума S$i(F). Тогда для всего усилителя Gyo = n-G0, (4.44) при dim(Go) = дБ и, аналогично, S = S + \0Лё(п) (4.45) 159 при аїт(5ф) = дБ/Гц, поскольку в силу независимости шумов в различных каскадах складываются именно их СМП. Объединяя (4.43)-(4.45), получаем Sl=S o + GyQ/n+\0-\g(n). (4.46) Значение фу минимизируется при «opt 0,23 Gyo, (4.47) так что двухкаскадный усилитель оптимален для Gyo = 2/0,23 = 8,7 дБ, трёхкас-кадный - для Gy0 = 13 дБ и т. д. Более детальная информация на эту тему представлена на рис. 4.6. Приведённые графики наглядно показывают снижение ФШ выходного сигнала по мере увеличения числа каскадов. Можно сделать вывод, что в большинстве случаев достаточно иметь п = 2..3.
