Содержание к диссертации
Введение
1 Анализ методов синхронизации и приема ШПС с целью повышения устойчивости функционирования систем телекоммуникаций в условиях действия комплекса помех 10
1.1 Анализ состояния развития широкополосных систем 10
1.2 Линейный алгоритм поиска и обнаружения, оптимальный при действии флюктуационных помех 13
1.3 Виды и методы синхронизации в системах телекоммуникаций 17
1.4 Анализ возможных путей повышения помехоустойчивости поиска и обнаружения ШПС 23
Выводы 27
2 Исследование корреляционных свойств ШПС, манипулированных М-последовательностями 28
2.1 Оценка характеристик ВКФ ШПС и их влияние на эффективность систем телекоммуникаций 28
2.2 Определение М-последовательностей с максимальными значениями ВКФ 32
2.3 Сравнительный анализ результатов расчета корреляционных характеристик 35
2.4 Повышение эффективности поиска и обнаружения на основе использования новых свойств М-последовательностей 44
2.4.1 Алгоритм поиска и обнаружения по сумме трех экстремумов ВКФ.. 44
2.4.2 Алгоритм поиска и обнаружения по разнице двух экстремумов ВКФ 48
2.4.3 Алгоритм поиска и обнаружения, защищенный от действия парных структурных помех 52
2.4.4 Алгоритм ускоренного поиска и обнаружения по экстремумам ВКФ з 2.4.5 Сравнительная оценка эффективности алгоритмов поиска и обнаружения 60
2.5 Алгоритм поиска и обнаружения ШПС с селекцией структуроподобных сигналов 63
Выводы 72
3 Оптимизация методов синхронизации и выделения информации в системах телекоммуникаций с ШПС 74
3.1 Оптимизация методов помехоустойчивой синхронизации 74
3.2 Оптимизация выделения информации методом цифрового
накопления и мажоритарного правила исправления ошибок 89
Выводы 102
4 Техническая реализация научных результатов диссертационной работы .. 103
4.1 Приемное устройство на основе М-последовательностей для степени т=12 103
4.2 Приемное устройство на двух согласованных фильтрах 108
Выводы 114
Заключение 115
Список сокращений и условных обозначений 117
Список литературы 1
- Линейный алгоритм поиска и обнаружения, оптимальный при действии флюктуационных помех
- Определение М-последовательностей с максимальными значениями ВКФ
- Алгоритм ускоренного поиска и обнаружения по экстремумам ВКФ з 2.4.5 Сравнительная оценка эффективности алгоритмов поиска и обнаружения
- Приемное устройство на основе М-последовательностей для степени т=12
Линейный алгоритм поиска и обнаружения, оптимальный при действии флюктуационных помех
Предположим, что процесс тактовой синхронизации начался с момента ЛО с вероятностью рт . Этот момент предшествует первому такту, он запоминается и после него отсчитывается время равное длительности ШПС TC=BIQ. Так как по истечении этого времени подтверждения нет, то полученная ранее информация стирается из памяти.
При этом в точке 1 мог быть полезный сигнал, но на него устройство тактовой синхронизации не реагирует. Новый отсчет начинается в точке 2. Но в точке 3 полезный сигнал отсутствует. В точке 4 сигнал обнаружен, отсчитывается временной интервал Тс, выставляется строб. В точке 5 происходит совпадение обнаруженного сигнала со стробом. Счет продолжается. В стробе, соответствующем тактовой точке 6, сигнал пропущен. Что делать? Логика подсказывает, что при принятии решения по одному или малому количеству принятых символов устройство тактовой синхронизации работает неустойчиво.
Местоположение такта В, заканчивающего период ШПС равный Т=Вто, может быть найдено с достаточной достоверностью при рп рт [60]. В этом случае число импульсов, поступивших на этом такте, превышает число импульсов, поступивших на любом из остальных тактов. То есть для уверенного принятия решения о факте синхронизации по принимаемому сигналу необходимо и достаточно обнаружение некоторого числа к 1 подряд следующих ШПС.
Предположим, что такой факт наступил, синхронизация установлена, но после этого в очередном такте имеет место пропуск сигнала. И опять возникает все тот же вопрос. Что делать? Целесообразно и в этом случае принимать решение о выходе из состояния синхронизма по некоторому количеству ц, подряд необнаруженных ШПС.
Таким образом, тактовая синхронизация и слежение за задержкой представляет собой сложный процесс. Среднее время поиска и время синхронной работы зависят как от вероятностей ЛО рт, правильного обнаружения / одиночных символов, так и от параметров синхронизации к и пс.
Задача синхронизации еще более усложняется, если в системе работает большое количество радиотехнических средств, использующих однотипные по структуре сигналы, не удовлетворяющие условию полной ортогональности.
Математическим путем этот процесс оптимизировать практически не возможно. Можно получить математические выражения как для вероятности синхронизации, так и для среднего времени поиска и для времени синхронной работы в зависимости от рло, рп, к и пс. Но окончательный выбор параметров синхронизации делается на основе логики с учетом приоритетов [33, 34].
В имеющихся публикациях этот процесс исследуется раздельно и в идеализированном (упрощенном) виде [3, 8, 18, 26, 60, 66, 71, 74].
Различают несколько видов и методов синхронизации с использованием ШПС. В принципе, для систем синхронизации линейный алгоритм корреляционной обработки ШПС не имеет отличий от линейного алгоритма обработки простых сигналов, так как используется тот же критерий максимального правдоподобия. Если в зоне обслуживания системы действует флюктуационная помеха, представляющая собой гауссовский случайный процесс с равномерной спектральной плотностью, то максимум функции правдоподобия совпадает с максимумом модуля ВКФ принимаемого и опорного сигналов. Если в определенный момент времени экстремум ВКФ превышает пороговое значение обнаружения, то считается, что временное положение такта соответствует данному моменту времени. В линейном алгоритме при действии мощных помех определение положения максимума ВКФ будет сопровождаться ошибками. Погрешности оценки временного положения принимаемого сигнала определяются его корреляционными свойствами и отношением сигнал/помеха на выходе СФ. В условиях действия комплекса флюктуационных и структурных помех на вероятность правильного обнаружения при линейном алгоритме будет оказывать большое влияние ВКФ синхросигнала и структурной помехи [6, 8]. При действии мощной структурной помехи может возникнуть регулярная ошибка, при которой успешный поиск сигнала становится невозможным [74].
В случае применения для синхронизации отдельного канала и специального синхросигнала момент передачи синхросигнала согласуется с моментами передачи информационных сигналов [15, 18]. Однако, при этом снижается пропускная способность сети и расходуется дополнительная мощность. Также в случае разных условий распространения информационных и синхронизирующих сигналов может снижаться помехоустойчивость приема [4, 5]. Для повышения эффективности использования канала на практике применяются методы синхронизации по информационным сигналам, в которые на передающей стороне включают значения всех синхропараметров [18].
При решении задачи тактовой синхронизации считается, что рассогласование по частоте устранено, и поиск осуществляется только по временной задержке.
В существующих методах поиска вся область неопределенности параметров синхронизации (ОНПС) разбивается для последующего анализа на некоторое число элементов. С помощью одновременного параллельного, либо поочередного последовательного, либо смешанного параллельно-последовательного анализа всей ОНПС принимается решение о том, находится ли синхросигнал в области поиска, и если находится, то в каком элементе. После проверки по полученным значениям устанавливается синхронизация.
Определение М-последовательностей с максимальными значениями ВКФ
Для генерации МП используются табличные примитивные порождающие многочлены plj степени т. В литературе порождающие многочлены представлены с определенными номерами TV,- [57]. Так называемые двойственные порождающие многочлены pi?, у которых двоичное представление отличается только направлением записи, чаще всего не указываются. Для генерации МП, порождаемых двойственными многочленами р/Д искомый коэффициент am.j многочлена pi будет равен коэффициенту а,- табличного многочлена р/,- для всех J= О, 1,... т. Далее с помощью регистра сдвига, у которого внутренние связи осуществлены в соответствии с порождающим многочленом с номером Nb можно получить характеристическую МП. А затем из этой МП путем перестановок элементов в соответствии с выражением (2.1) для определенного значения q можно получить МП с номером Nq:
В данном выражении значение ВЛ суммируется с 1 или 2 для того, чтобы получилось число, точно равное номеру табличного порождающего многочлена.
Для достижения цели работы следует найти для степеней ш = 6;8;10;12;14 все номера Ni и Nq парных последовательностей с очень большими экстремумами ВКФ. При этом, если расчет проводить в соответствии с выражением (2.2), то результаты почти во всех случаях не совпадают с номерами табличных многочленов, приведенных в литературе [1, 57]. Для приведения полученного результата в соответствие с таблицами примитивных многочленов необходимо воспользоваться выражениями [38]
Из рассчитанных Nqt, N надо взять наименьшее, которое необходимо сравнить с табличными номерами многочленов. В случае совпадения это и будет искомое значение Nq. Если же наименьший результат (2.4) не совпадает с приведенными в таблице, значит, имеем номер двойственного многочлена. В связи с трудностями непосредственного определения номеров пар МП, имеющих очень большие экстремумы ВКФ, предлагается Nt и Nq находить в результате расчета по алгоритму, показанному на рисунке 2.1. В этом алгоритме применяется выражение (2.4). Вначале вводится номер Ni табличного многочлена данной МП для заданной степени т, а также значение соответствующего индекса децимации q из таблицы 2.3. Далее во втором блоке происходит определение длины МП В.
Далее в блоках 3-6 рассчитывается предварительное искомое значение tq = Ni-q, и оно приводится по модулю В, чтобы результат в блоке 5 не превышал значения В. В блоках 7-11 осуществляется умножение на 27 , где j = 0, 1, ... ,(ш-1). Приведение полученных произведений по модулю В осуществляется в блоке 12. Далее в блоках 13-17 осуществляется отбор наименьшего значения числа Nq.
В итоге для исходной МП с номером табличного примитивного многочлена Ni в блоке 18 получаем значение номера табличного примитивного многочлена Nq парной МП, у которой с исходной имеется ВКФ с очень большими экстремумами. Ввод Nj, т, q
В результате расчетов с помощью разработанного алгоритма определения номеров по формулам (2.4), (2.5) для степеней порождающих многочленов #2=6; 8; 10; 12; 14 определены все парные МП с ВКФ с очень большими экстремумами. В таблицах 2.4-2.7 представлены номера многочленов МП, номера парных к ним, номера двойственных к ним и соответствующие номера парных к двойственным многочленам для степеней #2=6; 8; 10; 12 соответственно.
В итоге имеем, что для каждой МП со степенями порождающих многочленов #2=8; 10; 14 существует по одной парной МП. Таким образом, в результате расчетов получаем, что для степени порождающих многочленов #2=8 из общего числа существующих последовательностей равного 16 есть 8 пар МП с ВКФ с очень большими экстремумами. Для степени порождающих многочленов #2=10 из общего числа существующих последовательностей равного 60 имеется 30 соответствующих пар. Для степени порождающих многочленов #2=14 из общего числа существующих последовательностей равного 756 имеется 378 соответствующих пар.
А для степеней порождающих многочленов #2=6; 12 все последовательности создают замкнутые тройки пар с ВКФ с очень большими экстремумами. Имеется в виду, что три МП между собой по парам характеризуются максимальными ВКФ, но с другими МП этой степени таких ВКФ они не дают. Для степени порождающих многочленов #2=6 все последовательности образуют две тройки с номерами 1—23; 23-11; 11 1; и 31—5; 5-13; 13-31. Для #2=12 можно указать пример такой тройки: 1-1367; 1367-683; 683-1. В результате расчетов по предлагаемым алгоритмам получено, что для степеней порождающих многочленов #2=6; 12 каждая МП имеет две парных МП с максимальными ВКФ.
Для степени порождающих многочленов #2=6 из общего числа существующих последовательностей равного 6 имеется две замкнутые тройки пар с соответствующими ВКФ. Для степени порождающих многочленов #2=12 из общего числа существующих последовательностей равного 144 имеется 48 замкнутых троек пар с такими ВКФ.
В ходе исследовательской работы выявлено, что для степеней порождающих многочленов #2=6; 8; 10; 12; 14 для всех пар или троек МП с максимальными ВКФ, соответствующие им и их парным МП двойственные последовательности также создают такие же пары или тройки с максимальными ВКФ. Для подтверждения сделанных выводов для всех найденных МП со степенями порождающих многочленов #2=6; 8; 10; 12; 14 были рассчитаны соответствующие ВКФ в соответствии с выражением:
Для каждой исследуемой пары МП ВКФ при значениях т =0; В/3 и 2- В /3 имело три очень больших экстремума, сумма которых для каждой ВКФ точно совпадала со значением {В-2). Для каждого случая последние два экстремума были равны между собой.
Для повышения помехозащищенности и электромагнитной совместимости разрабатываемых систем с ШПС следует либо подбирать используемый ансамбль системы сигналов таким образом, чтобы в него не входили парные сигналы, либо использовать алгоритмы синхронизации и выделения информации, защищенные от их мешающего действия.
Алгоритм ускоренного поиска и обнаружения по экстремумам ВКФ з 2.4.5 Сравнительная оценка эффективности алгоритмов поиска и обнаружения
Обработка при линейном алгоритме циклического поиска ШПС заключается в вычислении значений ФНС (2.7). Однако и при отсутствии полезного сигнала в канале от действия импульсных и структурных помех ФНС (2.7) может иметь значение, превышающее порог обнаружения. Для повышения помехоустойчивости требуется усложнять алгоритм обработки входной смеси. В рассмотренных методах поиска и обнаружения по сумме трех экстремумов ВКФ и по разнице уровней двух ближайших больших экстремумов ВКФ для корреляционной обработки применялись несколько параллельных каналов.
Однако, применяя ССС для ФМ ШПС вместо нескольких параллельных каналов, согласованных с квазиортогональными сигналами, можно обойтись одним дополнительным параллельным каналом обработки, согласованным с ФМ ШПС, половина которого совпадает с синхросигналом, а вторая -противоположна по фазе. На рисунке 2.14 показан пример соответствующих ПСП для манипуляции фазы.
Предлагаемый алгоритм поиска и обнаружения с ССС [36] Поиск, как показано в первом блоке алгоритма, с вероятностью / может начаться в і-ом элементе. Далее во втором блоке измеряется уровень входной смеси y(J), который в третьем блоке сравнивается со значением Пі. Если на входе приемника не действуют импульсные помехи, то уровень у (і) не превышает пороговое значение Пі В противном случае в блоке 4 поиск полезного сигнала задерживается до тех пор, пока импульсные помехи не перестанут вносить ошибки в вычисление ФНС. Для обеспечения защиты от импульсных помех в предлагаемом алгоритме применяется быстрая регулировка усиления тракта (бланкирование).
В 8-ом блоке происходит сравнение ФНС Щтм) со значением П2, а ФНС R2(ib0) СО значением П3. При условии, что ФНС і?1(тЬ0) П2 и ФНС R2(ib0) J сигнал далее идет на следующий блок. Это случай, когда на входе присутствует синхросигнал и слабая флюктуационная помеха, а мощные структурные и импульсные помехи отсутствуют. Значение ФНС R\ при этом будет максимально и примерно равно АКФ синхросигнала. В тот же момент при большом значении базы ШПС В значение ФНС R2(rb0) будет близко к нулю. Это приводит к принятию решения, что синхросигнал обнаружен в данном элементе ОНПС. Если же синхросигнала нет, или присутствуют мощные структурные помехи, тогда значение ФНС (т60) не превосходит величины П2, или, соответственно, с большой вероятностью значение ФНС R2(Tb0) больше величины П3, тогда считается, что синхросигнал не обнаружен, и в блоке 5 осуществляется переход на следующий элемент ОНПС. Обнаружение будет продолжено.
Для борьбы с импульсными помехами способом быстрой регулировки усиления тракта пороговое значение Пі устанавливается по уровню синхросигнала. Пороговые значения П2 и П3 могут быть установлены по нескольким правилам. Если априорная информация не известна, то может использоваться правило выбора по допустимой вероятности ЛО по критерию Неймана-Пирсона [50]:
Как известно [8], линейный обнаружитель в случае сигнала с полностью известными параметрами вычисляет корреляционный интеграл, а затем сравнивает его величину с пороговым значением П. Если помеха является флюктуационной с нормальным распределением и равномерной спектральной плотностью, то сигнал на выходе СФ может быть определен с помощью формулы:
Для подтверждения эффективности предлагаемого алгоритма проведена оценка вероятности ЛО при действии комплекса помех. Результаты расчета зависимости вероятности ЛО от значения Аь где Д - амплитуда мешающего импульса, для его длительности равной 30т0, для базы ШПС 22=210-1 показаны на рисунке 2.16. Одновременно с импульсной помехой действуют три различных структурных помехи с амплитудами A i, А2, А3 соответственно и такой же шириной спектра, что и у синхросигнала. Амплитуда синхросигнала принята равной Ас=\.
На рисунке 2.16 также представлены зависимости оценки вероятности ЛО от амплитуды импульсной помехи для линейного алгоритма и для алгоритма с бланкированием из [8].
Анализ результатов показывает, что для линейного алгоритма вероятность ЛО монотонно увеличивается при увеличении амплитуды импульсной помехи. С увеличением амплитуды импульсной помехи от 20 до 100, относительно единичной амплитуды синхросигнала Д=1, вероятность ЛО в линейном алгоритме увеличивается в 5,46 раза (при амплитудах структурных помех равных А1=А2=А3=5) ив 1,32 раза (при амплитудах структурных помех равных А1=А2=А3=Щ.
Из результатов анализа таблицы 2.10 следует, что для базы ШПС В =2 -1 при отношении сигнал/помеха минус 20 дБ и относительной длительности импульсных помех на периоде 3 % предлагаемый алгоритм поиска и обнаружения с ССС обеспечивает снижение вероятности ЛО примерно в 4 раза по сравнению с линейным алгоритмом ив 1,3 раза по сравнению с алгоритмом с бланкированием. Однако, необходимо отметить, что соотношение между полученными вероятностями ЛО для алгоритма с бланкированием и для алгоритма с ССС будет сильно зависеть от отношения на входе мощности импульсной помехи к мощности структурных помех, так как алгоритм с бланкированием не имеет защиты от структурных помех.
Приемное устройство на основе М-последовательностей для степени т=12
Как видно, для последнего случая имеется две пары оптимальных значений дающих одно минимальное значение времени передачи TiMmln=23LBz0, но для 3 ІГГПИІ=8, Аштпш =15 время Тви=4,9-\05-ЬВто, а для zomIM2=9, nomIM2 =17 время Тш=\,0\-\05-ЬВто.
Таким образом, для второй пары параметров время выделения информации в 5 раз меньше, поэтому значения zomim2 =9, Аштпиг =17 для применения более предпочтительны.
Анализ результатов показывает, что в общем случае значения параметров мажоритарной обработки, оптимальные для критерия минимума времени выделения информации Тш, могут быть неоптимальными для критерия минимума времени передачи информации Гди. Как например, для рКдг=0,92 при рош=0,2; 0,3; 0,35 пары параметров для каждого критерия имеют свои отличающиеся значения.
Для разработки систем управления необходимо выбирать критерий оптимизации, подходящий для соответствующих условий.
Из анализа результатов, следует, что с увеличением параметров мажоритарной обработки можно достичь весьма эффективного повышения вероятности Рпркдг- Фактически при любом даже очень плохом качестве канала всегда можно добиться уровня ркдг 1- Но при этом возрастает время выделения информации и количество передаваемых копий.
К сожалению, для современного развития технической базы с характерной скоростью обработки информации, измеряемой количеством операций в секунду, время выделения информации может возрасти до недопустимых величин, что имеет место при вероятности ошибки символа рош 0,35.
Однако, во всех случаях, когда когерентное накопление реализовать невозможно, целесообразно применять алгоритм цифрового накопления с записью в память, который позволяет значительно повысить эффективность приема информации.
1. Для условий действия комплекса мощных помех предлагаются алгоритмы синхронизации по результатам к подряд обнаружений. Данные алгоритмы позволяют значительно повысить среднее время синхронной работы за счет увеличения параметра удержания синхронизации. Полученные аналитические выражения и графики характеристик этих алгоритмов позволяют оптимизировать установление тактовой синхронизации в широкополосных системах.
2. Для обеспечения эффективного приема в условиях действия комплекса помех исследованы два алгоритма с мажоритарным исправлением ошибок. Первый - с последовательным анализом, второй - с записью копий в устройство памяти. Из анализа результатов, следует, что с увеличением параметров мажоритарной обработки можно достичь эффективного повышения вероятности правильного приема кодограммы. Фактически при любом плохом качестве канала всегда можно добиться уровня вероятности ркдг 1- Но при этом возрастает время выделения информации и количество передаваемых копий.
3. В адаптивном алгоритме с записью копий по сравнению с последовательным алгоритмом подвергаются обработке все возможные сочетания принимаемых копий, что способствует повышению вероятности правильного приема кодограммы при том же количестве принимаемых копий. Согласно расчетам при вероятности ошибки символа 10"1 для количества копий равного девяти адаптивный алгоритм с записью копий позволяет увеличить вероятность правильного приема кодограммы от 0,34 до 0,99.
4. При заданной вероятности правильного приема кодограммы и вероятности ошибки символа, выбирая параметры мажоритарной обработки, решены оптимизационные задачи по критерию минимума времени выделения информации и по критерию минимума времени передачи информации. Оптимальные значения параметров для каждого из этих двух критериев могут не совпадать между собой в зависимости от вероятности ошибки символа, что необходимо учитывать при разработке системы.
Новизна научных результатов работы подтверждается наличием четырех запатентованных технических решений [52-55]. Технические решения нашли применение при построении системы с ШПС, они позволили уменьшить среднее время поиска, повысить помехоустойчивость синхронизации и выделения информации.
Полученные результаты оптимизации алгоритмов синхронизации и выделения информации применены при создании помехоустойчивых широкополосных систем управления объектами в приемном устройстве с использованием ШПС, манипулированных МП со степенью #2=12, и проверены с помощью экспериментального исследования. Данное приемное устройство выполнено на основе коррелятора, выпускается серийно и находится в эксплуатации. Его функциональная схема представлена на рисунке 4.1.
Синхронизация и выделение информации осуществляется с помощью коррелятора, предназначенного для обнаружения и выделения информации. Пороговое значение в этом блоке установлено по критерию Неймана-Пирсона, чтобы обеспечить вероятность ЛО одиночного сигнала не хуже рт = 10"4 -10"3 при действии флюктуационных помех.
Обработка дискретной информации осуществляется в соответствующем блоке обработки, который генерирует опорные сигналы, необходимые для работы коррелятора и декодера.
Декодер обеспечивает накопление и выдачу информации. Формирователь контрольного ШПС с отношением сигнал/шум минус 15 дБ предназначен для встроенного функционального контроля приемника.
Информация по радиоканалу передается со скоростью 1200 бит/с с помощью ШПС, представляющих собой сумму двух ортогональных синусоидальных ФМ ШПС, один из которых манипулируется информационной ПСП, другой - синхронизационной ПСП.
Одновременно с импульсной помехой подаются три различных структурных помехи с амплитудами A i, А2, А3 соответственно и такой же шириной спектра, что и у синхросигнала. При действии данного комплекса помех и полезного сигнала на интервале времени равном 90000 периодов ШПС проводилось фиксирование ошибок ЛО для значений отношения сигнал/помеха равных минус 10 дБ; минус 15 дБ; минус 20 дБ.
Похожие диссертации на Помехозащищенные методы доведения информации в широкополосных системах в условиях комплекса помех
