Содержание к диссертации
Введение
Глава 1 Оценка влияния ионосферного канала связи на основные параметры широкополосного сигнала. Выбор метода модуляции 10
1.1 Разработка математической модели ионосферного канала связи КВ-диапазона 10
1.2 Оценка влияния многослойной ионосферы на фазовые искажения широкополосного сигнала 24
1.3 Влияние неравномерности спектра широкополосного сигнала на основные характеристики радиолинии 27
1.4 Сравнительная оценка методов передачи дискретной информации с использованием широкополосных сигналов 31
1.5 Выбор вида модуляции 35
1.6 Выводы по главе 1 41
Глава 2 Оценка искажений вносимых трактом приема в широкополосный сигнал 44
2.1 Цифровое представление сигналов при использовании системы автоматической регулировки усиления 45
2.2 Цифровое представление сигналов при жестком амплитудном ограничении 49
2.3 Разработка математической модели ограничений в линейном тракте приема широкополосного сигнала 53
2.4 Влияние ограничений в линейном тракте на качество приёма широкополосного сигнала 61
2.5 Выводы по главе 2 70
Глава 3 Определение основных параметров системы согласования линейного тракта приема широкополосного сигнала с устройствами цифровой обработки 73
3.1 Методика оценки интервала анализа амплитудного значения сигнала на выходе линейного тракта приемника 73
3.2 Определение интервала анализа амплитудного значения сигнала по результатам трассовых испытаний 86
3.3 Оценка эффективности предложенных алгоритмов программно-аппаратных средств согласования линейного тракта приема
широкополосного сигнала с устройствами цифровой обработки. 94
3.4 Выводы по главе 3 100
Глава 4 Практическая реализация разработанных программно- аппаратных средств согласования 102
4.1 Разработка устройств обработки широкополосных сигналов 102
4.2 Разработка системы согласования линейного тракта приема с устройствами цифровой обработки 114
4.3 Лабораторные испытания устройств обработки широкополосных сигналов 121
4.4 Выводы по главе 4 124
Общие выводы 127
Список литературы
- Оценка влияния многослойной ионосферы на фазовые искажения широкополосного сигнала
- Цифровое представление сигналов при жестком амплитудном ограничении
- Определение интервала анализа амплитудного значения сигнала по результатам трассовых испытаний
- Разработка системы согласования линейного тракта приема с устройствами цифровой обработки
Введение к работе
Современные системы связи характеризуются тем, что в них все в большей степени используются цифровые методы формирования и обработки сигналов, что дает возможность применять сложные алгоритмы при уменьшении массогабаритных и энергетических затрат. Большинство каналов связи загружены сигналами с амплитудной, частотной или фазовой модуляцией либо их разновидностями. Дальнейшее увеличение числа радиостанций с простыми сигналами нарушает функционирование телекоммуникационных устройств, уже работающих в каналах связи. К снижению качества связи ведут фильтрующие свойства каналов: нелинейные искажения; многолучёвость распространения; замирания сигнала, как быстрые, так и медленные [37, 56,74, 103]. Для снижения негативного влияния таких факторов и увеличения загрузки каналов связи разработаны и применяются средства связи[9, 16, 18, 20, 52, 56, 57, 60, 75], использующие: частотное и временное разделение сигналов, селекцию каналов по углу прихода, помехоустойчивое и корректирующее кодирование, а также другие методы, однако все они не дают кардинального решения проблемы.
Одним из перспективных способов повышения качества связи является использование телекоммуникационных систем со сложными сигналами, называемыми шумоподобными или широкополосными (далее ШПС) [9, 12, 72, 74, 97, 108]. К отличиям таких систем связи относят использование сигналов с более широкой полосой, чем полоса спектра передаваемых сообщений, как правило, в десятки - сотни раз. Для широкополосных сигналов характерна передача сигналов с меньшей спектральной плотностью, в сравнении с плотностью узкополосных помех в канале. Вопросы оптимального приема сигналов подробно изучены в классических работах Р. Найквиста, К. Шеннона, Р. Хемминга, Дж. Прокиса, В.А. Котельникова, А.А. Харкевича, В.И. Сифорова, Н.Т. Петровича, В.И. Тихонова, Б.Р. Левина, Л.М. Финка, а также Стратоновича, Ю.В. Гуляева, Д.Д. Кловского, Н.П. Хворостенко, Т. Кайлата, Дж.М. Возенкрафта, Л.Е. Варакина, В.Б. Пестрякова, А.А. Сикарева, Г.И. Тузова, А.П. Трифонова, Ю.С. Шинакова, Б.И. Николаева, В.Г.
Карташевского и многих других отечественных и зарубежных авторов.
При низкой спектральной плотности широкополосных сигналов трудно выделить информационную составляющую на фоне мощных сосредоточенных помех и без знания структуры сигнала его обнаружение практически невозможно. Таким образом, применение систем связи со сложными сигналами позволяет повысить уровень защиты передаваемой информации от несанкционированного доступа и обеспечивает большую энергетическую скрытность в сравнении с системами связи на базе узкополосных сигналов. Имеющаяся на сегодня элементная база позволяет создавать телекоммуникационные системы, использующие широкополосные сигналы, работающие в режиме реального времени [7, 19, 21, 35, 71, 74, 79, 80, 108]. Однако применение систем связи с широкополосными сигналами осложняется тем, что при реализации приемного устройства требуется выполнять ортогональные преобразования. Для выполнения этих процедур необходимо разрабатывать систему согласования сигнала прошедшего линейный тракт приемника с устройством квантования и дискретизации. Разрабатываемая система согласования должна обеспечивать минимизацию потерь, обусловленных цифровым представлением широкополосного сигнала, до уровней сопоставимых с потерями, вносимыми в ШПС ионосферным каналом связи. Таким образом, задача разработки методов приема-передачи двоичной информации, с помощью широкополосных сигналов для обеспечения информационной безопасности, в телекоммуникационных системах является актуальной.
Цель диссертационной работы заключается в исследовании и разработке программно-аппаратных средств согласования линейного тракта приема широкополосного сигнала с трактом цифровой обработки, функционирующих в условиях изменяющейся помеховой обстановки и позволяющих минимизировать потери при цифровом представлении широкополосных сигналов. Для достижения поставленной цели в диссертационной работе решаются следующие задачи:
оценка влияния нелинейных фазовых искажений на широкополосный сигнал в ионосферном канале связи;
анализ методов передачи дискретной информации с использованием широкополосных сигналов;
исследование влияния амплитудного ограничения сигнала в линейном тракте на качество приема широкополосных сигналов;
оценка стационарности КВ-канала связи, выбор интервала квазистационарности и выработка требований, предъявляемых к основным параметрам системы автоматической регулировки усиления;
разработка программно-аппаратных средств согласования для реализации предложенных алгоритмов в аппаратуре приема дискретной информации;
проведение лабораторных и трассовых испытаний разработанных средств связи с широкополосными сигналами;
оценка эффективности предложенных алгоритмов программно-аппаратных средств.
Объектом исследования является цифровая система связи, функционирующая в сложной, быстро изменяющейся, помеховой обстановке. Предметом исследования является исследование нелинейных фазовых искажений широкополосного сигнала в ионосферном канале связи и программно-аппаратная реализация предложенных алгоритмов согласования линейного тракта с трактом цифровой обработки в приемнике сигналов КВ-диапазона.
При выполнении диссертационных исследований использовались теоретические и экспериментальные методы исследования. Теоретические исследования основаны на численных методах решения дифференциальных уравнений, методах теории вероятности и математической статистики, а так же теории случайных процессов. Экспериментальные исследования проводились путем имитационного моделирования на моделях, адекватных реальной помеховой обстановке и натурных испытаниях макетов, использующих предложенные программно-аппаратные решения. В процессе выполнения исследований были получены следующие новые научные результаты:
установлена степень влияния нелинейных фазовых искажений ионосферного канала на основные характеристики энергетического спектра широкополосного сигнала;
определены требования к системе согласования линейного тракта приемника и тракта цифровой обработки с целью минимизации искажений, обусловленных цифровым представлением широкополосного сигнала;
разработана методика оценки стационарности КВ-канала связи для интервалов времени, соответствующих средней длительности передачи радиограмм;
создана программно-аппаратная реализация системы согласования при использовании широкополосного сигнала с неравномерным энергетическим спектром в случае малых отношений сигнал/помеха;
по результатам натурных испытаний определены условия эффективности использования разработанных автором правил функционирования системы согласования в приемнике широкополосных сигналов.
Практическую ценность представляют:
предложенная модель аддитивной смеси широкополосного сигнала и помех в КВ-канале связи, позволяющая на стадии проектирования синтезировать и исследовать алгоритмы функционирования системы связи с широкополосными сигналами;
основные параметры системы согласования линейного тракта и тракта цифровой обработки в приемнике сигналов КВ-диапазона, рассчитанные на основе оценки интервала квазистационарности КВ-канала связи;
разработанные программно-аппаратные средства согласования линейного тракта приемника и тракта цифровой обработки, удовлетворяющие заданным требованиям к уровню потерь при цифровом представлении сигналов;
результаты натурных испытаний, подтверждающие эффективность реализации системы согласования при использовании в каналах с мощными станционными помехами.
На защиту выносятся теоретические разработки и программно-аппаратные решения по созданию алгоритма приема широкополосных сигналов, в том числе:
математическая модель ионосферного канала связи, учитывающая влияние нелинейных фазовых искажений, вносимых в широкополосный сигнал;
исследование эффективности цифрового представления сигналов при использовании разработанных программно-аппаратных средств согласования линейного тракта приема и тракта цифровой обработки;
методы оценки интервала квазистационарности КВ-канала связи;
научно-обоснованные технические решения, использованные при создании
измерительного стенда и образцов приемо-передающих радиостанций; 5 программно-аппаратная реализация алгоритма работы системы согласования линейного тракта с устройствами цифровой обработки в приемнике сигналов КВ-диапазона.
Результаты диссертационной работы используются на ОАО "Сарапульский радиозавод", приложение А, и в учебном процессе Ижевского государственного технического университета на кафедре "Радиотехника" в лекционном курсе "Цифровая обработка радиолокационных сигналов", приложение Б". Диссертационная работа основана на результатах научно-исследовательских работ, выполненных для ОАО "Сарапульский радиозавод".
Диссертация состоит из 4-х глав, содержание которых заключается в следующем. В первой главе изложены результаты исследования влияния ионосферного канала связи на основные параметры широкополосных сигналов.
Во второй главе решается задача исследования влияния амплитудного ограничения в линейном тракте на качество приема широкополосных сигналов при цифровом представлении. В рамках этой задачи минимизируется разрядность представления цифровых отсчетов сигналов при условии снижения потерь, связанных с ошибками квантования и амплитудного ограничения аналоговых сигналов.
В третьей главе вырабатываются требования к основным техническим характеристикам системы согласования, а так же проводится оценка эффективности созданных алгоритмов системы согласования. При решении поставленных задач проводится анализ стационарности КВ-канала связи и определяется величина интервала квазистационарности. На этапе анализа эффективности системы АРУ оценивается отклонение среднего значения амплитуды сигнала на выходе линейного тракта приемника.
В четвертой главе рассматриваются вопросы практической реализации и проведения экспериментальных исследований разработанного при непосредственном участии автора, приемника дискретной информации с использованием широкополосных сигналов.
Оценка влияния многослойной ионосферы на фазовые искажения широкополосного сигнала
В работе [106] представлены результаты оценки фазовых искажений (далее ФИ) широкополосных сигналов в КВ-канале связи, обусловленных дисперсионностью ионосферного канала связи. Эти результаты получены на основе численных методов исследования, теоретические основы которых изложены в [61], для случая несущей частоты широкополосного сигнала 11.6 МГц, двух состояний ионосферы и четырех дальностей скачка. В исследованиях применялась параболическая аппроксимация изменения электронной концентрации в ионосфере. Представленная информация показывает, что широкополосный сигнал в ионосферном канале подвержен двум видам фазовых искажений - нелинейные фазовые искажения и флуктуации фаз спектральных составляющих. На рис. 1.7,а представлены зависимости НФИ от частоты, а на рис. 1.7,6 среднеквадратичные значения фазовых флуктуации от частоты. Использованы следующие обозначения: z0 - высота нижнего края слоя над поверхностью Земли, zm - полутолщина слоя, Nm -значение электронной концентрации в максимуме, f0 - частота волны, Р -коэффициент описывающий интенсивность флуктуации электронной плотности, Г-дальность связи.
Воздействие фазовых флуктуации на прием широкополосного сигнала, определяется зависимостью коэффициента корреляции флуктуации от разноса спектральных составляющих по частоте. При независимых флуктуациях их влияние полностью сводится к временным флуктуациям отклика на широкополосный сигнал. Полученные оценки уровней флуктуации соответствуют потерям в отношении сигнал/помеха не более чем 10" дБ. Поскольку пространственный разнос спектральных составляющих, траектории точек фазового фронта, для предполагаемого значения полосы частот занимаемой широкополосным сигналом существенно меньше характерного размера неоднородностей ионосферы, то коэффициент корреляции флуктуации фаз спектральных составляющих будет близок к 1, их влияние будет проявляться в виде флуктуации времени прихода широкополосного сигнала.
Проведенные исследования показывают, что влияние флуктуации фаз на прием широкополосных сигналов проявляется в виде флуктуации времени прихода ШПС, среднеквадратические значения которых не превышает 10 9 секунд. Полученный результат определяет ограничения, накладываемые на длительность широкополосных сигналов. И необходимо минимизировать влияние флуктуации фаз спектральных составляющих до уровней, при которых они будут иметь несущественное влияние на прием широкополосных сигналов.
Для оценки влияния искажений вызванных действием нелинейных фазовых искажений необходимо установить их связь с воздействием ионосферного КВ-канала на широкополосный сигнал. Для этого следует выразить потери в отношении широкополосный сигнал/помеха, вызванные уменьшением амплитуды отклика коррелятора или согласованного фильтра (далее СФ) вследствие воздействия фазовых искажений.
Графики представленные на рис. 1.7,а позволяют для каждой кривой оценить значение коэффициента квадратичной составляющей нелинейных фазовых искажений аф и построить зависимости потерь от полосы спектра широкополосного сигнала, определяемых коэффициентом использования мощности сигнала (1.20). Зависимости НФИ, представленные на рис. 1.7а определяют искажения для односкачковой трассы с заданной дальностью скачка. Так как фазовые искажения накапливаются, то для многоскачковой трассы коэффициент квадратичной составляющей нелинейных фазовых искажений хф равен произведению числа
В этой части приводятся результаты оценки степени влияния неравномерности энергетического спектра широкополосного сигнала на чувствительность ШПС к нелинейным фазовым искажениям. На рис. 1.8, 1.9, 1.10 представлены графики зависимостей потерь, обусловленных НФИ, для односкачковых, двух скачковых и трех скачковых трасс соответственно. Зависимости получены для однослойной и двухслойной ионосферы при использовании параболической аппроксимации изменения электронной концентрации в ионосфере. Параметры ионосферы брались равными: - /Ь = 11.6 МГц - несущая частота; - Г - дальность связи; однослойная ионосфера: z0 = 100 км - высота нижнего края слоя над поверхностью Земли, zm = 20 км - полутолщина слоя, Nm = 2-Ю5 см"3 - значение электронной концентрации в максимуме, Р = 10" - коэффициент описывающий интенсивность флуктуации электронной плотности;
Цифровое представление сигналов при жестком амплитудном ограничении
При применении фазовой модуляции для передачи дискретной информации в качестве меры стабилизации уровня сигналов, подлежащих цифровому представлению, может быть использовано амплитудное ограничение [82]. В работах [61, 62] установлено, что оптимальное суммирование лучей, сигналов на выходе блоков деманипуляции, с наиболее простым правилом формирования весовых коэффициентов, обеспечивается при использовании жесткого ограничения сигналов перед цифровым представлением. В этом случае модуль вектора отсчета, компоненты которого подлежат цифровому представлению, постоянен, и флуктуации преобразуемых компонент обусловлены только изменениями фазы вектора. Квантуемые величины находятся в интервале значений от -А і до +АЬ где A] - амплитуда первой гармоники сигнала после ограничения, которая при жестком ограничении определяется уровнем сигнала на выходе ограничителя.
При использовании жесткого ограничения широкополосных сигналов, составляющие компонент вектора являются случайными зависимыми величинами со сложным характером зависимости статических характеристик от параметров исходного сигнала. Для определения влияния ошибок квантования ортогональных компонент вектора отсчета сигнала z{t) на прием ДИ целесообразно привести значения ошибок квантования к входу схемы преобразования. Цифровое преобразование отсчета вектора, может быть подставлено в виде случайной комплексной величины: z,= \.z + Az, (2.15) N где Az - ошибка квантования; А\- амплитуда первой гармоники ограниченного сигнала.
Для приведения ошибки к выходу ограничителя сигнала, достаточно цифровое представление отсчета вектора определить как: А (. Z =", , \z\ z + Az\. (2.16) V Прировняв правые части выражений (2.15), (2.16), находим выражение ошибки, приведенной к выходу ограничителя сигнала, через значение ошибки квантования: Дг = М.Дг. (2.17)
Ошибка квантования Az является случайной величиной, ортогональные компоненты которой независимы и равномерно распределены в интервале от -А/2 до +А/2 [18, 54, 73]. Модуль преобразуемого сигнала z является случайной величиной, распределенной по обобщенному закону Релея [48, 50], так как является суммой детерминированного сигнала и нормальной помехи. Математическое ожидание случайной величины (2.17) равно нулю, а дисперсия равна: М2{Ц = М2{4 М (2.18) Второй момент модуля вектора исходного сигнала определяется через параметры распределения Релея - Раиса [48,50]. m2{z}=2a2 + a2. (2.19) Дисперсия шумов квантования Мг{ Az} задается выражением (2.6). Таким образом, из формулы (2.18) получаем: М2Щ = 2- a2- (l + h2x) . (2.20) Отношение сигнала к помехе без учета шумов квантования определяется через параметры распределения модуля отсчетов, входящие в выражения (2.19) и (2.20):
Отношение сигнала к помехе с учетом шумов квантования есть величина: 2 Таким образом, потери в отношении сигнала к шумам квантования при цифровом представлении результата жесткого ограничения сигнала на выходе блока деманипуляции, характеризуется величиной коэффициента использования мощности широкополосного сигнала:
Интервал изменения квантуемых величин однозначно определяется амплитудой первой гармоники ограниченного узкополосного процесса А\, которая при жестком ограничении является постоянной величиной. Поэтому, при разрядности цифрового представления тк шаг квантования находится как:
Подстановка шага квантования (2.24) в формулу (2.23), позволяет получить для потерь, обусловленных ошибками квантования, зависимость коэффициента использования мощности сигнала вида:
Определение интервала анализа амплитудного значения сигнала по результатам трассовых испытаний
Анализ представленных в табл. 3.1 значений позволяет сделать вывод, что в большинстве анализируемых сигналов коэффициент асимметрии положителен и несколько отличается от 0, лишь в одном случае он имеет отрицательное значение, следовательно, у анализируемых сигналов плотность вероятности обладает положительной асимметрией. Это позволяет утверждать, что плотность вероятности будет иметь максимум расположенный несколько левее среднего значения. Отклонение коэффициента асимметрии от 0 не велико и, как правило, не превышает 1, что говорит о возможной близости закона распределения плотности вероятности сигнала к нормальному распределению. Анализ полученных значений показывает, что большинство анализируемых записей сигналов КВ-диапазона хорошо нормализуются, так как отличие коэффициента эксцесса не превышает 20%, причем значения выборочного коэффициента эксцесса показывают меньшие отклонения от нормального распределения, в сравнении с коэффициентом эксцесса. Это обстоятельство объясняется тем, что в первом случае временной интервал в несколько раз меньше, чем во втором. Как известно из литературы КВ-канал связи подвержен замираниям [37, 103], соответственно, при расчете выборочного коэффициента эксцесса интервал анализа много меньше длительности быстрых замираний (0.5-2.5 секунд), которые, являются неглубокими, а в случае расчета коэффициент эксцесса интервал анализа соизмерим с медленными замираниями (1.7-5 минут) на которые наложены быстрые. Замирания, как правило, являются глубокими, этим объясняется полученное на определенных частотах значение коэффициента эксцесса много отличающееся от случая сигнала с нормальным распределением.
Полученные в ходе исследований результаты позволяют говорить о целесообразности применения представленного метода расчета доверительного интервала для записей реализаций сигналов КВ-диапазона. Причем величину доверительного интервала необходимо выбирать близкой к 80%. Используемые формулы (3.16-3.21) справедливы для случайных процессов с нормальным распределением и могут применяться при анализе записей реализаций сигналов КВ-диапазона. Описанная методика расчета интервала квазистационарности позволяет определять величину временного интервала анализа, на котором минимизируется отклонение математического ожидания и дисперсии.
Для определения интервала квазистационарности использованы реализации сигналов, полученных в ходе трассовых испытаний средств связи, работающих в КВ-диапазоне. Исходные значения представлены для трех дней: 31 марта, 01 апреля и 03 апреля 2005 года. Обработке подвергались фрагменты полосой 50 кГц полученные на частотах 4757...13970 кГц с длительностью 85... 120 секунд, сигналы были получены на радиотрассе Омск-Москва (2250км) и Сарапул-Москва (1300км).
При вычислении относительных отклонений использованы уравнения (3.13, 3.14). На их основе рассчитаны значения по формулам (3.15-3.17), а так же построены зависимости относительных отклонений математического ожидания и дисперсии от величины интервала анализа [45, 46]. Расчеты проводились по формуле (3.15) где в качестве JC,- использованы значения Ат и Ас. найденные на анализируемых интервалах времени. С помощью выражения (3.16) определялась величина доверительного интервала. Таким образом, отклонение математического ожидания определялось как: Д„,=Ю±Лд„. (3.28) Аналогично рассчитывалось и отклонение дисперсии, в виде: А0=(АСТ/)±АДО. (3-29)
На рис. 3.3 и 3.4 представлены графические зависимости относительного отклонения математического ожидания и дисперсии от интервала квазистационарности. На графиках приводятся среднеарифметические значения и границы доверительного интервала, рассчитанные для доверительной вероятности 0.8. В расчетах использован интервал времени, изменяющийся от 1 миллисекунды до 1 секунды с шагом 1 миллисекунда.
Разработка системы согласования линейного тракта приема с устройствами цифровой обработки
Применение широкополосных сигналов требует согласования композиции широкополосного сигнала и сосредоточенных помех, прошедших линейный тракт приема, с устройствами цифровой обработки сигналов. Для решения этой задачи необходимо использовать систему автоматической регулировки усиления, согласующую сигнал на выходе линейного тракта приема с устройствами квантования и дискретизации. Созданию системы АРУ предшествует этап исследования влияния ограничений в линейном тракте на качество приёма широкополосного сигнала [67, 93]. На этом этапе вырабатываются требования к необходимому уровню сигнала на выходе линейного тракта. Разработка системы АРУ осложняется тем, что необходимо создать систему позволяющую регулировать сигналы в широкой полосе и реагировать лишь на низкочастотные составляющие аддитивной смеси лежащие в пределах от 0.1 Гц до 10 Гц.
При больших значениях базы широкополосного сигнала приём, как правило, реализуется в условиях, когда мощность аддитивной помехи существенно превышает мощность сигнала, который является носителем информации. Информационный сигнал имеет шумоподобный характер и его присутствие в аддитивной смеси не изменяет случайного характера ограничиваемого процесс, даже если помеха имеет относительно низкий уровень. Поэтому, преобразуемая аддитивная смесь определяется помехой и ограничение применяется к случайному процессу. Если уровень квантуемого сигнала на входах АЦП будет превышать верхний предел диапазона АЦП, то ортогональное преобразование будет « выполняться как с амплитудными, так и с фазовыми искажениями. При низком уровне преобразуемого сигнала будет использоваться только часть диапазона АЦП, результатом чего является высокий уровень ошибок квантования. В обоих случаях наблюдается снижение отношения сигнал/помеха. Во второй главе представлены результаты имитационного моделирования процесса преобразования сигнала в цифровую форму с учётом ограничения смеси широкополосного сигнала и помех [41, 47]. Для решения этой задачи формировалась аддитивная смесь ШПС и помех с заданным отношением мощностей составляющих, которая подвергалась операции квантования, глава2. В качестве модели аддитивной смеси, отражающей существенные факторы реальной помеховой обстановки, использовалась сумма трёх компонент: полезного сигнала, шумовой помехи и мощной помехи с сосредоточенным спектром. Теоретические расчёты позволили сделать вывод, что при больших значениях мощности сосредоточенной помехи, по отношению к мощности фоновой помехи, имеет место минимум искажений, если отношение (хо) максимального входного сигнала АЦП к среднему значению амплитуды смеси широкополосного сигнала и помех равно 5.1. Таким образом, разрабатывалась система согласования, поддерживающая теоретически полученное соотношение. В качестве интервала анализа амплитудного значения сигнала выступало значение 300 мс, соответствующее среднему значению интервала квазистационарности КВ-канала связи, рассчитанному в третьей главе.
Требования функциональности системы АРУ в широкой полосе частот приводят к необходимости оценки амплитудных характеристик приемопередающего тракта приемника в этой полосе. Анализ характеристик тракта приема заключается в исследовании линейных искажений тестовых сигналов, прошедших тракт приема-передачи. Система АРУ поддерживает постоянное напряжение на выходе линейного тракта приемника широкополосных сигналов КВ-диапазона. Система АРУ имеет структуру, напряжение на выходе которой зависит от уровня сигнала в линейном тракте. Получаемый сигнал управления подается на усилительный каскад линейного тракта и изменяет его коэффициент усиления. Для выполнения этих процедур, в приемнике создается система автоматического управления [69,76,109, 111, 116]. За счет системы АРУ в приемнике диапазон изменения напряжения сигнала вых/ вых ном на его выходе меньше чем диапазон изменения сигнала вх ном на вхДе где ивш ном и UBX 1ЮМ - требуемые номинальные напряжения на выходе и входе приемника. Чем меньше отношение, называемое диапазоном АРУ, тем эффективнее система АРУ в приемнике. В зависимости от способа подачи регулируемого напряжения системы АРУ подразделяются на обратные, прямые и комбинированные. Амплитуда композиции широкополосного сигнала и помех в приемнике изменяется по двум причинам: во-первых, за счет наличия в ШПС искажений обусловленных прохождением сигнала через тракт приема-передачи; во-вторых, из-за замираний, при которых уровень композиции на входе приемника изменяется по случайному закону в больших пределах. Целью работы системы АРУ является устранение замираний сигнала, причем система согласования не должна реагировать на изменения амплитуды вызванные модуляцией в широкополосном сигнале, что обеспечивается благодаря интервалу анализа много большему чем длительность модулирующего колебания расширяющего спектр широкополосного сигнала.
Скорость изменения амплитуды композиции вызванная наличием замираний и шумов различна. Так частота модуляции амплитуды вызванная шумами лежит во всей полосе пропускания усилителя промежуточной частоты, в нашем случае это 50 кГц. Замирания сигнала в основном медленные и частота замираний составляет 0.1 -10 Гц. Напряжение на выходе блока вычисления амплитудного значения содержит составляющие обусловленные как наличием шума, так и наличием замираний, а напряжение на выходе фильтра АРУ определяется только влиянием замираний сигнала.
