Содержание к диссертации
Введение
Глава I. Экспериментальная установка и методика исследований 21
1.1 Задачи экспериментальных исследований 21
1.2 Объекты измерений и их модели 21
1.3 Измеряемые величины и их основные характеристики 23
1.4 Стенд, измерительная установка 26
1.5 Методика измерений и ее особенности 31
1.5.1 Особенности измерений 31
1.5.2 Методика измерений 32
Глава II. Электромагнитное поле, рассеянное нелинейными антеннами, расположенными вблизи границ раздела сред 34
2.1 О влиянии некоторых факторов на распространение электромагнитных волн при нелинейном зондировании вблизи поверхности земли 35
2.2 Электромагнитное поле, рассеянное вибратором с нелинейной нагрузкой, расположенным вблизи границы раздела сред 42
2.3 Экспериментальное исследование рассеяния электромагнитных волн вибратором с нелинейной нагрузкой вблизи границы раздела сред 51
2.4 Экспериментальное исследование рассеяния электромагнитных волн нелинейными антеннами расположенными вблизи водной поверхности 54
Глава III. Рассеяние электромагнитных волн на системах простейших нелинейных рассеивателях, расположенных в свободном пространстве 60
3.1 Рассеяние электромагнитных волн на системе из параллельных вибраторов, содержащих нелинейную нагрузку 61
3.2 Рассеяние электромагнитных волн на системе из двух вибраторов, один из которых содержит нелинейную нагрузку 66
3.3 Рассеяние электромагнитных волн системой нелинейных вибраторов типа "волновой канал" 69
3.4 Исследование нелинейного рассеивателя электромагнитных волн с регулируемой плоскостью поляризации рассеянного поля 76
Глава IV. О некоторых практических приложениях эффектов нелинейного рассеяния электромагнитных волн 81
4.1 Дистанционное обнаружении биологических объектов на основе нелинейного рассеяния электромагнитных волн 81
4.2 Дистанционное распознавании объектов на основе рассеяния электромагнитных волн решеткой нелинейных антенн 89
4.3 Метод определения координат нелинейных рассеивателей электромагнитных волн 96
4.4 Параметры зондирующего сигнала при поиске субгармонических рассеивателей электромагнитных волн 103
4.5 Измерение распределения электромагнитного поля и регистрации его слабых локальных возмущений 111
Заключение 122
Литература
- Измеряемые величины и их основные характеристики
- Электромагнитное поле, рассеянное вибратором с нелинейной нагрузкой, расположенным вблизи границы раздела сред
- Рассеяние электромагнитных волн на системе из двух вибраторов, один из которых содержит нелинейную нагрузку
- Дистанционное распознавании объектов на основе рассеяния электромагнитных волн решеткой нелинейных антенн
Введение к работе
Эффекты рассеяния электромагнитных волн (ЭМВ) на объектах с нелинейными включениями (приводящими к тому, что рассеянное поле содержит спектральные компоненты, отсутствующие в падающем поле) привлекли внимание исследователей, поскольку их использование позволяет с помощью современных радиотехнических средств решать ряд прикладных задач, не решаемых традиционными методами. Основной причиной возникновения этих эффектов при рассеянии радиоволн металлическими конструкциями является наличие у последних различных механических соединений: сварных швов, контактов различных металлов, заклепок в местах соединения и крепления антенн и т. д. За счет процессов окисления на контактирующих поверхностях происходит образование тонких, порядка десятка ангстрем, диэлектрических пленок, обладающих нелинейными свойствами. Указанные явления также могут наблюдаться при падении ЭМВ на объекты, содержащие нелинейные элементы в виде транзисторов, диодов, магнитопроводов. Есть основания полагать, что эти же эффекты могут иметь место при рассеянии ЭМВ на природных образованиях, в частности, некоторых металлосодержащих рудах. Заметим, что спектральное изменение рассеянного сигнала может служить как причиной помех при радиоприеме, так и иметь полезное применение: дистанционное обнаружение и распознавание объектов в условиях сильных фоновых отражений, выявление скрытых дефектов в промышленных изделиях, поиск терпящих бедствие людей, оснащенных заранее специальными пассивными нелинейными рассеивателями, и т.д.
Впервые эффект нелинейного рассеяния электромагнитных волн объектами был обнаружен в 40-х годах прошлого столетия [1] при использовании мощных передатчиков и приёмников на ограниченном пространстве, например, палубе корабля. Было отмечено, что при попадании в электромагнитное поле передатчиков, металлических конструкций, представляющих собой сочленяющиеся части, такие как лестницы, предохранительные перила, антенные растяжки, цепи заграждения и тому подобные структуры в спектре рассеянного сигнала (PC) появляются
5 дополнительные спектральные компоненты, которых не было в спектре падающего на них потока ЭМВ. Так при падающем зондирующем сигнале (ЗС):
Езс - e3C-cos(co-t + фзс),
где езс, со, фзс- соответственно амплитуда, частота и фаза ЗС, PC имеет вид:
N
Ерас =ЕЄп -COSCll-ffl-t + p,,), (1.1)
п=0
где еп, фп - амплитуда и фаза n-й гармоники. В случае многочастотного ЗС спектр PC существенно богаче. Для бигармонического ЗС вида:
Езс = ei-cos(o>i't + ф!) + e2-cos(co2-t + ф2),
где е„, соп, фп - амплитуда, частота и фаза каждой из гармонических составляющих, PC оказывается:
N N
Epac=Z Ze«m-CS((n-«l±m-«2)-t±^nnl), (1.2)
11-=0 m-0
где Єщп, фпт - амплитуда и фаза спектральных компонент PC номера n, m .
Как видно из (1.1), (1.2) спектр PC может содержать большое число компонент. Подобные явления широко распространены в радиотехнике, где преобразования сигналов происходят на различных нелинейных элементах [2]. В данном случае в качестве нелинейного элемента (НЭ) выступали неплотные или окислившиеся металлические сочленения, поэтому появление указанных помех получило название эффекта "ржавого болта" [3].
Аналогичные явления имели место в приёмо-передающих трактах систем связи на СВЧ и вызывались нелинейным поведением контактов в местах разъёмных
соединений волноводов и циркуляторов, металлических витых оболочек кабелей и ферритовыми элементами [3-5]. Один из ярких примеров, приведённый в [37], заключается в том, что уровень продуктов третьего порядка (на частоте 2f 2 - f і = 6 Ггц), генерируемых в плохо состыкованном сочленении волновода, может достигать -55 дБ/Вт при мощности передатчика равной 1Вт. Если учесть, что измерительные приёмники имеют чувствительность -130 * -140 дБ Вт, то нетрудно понять к каким проблемам может привести игнорирование подобных явлений.
Наряду с экспериментальными исследованиями интермодуляционных помех, генерируемых в тех или иных типах различных устройств, большое внимание было уделено изучению свойств контактирующих пар однородных и разнородных металлов, а также мерам, препятствующим появлению указанных помех [38]. В [39] приведено описание устройства для выявления на кораблях ВМФ США источников помех, возникающих в лестницах, трубах, оплётках кабелей и т.п. Место возникновения нелинейных продуктов (НП) определяется путём перемещения индукционного датчика вдоль проводника с одновременной фиксацией третьей гармоники ЗС. В [40,46] такой эффект используется для определения местоположения несовершенных контактов в конструкции космических кораблей. В начале 70-х годов кроме задач, связанных с решением проблемы электромагнитной совместимости, появляется интерес к использованию эффекта нелинейного рассеяния радиоволн в технической диагностике и радиолокации. В технической диагностике к настоящему времени на основе использования этого эффекта развиты методы интегральной дефектоскопии пассивных радиокомпонентов и обнаружение ослабленных соединений металлических деталей и трещин в них. В [40] описана лабораторная установка, работающая на частоте 2f і - f2 (f і, f2 - частоты ЗС) и представлены результаты исследований алюминиевого сплава марки 6061-Т6 и нержавеющей стали марки 304.
Наибольшее распространение применение эффекта нелинейного рассеяния получило в радиолокации, где в настоящее время сформированы основы нового научного направления - нелинейной радиолокации (НРЛ). Отличительной особенностью НРЛ является приём рассеянного объектом сигнала на частотах НП
7 ЗС. Поскольку источником этих НП являются, как правило, объекты искусственного происхождения (как уже отмечалось различные контактирующие металлические части или электронные радиокомпоненты аппаратуры), а на большинстве естественных образованиях они не возникают, нелинейные радиолокационные станции (НРЛС) имеют преимущество при поиске таких объектов в условиях значительных фоновых отражений перед обычными радиолокаторами.
НРЛ посвящено значительное количество работ, как за рубежом, так и в России. Вопросы НРЛ обсуждались на международных симпозиумах и конференциях ("Радиолокация-77", "Радиолокация-80", "10-я Европейская конференция по микроволнам-80" и др.). В 1985 г. появился обзор [7], обобщивший опубликованные в зарубежной печати исследования по использованию эффекта нелинейного рассеяния радиоволн.
Первые работы по НРЛ в России появились в 1976 г. и в настоящее время ведутся в нескольких группах, работающих под руководством Горбачева А. А., Михайлова Т. Д., Парватова Г. Н., Вернигорова Н. С, Петрова Б. М. [9,47, 48,49]
За время развития НРЛ создано несколько типов НРЛС, различающихся как по конструкции, так и по назначению. Остановим внимание на некоторых из них.
Одной из первых в литературе описана НРЛС METRRA (Metal Re-Radiation Radar) [5], предназначенная для обнаружения различной военной техники, включая мины-ловушки, находящиеся на поверхности земли. Данная НРЛС ориентирована на приём третьей гармоники импульсного ЗС. В работе приводятся следующие данные одной из разработок НРЛС типа METTRA:
мощность передатчика 1 КВт,
частота ЗС 750 МГц,
коэффициент усиления антенн 10 дБ,
длительность импульсов 0,5 мкс,
частота повторения импульсов 10 кГц,
шум-фактор приёмника 6 дБ,
поляризация антенн горизонтальная,
высота антенн над поверхностью земли— 1 м.
На рис. 1 представлена структурная схема такой НРЛС. Здесь 1 - генератор ЗС, 2 - фильтр ЗС для исключения паразитных гармоник, 3 - антенна ЗС, 4 - объект поиска, 5 -приёмная антенна, 6 - полосовой фильтр на частоту третьей гармоники ЗС, необходимый для устранения перегрузки ЗС приёмника 7.
7 n'fac
CD-CO—! \
Рис. 1.
4 І "»-< \ \
f«ta\
*/
?кп - n«facl+ Я'^асЙ
Рж. Z.
Вопросы работы станции METRRA рассмотрены в [5]. Основное внимание автора уделено оценке влияния различных факторов на дальность обнаружения. Обсуждаются вопросы появления помех на частотах приёма, вызванных НП, возникающих в передатчике и его антенной системе. Вводится количественная мера нелинейного рассеяния, делается вывод о том, что дальность действия наземной НРЛС в наибольшей степени зависит от поляризации ЗС, высоты передающей
антенны, частоты ЗС и в меньшей степени определяется мощностью передатчика, площадями антенн и способом обработки сигнала. Аналогичные НРЛС, описанные в [7, 40], предназначены для обнаружения объектов и измерения расстояния до них. Принцип работы также основан на приёме сигналов третьей гармоники ЗС. В [41] подобное устройство предназначено для обнаружения в лесу, под землёй металлических конструкций.
Другим типом является НРЛС [42], использующая в качестве принимаемого НП комбинационную составляющую, образующуюся на объектах при их облучении двухчастотным ЗС. Структурная схема такой НРЛС представлена на рис. 2, здесь 1,2 - генераторы ЗС с частотами f i,f 2; 3,4 - полосовые фильтры на частоты ЗС; 5,6 -антенны ЗС; 7 - объект поиска; 8 - приёмная антенна на частоту принимаемого НП 2f 1- f 2 или 2f*i+ f 2, 9 - фильтр на частоту НП; 10 - приёмник НП. Заметим, что в [42] отмечается, что от фильтров 3,4 можно отказаться, так как частоты комбинационных НП не генерируются источниками ЗС, однако экспериментальные измерения показали, что фильтры всё же нужно для предотвращения попадания второго ЗС на выходные каскады генератора первого ЗС через антенно-фидерный тракт. При более сложной конструкции комбинационные НРЛС позволяют достичь более высокой чувствительности [43]. Кроме того, снимается требование эквидистантности на частоту принимаемого сигнала (ПС).
На начальном периоде НРЛС, в основном, были ориентированы на цели с контактной природой нелинейности и использовали НП третьего порядка в качестве ПС. С распространением в военной технике различных электронных устройств в диэлектрических корпусах, например, мин с электронными взрывателями, уровень рассеяния от которых преобладает на частотах НП второго порядка, появляются конструкции НРЛС принимающие эти НП или одновременно НП второго и третьего порядков [40].
Выше были описаны НРЛС для обнаружения объектов, нелинейные свойства которых, в общем случае не известны. Наряду с такими устройствами, существует класс НРЛС для обнаружения специально изготовленных нелинейных датчиков-рассеивателей, размещаемых в определенных местах. Создание систем излучатель ЗС
10 - датчик - приёмник НП, а также синтез самих датчиков представляет собой отдельную область HP Л.
Подобные системы предназначены для предотвращения столкновений автомобилей [45], для поиска жертв снежных лавин [25], разметки трасс движения техники. Датчики могут позволить осуществлять дополнительную кодировку сигнала с целью их идентификации.
В работе [26] рассмотрена методика поиска людей, терпящих бедствия, с помощью размещения на них пассивных нелинейных маркеров. Работа [15] посвящена исследованию возможностей обнаружения людей оснащенных такими маркерами с бортовых средств.
Таким образом, к настоящему времени известен ряд разработок различных НРЛС, отличающихся как по конструкции, так и по решаемым задачам. При этом наибольшее распространение получили поисковые гармонические НРЛС. Следует отметить, как наиболее характерные и присущие всем типам НРЛС, следующие особенности.
Частоты ПС и ЗС различны.
В системе всегда присутствует фоновая помеха, частота которой совпадает с частотой ПС.
На объекте зондирования происходит нелинейное преобразование ЗС.
Остановим внимание на понятии нелинейного рассеивателя (HP), его роли в теории НРЛ и методах его теоретического исследования.
Ранее было отмечено, что характерной чертой НРЛ является нелинейное преобразование ЗС на объектах зондирования. Это обстоятельство существенно отличает природу целей НРЛС от целей обычной "линейной" радиолокации и требует специального исследования их свойств. Поэтому, одним из направлений НРЛ является изучение свойств её целей, которые получили обобщённое название нелинейные рассеиватели. Это направление связано, в основном, с решением следующих задач:
измерение различных параметров HP,
построение теоретических моделей в той или иной мере адекватных экспериментальным данным для объяснения свойств HP,
- синтез HP с заданными характеристиками.
Совокупность этих задач может быть отнесена к теории антенн с нелинейной нагрузкой (АНН), которые могут рассматриваться в качестве простейших моделей HP. Задачи, связанные с АНН (проволочные вибратор и рамка, в разрыв которых включён полупроводниковый диод либо контакт типа металл - окисел - металл) вызывают интерес исследователей, с одной стороны, поскольку хорошо развита теория расчета параметров тонких проволочных антенн, а с другой стороны, сравнительно несложно осуществить экспериментальную проверку полученных результатов. Наконец АНН в виду их малых размеров и веса могут быть применены в качестве специальных рассеивателей в ряде прикладных задач.
АНН с гармоническим преобразованием, то есть такие АНН, у которых спектр рассеянного поля содержит кроме составляющей на частоте ЗС и составляющие на частотах гармоник ЗС, изучен достаточно подробно. Для рассмотрения задач, связанных с АНН применяется целый ряд аналитических и численных методов. Аналитические методы основаны на решении уравнений эквивалентной цепи АНН в виде рядов Вольтерра [7], либо интегро-дифференциальных уравнений для распределения тока в АНН.
В случае приближения рядами Вольтерра первым шагом является представление АНН, например, диполя или рамки с полупроводниковым диодом некоторой эквивалентной цепью. Соответственно, для того, чтобы заменить антенну эквивалентной цепью, нужно устранить нелинейную нагрузку из области зазора, например, введя секцию линии передачи между антенной и НЭ (при этом предполагается, что эквивалентные цепи окончаний линии, связанные с диодом и с концами антенны, известны). Другое ограничение приближения эквивалентной цепи состоит в том, что оно даёт, вообще говоря, неполную информацию о рассеянной мощности и полях. Естественно, что вопрос о распределении токов по поверхности антенны и определении соответствующих пространственных и поляризационных характеристик в такой модели не может быть решен.
Существует метод вычисления электромагнитного поля рассеянного АНН в виде проволочной рамки, нагруженной на НЭ со слабой нелинейностью, на основе
12 строгого решения уравнений Максвелла с соответствующими граничными условиями. Метод основан на получении и численном решении уравнений для распределения тока в АНН на основной частоте и частотах гармоник, что позволяет получить зависимости рассеянных полей от амплитуды, частоты, поляризации ЗС, характеристик НЭ, линейных размеров АНН и т.д., в том числе и для АНН, помещенных в диэлектрик вблизи границы раздела. На эффективность и продуктивность такого пути указывает хорошее совпадение теоретических и экспериментальных результатов. Указанный метод может быть применён и к АНН в виде тонкого диполя, нагруженного на полупроводниковый диод.
АНН в виде диполя, нагруженного на контакт типа металл-окисел-металл, также может быть проанализирована с помощью эквивалентной схемы [3]. Пользуясь апроксимацией вольт-амперной характеристики (ВАХ) контакта в виде кубической параболы (i = [v + (3 v3 ]/Ro где v, і - напряжение и ток контакта, Rq -начальное (v = 0) сопротивление контакта, Р - параметр нелинейности), справедливой при v < 1+1,5 вольт, и в предположении, что сопротивление излучения диполя RA чисто активно, схема может быть описана дифференциальным уравнением:
1 dv p-dv3 e(t) ,, ОЛ
+ v + = -^-, (1.3)
сод dt 1 + а 1 + а
где e(t) - внешняя ЭДС, а= Ra/Ro, а= 1/[C'(Ra'Ro)]/(Ra+Ro)]> С - ёмкость контакта.
Это нелинейное дифференциальное уравнение является частным случаем уравнения Абеля первого рода и аналитически в общем случае не решается. Приближённый метод решения уравнения (1.3) в [11] для гармонической внешней ЭДС вида e(t)= U-cos(c)-1) основан на предположении малости в решении членов с частотой больше Зсо, которые исключаются из уравнения.
Среди численных методов исследования АНН могут быть выделены метод моментов [44], метод интегрирования последовательных шагов [7], метод кусочно-непрерывного баланса гармоник.
!3
Метод моментов заключается в том, что записывается тангенциальная
составляющая полного (падающего и рассеянного) электромагнитного поля на поверхности АНН, расположенной вдоль оси z, в виде:
Ez(z,t) = E2i(Z,t)-^-f, (1.4)
ОХ 01
где Е і - падающее электрическое поле, а векторный потенциал А и скалярный потенциал ф удовлетворяют условию лоренцовой калибровки: -VA = 6ф/8і. Для проволоки с нелинейной нагрузкой Е (z,t) является нелинейным функционалом тока I(z,t): E(z,t) = F(I(z,t)), а А и ф могут быть выражены через ток I(z,t) (заметим, что их значения неизвестны), связанные между собой уравнением непрерывности:
*1М+* = 0, (1.5)
5z St
Уравнения (1.4) и (1.5), путем введения удобного базиса разложения, могут быть преобразованы в две связанные системы разложения с неизвестными коэффициентами разложения, решаемые известными методами. Отмечается [44], что этим методом можно рассмотреть и распределённую нелинейную нагрузку.
Численный метод, получивший название алгоритма последовательных шагов, заключается в том, что уравнение эквивалентной цепи АНН:
F{vd(t)} = ig(t)-Jy(t-x).vd(T).dx, (1.6)
где ig(t) - ток короткого замыкания эквивалентного генератора, Vj -напряжение на нагрузке, a y(t) - отклик линейной части цепи на единичный импульс напряжения, то есть, обратное преобразование Фурье адмитанса эквивалентного генератора, решается последовательными шагами в моменты времени t= n-At (n=0,l,2,...).
14 Преобразуя (1.6), можно найти напряжение на нагрузке в момент времени n-At как функцию всех предыдущих значений.
Наконец, метод кусочно-непрерывного баланса гармоник. Уравнение (1.6), в предположении гармонического ЗС, может быть записано в виде:
ig = ii(t) + in(t), (1.7)
+00
гдеі,(1) = Jy(t-T)-vd(t)-dT, in(t) = F(vd(t)).
-OO
Если ig(t) - синусоида с частотой со, то неизвестное напряжение на нагрузке можно разложить в ряд Фурье:
v„ = 4г + Ё(а. -соф-ш-О + Ь, -sin(n-co-t)). (1.8)
Если бы (1.8) явилось точным решением, то равенство (1.7) было бы выполнено. Поскольку ряд (1.8) на практике конечен, вводится среднеквадратическая ошибка:
Ёа = J[i,(t)-i,(t)-i.(t)]2 -dt,
о которая минимизируется выбором коэффициентов разложения апи bn в (1.8) с помощью либо градиентных методов, либо методов, основанных на поиске глобального экстремума.
Таким образом, в результате выполненных к настоящему времени исследований АНН, разработана модель HP, позволяющая описывать процессы, протекающие при нелинейном рассеянии, однако существующие ограничения на вид нелинейности (в основном она подразумевается слабой) и допущения при переходе к эквивалентной схеме ограничивают область её применения.
Как показали теоретические работы, приведённые выше, и экспериментальные исследования разных авторов [9] в отличие от линейной радиолокации в НРЛ от
15 величины плотности потока мощности ЗС, падающего на цель, зависят все её характеристики.
Наряду с амплитудными, HP обладают и другими свойствами, характерными для локационных целей. Изменение частоты ЗС, поляризации антенн ЗС и ПС, пространственного положения HP и других параметров приводят к изменению величины отклика на частоте НП. С этой точки зрения HP в области этих параметров может быть охарактеризован некоторой многомерной функцией:
Pnp=f(n3C, fJC, ф, Є,...).
ВАХ является сечением этой многомерной поверхности при условии переменного Пзс и постоянстве других аргументов. Аналогичные разрезы могут быть проведены при варьировании других параметров. В частности, при изменении угла ориентации HP в горизонтальной плоскости ср и постоянстве прочих аргументов может быть получена диаграмма обратного нелинейного рассеяния (ДОНР), при сканировании частоты ЗС и фиксации остальных параметров - частотная характеристика HP [16].
Перейдем к освещению задач диссертационной работы. Вышеизложенное позволяет увидеть, что преимущества НРЛ в наибольшей степени реализуются при получении скрытой преградами информации о состоянии (диагностика) сред и объектов. Подавляющее большинство исследований АНН относится к случаям нахождения одиночных АНН в открытом пространстве. В связи с этим возникает необходимость проведения исследований особенностей рассеяния ЭМВ такими рассеивателями в реальных условиях при нахождении их вблизи границ раздела сред различной природы среди других рассеивателей, что и составляет общую цель диссертации. Эта цель инициирует постановку совокупности частных задач изложенных в соответствующих разделах работы, а именно:
- оценка влияния границы земля - свободное пространство на рассеяние ЭМВ простейшими нелинейными рассеивателями;
исследование влияния границы вода — свободное пространство на рассеяние ЭМВ простейшими нелинейными рассеивателями;
исследование влияния на нелинейное рассеяние ЭМВ других (как линейных, так и нелинейных) рассеивателей, находящихся вблизи данного рассеивателя, изучение рассеяния ЭМВ на системах рассеивателей;
Поставленные задачи решаются путем использования экспериментальных методов исследования, принятых в современной радиофизике и радиотехнике, применением численных методов расчета, а также метода возмущений по малому параметру.
Диссертация состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературы. Ее объем 130 стр. 36 стр. содержат рисунки, список литературы содержит 53 источника.
В главе I определены задачи экспериментальных исследований, выбраны модели объектов измерений, дано описание измерительной установки. Приведены основные ее характеристики и изложена методика экспериментальных исследований.
Измеряемые величины и их основные характеристики
Выбор совокупности измеряемых величин, и их характеристик определялась главной прикладной направленностью исследований — повышением эффективности дистанционного зондирования сред с находящимися в них нелинейными объектами.
Под эффективностью понимается повышение дальности зондирования и повышение информативности рассеиваемого объектом сигнала.
Легко видеть, что подобные задачи встают и при обычном (линейном) зондировании сред, например в радиолокации. Поэтому из общего подхода к измеряемым характеристикам, типичного для линейного зондирования можно ряд положений заимствовать и для нашего случая. Однако есть существенное принципиальное отличие. Суть в том, что система: антенна ЗС - трасса - нелинейный рассеиватель - трасса - антенна приемника, нелинейна и к ней не приемлемы принципы суперпозиции и взаимности. Поэтому многие установившиеся для линейной радиолокации показатели в данном случае не являются инвариантными по отношению к уровню зондирующего сигнала. Примером может служить эффективный поперечник рассеяния объекта, зависящий от Рзс.
Главный интерес при всяком зондировании вызывает, принимаемый рассеиваемый объектом сигнал и влияние на него различных факторов, определяющих условия зондирования.
Поскольку, при проведении измерений, нами использовался квазимонохроматический ЗС, то в общем случае, для неподвижных HP и зондирующей установки (ЗУ) мощность принимаемого полезного сигнала Рс может быть записан в виде: Ре =AC(R, n, J,» 1пс, Пзс, ф, 9, LK, є, Ф, S)sin(ncot+\j/)) Здесь: R - расстояние между HP и ЗУ, п - номер гармоники (2 или 3), Тзо іпс, - поляризация ЗС и принимаемого сигнала (ПС), Пзс, - поток ЗС в месте расположения HP, Ф, 9 - углы, определяющие положение HP относительно фронта падающей волны ЗС, LK - расстояние между HP и границей раздела сред, - диэлектрическая постоянная более плотной среды при зондировании из одной среды воздуха в другую, Ф - угол зондирования (угол падения ЭМВ на границу раздела сред), S — эффективная площадь приемной антенны.
Следует отметить, что, строго говоря, фаза принимаемого сигнала у также зависит от вышеперечисленных параметров, однако в связи с тем, что фазовых измерений не проводилось, мы ее не рассматриваем.
При измерениях оценивалась либо мощность Рс выделяемая сигналом на известной нагрузке, либо его среднеквадратичное напряжение, либо его выражение в дБ по отношению к известным гауссовым шумам приемника.
Конкретизируем некоторые зависимости Рс от параметров.
1. Зависимость мощности Рс принимаемого сигнала от расстояния для свободного пространства или с учетом подстилающей поверхности известная под названием основного уравнения нелинейной радиолокации.
В настоящей работе эта зависимость исследовалась для случая, когда изменение величины R вело к переходу режима работы HP от сильного взаимодействия с ЗС к слабому.
2. Зависимость Рс от углов р, 0, представляющая собой диаграмму обратного нелинейного рассеяния (ДОНР). Этой характеристике, относящейся к основным показателям рассеяния, в работе уделено много внимания.
Порядок нелинейного продукта (№ гармоники) был ограничен 3-ей гармоникой, поскольку более высокие гармоники для исследуемых HP ввиду их существенно меньшей мощности не представляли интереса.
3. Зависимость Рс от Пзс при прочих постоянных параметрах, известная в теории нелинейного зондирования как амплитудная характеристика HP, также фигурирует в ряде разделов работы. Она характерна только для нелинейного зондирования и несет информацию о свойствах НЭ, входящих в HP.
4. Во многих случаях использование амплитудной характеристики ограничивалось проверкой на каком из ее участков функционировал HP (на квадратичном — слабое взаимодействие или "линейном"). Режим насыщения HP считался не рабочим.
Зависимость Рс от поляризации антенн ограничивалась рассмотрением лишь линейных поляризаций - вертикальной или горизонтальной.
Поляризационные углы устанавливались с помощью градуированных лимбов на антеннах с точностью до 1.
5. При исследованиях рассеяния электромагнитных волн вблизи границы раздела сред (воздух-земля, воздух-вода) величина є бралась для более плотной среды из существующих таблиц. Измерения на границе воздух-земля проводились в сухое теплое время, на песчаном сухом грунте (величина є=5). При измерениях на границе воздух - пресная вода, диэлектрическая проницаемость выбиралась равной є=70.
Значение L определялось высотой диэлектрической подставки, на которой над землей располагался HP или глубиной размещения HP под поверхностью земли. Угол Ф определялся конфигурацией (геометрией) установки и измерения проводились для определенных дискретных его значений, по мнению автора, отвечающим практическим задачам зондирования. Основные измерения проводились на частотах f3C=300 МГц. Для рассеиваемого сигнала на второй гармонике (fc=600 МГц). Значение S брались из паспортных данных измерительных антенн.
Электромагнитное поле, рассеянное вибратором с нелинейной нагрузкой, расположенным вблизи границы раздела сред
Этот раздел посвящен теоретическому рассмотрению основных закономерностей электромагнитного поля, рассеянного на второй и третьей гармониках ЗС, линейным, тонким вибратором с нелинейной нагрузкой (диодом), расположенным в среде (с малыми потерями и с диэлектрической проницаемостью 8) параллельно границе раздела диэлектрик-вакуум и выяснению влияния границы раздела сред на обратное рассеянное поле на гармониках. Вольтамперная характеристика (ВАХ) полупроводникового диода записывается в виде: где J- ток, протекающий через диод, U - напряжение на диоде, Ro -начальное (при U=0) сопротивление диода, Pi, р2 - коэффициенты нелинейности ВАХ
Для определения поля, рассеянного вибратором произвольных электрических размеров, необходимо знать реальное распределение тока в антенне. Для решения задачи воспользуемся декартовой системой координат (х, у, z). Граница раздела сред находится в плоскости z = О, диэлектрическое полупространство занимает область z 0. Вибратор расположен вдоль оси х. Будем предполагать вибратор тонким (вибратор изготовлен из тонкого металлического провода, радиус а которого много меньше ее длины волны Я, а/Л«\) и считать, что ток имеет только одну составляющую по координате х и является функцией только этой координаты. На поверхности идеально проводящего вибратора должно выполняться следующее граничное условие: Е« (х) + Е Г (х) = (Z(x)I(x)-S)b(x-x0)\ d, (2.3) где &x (x) — тангенциальная составляющая поля, созданного токами в вибраторе, Е"(х)— составляющая падающего электрического поля на поверхности вибратора, 1(х) — ток в проводе, Z — импеданс локальной нелинейной нагрузки (НН), Є— эффективная ЭДС, обусловленная наличием нелинейного элемента (диода) и возбуждающая ток на высших гармониках ( находится из эквивалентной схемы[14, 17]). Координатах = хо определяет местоположение НН на вибраторе; S(x) - дельта-функция.
Будем решать уравнение (2.3) методом возмущений но малому параметру нелинейности (Р2и«1, Рзи2«1). Тогда на основной частоте получим: Е 2,+Е=2т(х0)Іт(х,), (2.4) где 1 + icoCR0 со— частота ЗС, С— емкость диода, Ro — сопротивление диода.
Таким образом, задача об отыскании тока Іт(х) в вибраторе свелась к решению интегро-дифференциального уравнения (2.4). Далее мы будем считать, что вибратор расположен на таком расстоянии от границы раздела, что поле Ею совпадает с полем, создаваемым вибратором, расположенным в однородной среде с диэлектрической проницаемостью є (при этом пренебрегается полем, отраженным от границы раздела). Величина поля Е("] подставляется в уравнение (2.4), естественно с учетом наличия границы раздела. Заметим, что влияние глубины d на поле высших гармоник, рассе 44 янное в обратном направлении, рассматривалось в работах [11, 12]; в частности, была проанализирована зависимость поведения амплитуды поля от глубины d и проведено ее сравнение с аналогичной зависимостью в случае рассеивателя рамочной конфигурации. Итак, следуя работам [1, 13], будем искать функцию токораспределения І(х) в виде степенного ряда по малому параметру \х\ . 1(х) = 10(х) + Xh(x) + %2h(x) + ..., (2.5) где = , ,, ч» К=4єк0. ІХщк ) Уравнение (2.5) при принятых выше предположениях можно преобразовать к интегро-дифференциальному уравнению вида: 4 + k\l = HncosaiGV + E), (2.6) ах где функция G(I,х) определяется следующим образом: G(I,x)= 1 Апає. d2 dx + kf \lsga(x-x )x x \nh(,j(x-x )2+a2+(x - х ))}—11(х )е- к, -х )2-агЪх\
Условием наших расчетов отвечает случай ненастроенного вибратора, соответствующий выполнению неравенства: кЛ-п -»\Х\, где п — целое число (n = 1,2,3,...). Именно его мы и будем далее рассматривать. Тогда ток 1о(х) = 0 и I(x ) & Xh( )- Удовлетворяя граничным условиям на концах провода 1(1) = 1(-1)-0, получаем следующее выражение для распределения тока в вибраторе: /( ) — Аіпсоєхх k smlkj sin(t(/ -х)) $Е? (x )sin( ,(/ + ) +5 (1 +xVJE ix smfcil-x i, (2.7) Как следует из формулы (2.7), распределение тока вдоль вибратора существенно зависит от распределения поля ст) по проводнику.
Рассмотрим два случая поляризации падающего тока. В первом случае ось провода параллельна электрическому полю падающей плоской волны, волновой вектор к падающей волны перпендикулярен вибратору и составляет угол в с положительным направлением оси у (волна ТЕ-поляризации). Во-втором случае вибратор расположен в плоскости падения волны (ТН-поляризация). Из соотношения (2.7) нетрудно получить следующие выражения для тока 1а(х), наводимого в вибраторе на частоте ЗС:
Рассеяние электромагнитных волн на системе из двух вибраторов, один из которых содержит нелинейную нагрузку
Рассмотрим процесс обратного рассеяния радиоволн на удвоенной частоте ЗС на системе из двух полуволновых тонких параллельных вибраторов в случае, когда НН содержит лишь один из рассеивателеи [23, 31]. Любопытно отметить, что на частоте ЗС зависимость обратно рассеянного поля от расстояния d между "линейными" вибраторами всегда имеет периодический характер. На удвоенной частоте ЗС в случае, если НН в виде диода содержит лишь один из вибраторов, рассеянное в обратном направлении поле может носить как периодический, так и квазимонотонный характер, в зависимости от взаимного расположения рассеивателеи по отношению к источнику падающего на систему поля. Так, для конфигурации, изображенной на рис. 3.4 а, изменение рассеянной мощности от d носит периодический характер (см. рис. 3.5).
Рисунок 3.5 соответствует полуволновой длине вибраторов U = h = А/4. НН (полупроводниковый диод) расположена в центре вибратора. При уменьшении длины вибраторов /, как показано в [23, 50] в зависимости 3.5 (кривай а) появляется компонента соответствующая второй гармонике ЗС с пространственным периодом Та = 0,25. При расположении ненагруженного вибратора между нагруженным и антеннами (см. рис. 3.4 кривая б), рассеянное на удвоенной частоте ЗС поле, квазимонотонно растет с ростом d (см. рис. 3.5 кривая в). Незначительные осцилляции на рис. 3.5 (кривая в) можно объяснить тем, что "линейный" вибратор также выполняет роль рефлектора на гармониках.
Поле рассеянной на удвоенной частоте плоской ЭМВ от системы из двух полуволновых вибраторов, изображенной нарис. 3.4 (кривая а), записывается следующим образом: Е.. z,2u; — т2 Rl №2 1 ikeikdJ(d) 2к21п(2Ь) {S«f Y ArweoS" ,-i2kyJy +4P С-«2 У + 2 D-i2ky/V +P У/У2 + Р (3.4) Поле, рассеянное системой вибраторов, изображенной на рис. 3.4 (кривая б), имеет вид:
На рис. 3.5 (кривые б, г) представлены результаты численных расчетов поля 2И(с1) выполненных по формулам (3.4) и (3.5) для двух различных взаиморасположений вибраторов по отношению к источнику падающей плоскости ЭМВ. Видно, что экспериментальные кривые (рис. 3.5 кривые а, в) согласуются с теоретическими расчетами, представленными на рис. 3.5 кривыми б, г. Период осцилляции Tj поля z,2a(d)l одинаков и равняется Td « 0,5. При расчетах не учитывалось поле второй гармоники, наводимое в линейном вибраторе.
В дополнение к вышеизложенному, остановимся на некоторых вопросах возможной практической применимости рассмотренных выше процессов нелинейного рассеяния.
В [50] было показано, что система "линейный рассеиватель - нелинейный рассеиватель" сможет представлять интерес в задачах дистанционного распознавания передвигающихся объектов. Нелинейный рассеиватель, будучи помещенным в ближнюю зону "линейного" рассеивателя (которым и является интересующий нас объект) при его перемещении способен ретранслировать информацию о распределении поля, поступающего от объекта, создавая некий его портрет. Благодаря своим относительно малым размерам, такой рассеиватель-датчик практически не искажает поле. 3.3 Рассеяние электромагнитных волн системой нелинейных вибраторов типа "волновой канал"
В настоящем разделе приведены некоторые результаты экспериментального изучения нелинейного рассеяния ЭМВ на детерминированной системе HP в виде решетки типа "волновой канал", состоящей из нелинейных электрических вибраторов. Подобные решетки могут образовываться в металлических конструкциях и являться источниками помех, порождающими проблему ЭМС. Но в некоторых случаях они могут представлять и практический интерес. К их числу можно отнести разработку пассивных нелинейных антенн-преобразователей ретрансляторов (НАПР). Могут возникать ситуации, когда вследствие необходимости загоризонтного приема достаточно коротких волн требуется установка высокой антенны и возникают проблемы с прокладкой кабеля, соединяющего антенну с приемником. При этом среди альтернативных методов (например использование линейных отражателей) может привлечь внимание применение НАПР, в основе работы которых лежит упомянутое явление преобразования спектра падающих волн нелинейными электродинамическими структурами.
Применительно к этому случаю рассмотрим работу системы, о которой идет речь. Ее геометрия приведена на рис.3.6. На ней показаны: НАПР из N полуволновых электрических вибраторов длиной 21, расположенных параллельно оси Z в плоскости yz на расстоянии 1к друг от друга: падающий поток полезного сигнала - П; подсвечивающий решетку поток ЭМВ - П2, принимаемый поток рассеянного нелинейного продукта - П3 (угол ф2).
Дистанционное распознавании объектов на основе рассеяния электромагнитных волн решеткой нелинейных антенн
Антенны (коэффициент усиления 10 дБ) источника ЗС и приемника размещались на земле на высоте /Ї=2 м и на расстоянии R=A м от HP. Использовалась горизонтальная поляризация антенн. ЗС с частотойf3C=290 МГц и мощностью, подводимой к антенне, 5-7 Вт. Уровень рассеиваемого сигнала Рс измерялся приемником типа SMV. В качестве регистрирующего устройства использовался самописец с выходной полосой 0-10 Гц. Человек находился на земле на продолжении прямой, соединяющей центр антенной системы с HP. При этом HP были обращены к нему своим фронтом. Такое взаимное расположение HP и человека на наш взгляд было благоприятным для изучения эффектов влияния последнего на процессы нелинейного рассеяния ЭМВ. В процессе измерений принимались меры по уменьшению влияния границы земля — воздух на результаты.
Приведем результаты измерений. На рис. 4.1 представлена зависимость уровня Рс от расстояния d между человеком и НР4 в пределах 0,5 d 8,5 м. За 0 дБ принят уровень шумов приемника на его выходе при отсутствии полезного сигнала. График имеет осциллирующий характер. Основной пространственный период осцилляции равен 0,5ЛЗС. Амплитуда осцилляции Рс убывает с ростом d примерно по закону e 8d/x . Подобные зависимости получены и для остальных HP. Они содержат пространственные спектральные компоненты, соответствующие частоте ЗС и его второй гармонике. Для НРЗ основной пространственный период осцилляции равен 0,25Язе, что можно объяснить отличием частотных свойств линейной части НРЗ от других HP. Максимальное значение амплитуды принимаемого сигнала (Р ас) различно для разных HP. Наиболее сильные изменения Рс имеет НР1. Он же дает и наиболее сильный сигнал Рос при отсутствии биологического объекта. Значения Р ас и Рос составили соответственно для НР1 - 5,5 дБ и 43 дБ, НР2 - 4,5 дБ и 23 дБ, НРЗ-0,7 дБ и 23 дБ, НР4-4,5 дБ и 38 дБ. Из графиков следует, что имеется ряд значений d, при которых наблюдается наибольшая "чувствительность" рассеянного сигнала к изменению d. Это точки перехода через Рос. Чувствительность может быть оценена производной P\(d). Она вблизи HP соответственно равна /,/=80 дБ/Л, /,2=65,5 дБ/Я, Lf=\0,2 дБ/Л, L/=65,5 дБ/Я и убывает по мере удаления человека от HP пропорционально Р ас. Как легко понять, при значениях d соответствующим вершинам осцилляции Рс она равна нулю и в этом случае при периодическом изменении d в зависимости Pc(t) могут наблюдаться осцилляции с удвоенной частотой.
На втором этапе вышеуказанные HP бытового назначения располагались соответственно их функциональному назначению в жилой комнате размером 3x5 м в доме с кирпичными стенами толщиной в два кирпича и железобетонными перекрытиями толщиной 30 см, окном размером 1,5x1,3м с подоконником на высоте 2.5 м от земли. Зондирование велось с помощью антенн расположенных на расстоянии нескольких метров от здания на высоте 2 м от земли.
На рис. 4.2 показаны осцилляции Pc(t), вызванные дыханием стоящего в "чувствительных" точках человека: а-НРЗ (d-0,5 м), 6-НР4 (d=3 м). При достаточно высоком уровне Рас просматриваются некоторые особенности дыхания (различие времен вдоха и выдоха).
На рис. 4.3 даны две реализации (а и б) Pc(t) сидящего на расстоянии d-0,5Хх от НР1 "недышащего" человека. Просматривается пульс, можно определить его частоту. На этом же рисунке показана реализация (в) Pc(t) при отсутствии человека. Медленное смещение Pc(t) объясняется непроизвольными движения тела, флюктуациями Рзс и коэффициента усиления приёмника. При эксперименте на самописце фиксировалось не только переменная компонента Pc(t), но и его постоянная составляющая. На рис. 4.4 показано дыхание человека, лежащего в комнате на металлической кровати. Ближайший к нему HP (телефон) находился от него на расстоянии 1м.
На рис. 4.5 приведены зависимости c(d) для случаев, когда диэлектрический рассеиватель (ДР) в виде цилиндра с Б=70 толщиной 0,05Лзс и длиной 0,5Азс, размещался на расстоянии d от НР1: кривая а - ДР расположен на продолжении линии, соединяющей центр антенной системы с HP, при этом расстояние от антенн до него больше, чем расстояние R до HP, кривая б - расстояние R в процессе измерений практически не меняется (ДР перемещается в плоскости фронта волны), кривая в- расстояние R до него меньше чем до HP. Использовалась вертикальная поляризация. Рис. 4.5 свидетельствует, что сильные изменения Рс имеют место при приближении ДР к HP со всех направлений в плоскости HP, ДР, антенная система.
Похожие диссертации на Дистанционное нелинейное зондирование объектов электромагнитными волнами при наличии границ раздела сред
