Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА I. Обзор литературы и постановка задачи исследования.
1.1. Требования к преобразователю частоты как линейному, высокочувствительному входному устройству 12
1.2. Развитие и состояние методов анализа флуктуационных характеристик смесителя . 22
1.3. Развитие и состояние методов анализа нелинейных эффектов в преобразователях частоты. 33 1.4. Проблемы синтеза и автоматизации проектирования нелинейных радиофизических устройств. 48
1.5. Задачи исследования 50
ГЛАВА 2. Методы исследования линейных характеристик слабосигнальных смесителей на ДБШ .
2.1. Линеаризованное уравнение смесителя 52 2.2. Расчет коэффициента шума преобразователя частоты в общем случае 56
2.3. Особенности минимизации коэффициента шума смесителя. Метод обратных градиентов 65
Выводы к Главе 2 77
ГЛАВА 3. Анализ нелинейных эффектов в преобразователях частоты на ДБШ .
3.1. Уточнение стационарного режима ДБШ 79
3.2. Методика расчета уровня интермодуляционных и комбинационных составляющих в диодных преооразователях частоты 82
3.3. Особенности спектрального метода расчета нелинейных искажений в преобразователях частоты 90
Выводы к главе 3.. 98
ГЛАВА 4. Исследование флуктуационных характеристик слабосигнальных смесителей на ДБШ .
4.1. Влияние режима по гармоникам гетеродина и комбинационным частотам на коэффициент шумасмесителя на ДБШ " ІОО
4.2. Зависимость коэффициента шума смесителя от режима возбуждения ДБШ 116
4.3. Влияние нелинейной емкости барьера Шотки . 125
4.4. Применение гетеродинного напряжения сложной формы 133
4.5. Экспериментальное исследование слабосигнальных смесителей на ДБШ 138
Выводы к главе 4 149
ГЛАВА 5. Исследование нелинейных свойств преобразователей частоты на ДБШ .
5.1. Влияние мощности гетеродина на уровень нелинейных искажений в преобразователях частоты. 152
5.2. Зависимость уровня интермодуляционных составляющих в спектре вынужденных колебаний преобразователя частоты от импедансов линейной цепи 170
5.3. Влияние емкости ДБШ на нелинейные эффекты в преобразователе частоты 177
5.4. Компенсация нелинейных искажений в преобразователях частоты на ДБШ 181
5.5. Использование бигармонического источника накачки для повышения линейности преобразователя
частоты 190
Выводы к главе 5 196
Литература
- Развитие и состояние методов анализа флуктуационных характеристик смесителя
- Особенности минимизации коэффициента шума смесителя. Метод обратных градиентов
- Методика расчета уровня интермодуляционных и комбинационных составляющих в диодных преооразователях частоты
- Влияние нелинейной емкости барьера Шотки
Введение к работе
Диссертационная работа посвящена исследованию систем преобразования частоты на диодах с барьером Шотки. Анализируются флуктуационные характеристики и спектр вынужденных колебаний, возникающий в преобразователях частоты при многочастотном входном воздействии. Задача исследования включает в себя:
- определение коэффициента шума устройства с учетом нелинейности емкости барьера Шотки при произвольных комплексных нагрузках на гармониках частоты гетеродина и комбинационных частотах;
- отыскание интермодуляционных компонентов спектра на выходе нелинейной системы;
- выбор физических параметров схемы, нелинейного элемента и режима его возбуждения, обеспечивающих снижение уровня собственных шумов и ослабление нелинейных спектральных составляющих;
- анализ противоречивости требований по коэффициенту шума и нелинейным свойствам системы.
Актуальность задачи определяется широким использованием преобразователей частоты в различных радиофизических системах и важностью весьма общей проблемы обеспечения электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств.
В настоящее время имеется значительное количество работ, посвященных методам исследования флуктуационных и передаточных характеристик слабосигнальных преобразователей частоты на диодах с барьером Шотки, однако эта задача не решена полностью. Отсутствует методика расчета коэффициента шума устройства с учетом нелинейности барьерной емкости. Не проведено исследование предельных возможностей реальных смесителей СВЧ диапазона в плане достижения минимальных собственных шумов. Большинство предлагаемых в литературе методов анализа нелинейных эффектов в системах с периодически меняющи мися параметрами не учитывают взаимодействие колебаний на нелинейном элементе в полном объеме и, в связи с этим, являются приближенными. Методика, основанная на применении функциональных рядов Воль-терра, очень громоздка, т.к. для сильно нелинейных систем требует учитывать большое количество членов ряда. С отсутствием приемлемой методики, по-видимому, связано и весьма малое число работ по исследованию нелинейных свойств преобразователей частоты. Это положение позволило определить задачи исследования. Основные научные результаты работы:
1. Разработана методика расчета коэффициента шума смесителя в общем случае, с учетом нелинейности емкости барьера Шстки.
2. Предложен эффективный метод минимизации сложных целевых функций, вычисляемых алгоритмически. Разработана программа минимизации коэффициента шума произвольного преобразователя частоты ва диоде с барьером Шотки.
3. Предложена методика анализа нелинейных эффектов в системах с периодически меняющимися параметрами, учитывающая все возможные пути образования нежелательных спектральных составляющих3 . Разработана программа расчета уровня интермодуляционных компонентов спектра вынужденных колебаний преобразователя частоты, не имеющая аналогов.
4. Проведен детальный анализ флуктуационных характеристик реальных смесителей СВЧ диапазона. Проанализировано влияние физических параметров схемы и нелинейного элемента, а также режима возбуждения диода.
5. Проведено теоретическое исследование регенеративного режима работы слабосигнального смесителя на диоде с барьером Шотки.
6. Впервые подробно проанализированы нелинейные свойства диодных преобразователей частоты в зависимости от физических параметров схемы, нелинейного элемента и режима по сильному сигналу.
7. Показана принципиальная возможность компенсации нелинейных искажений в преобразователе частоты, подтвержденная экспериментально.
8. Проведен анализ противоречивости требований по коэффициенту шума и уровню нелинейных искажений в смесителе.
9. На основании теоретических и экспериментальных исследований определены возможности уменьшения собственных шумов и повышения линейности преобразователя частоты; сформулированы требования к нелинейному элементу.
10. Экспериментально подтверждены возможности реализации низкого коэффициента шума и высокой линейности слабосигнального преобразователя частоты на диоде с барьером Шотки. Экспериментальные данные с высокой степенью точности соответствуют расчетным, что доказывает справедливость предложенных методов расчета.
Диссертационная работа выполнена в рамках НИР по проблеме "Исследование и машинное проектирование полупроводниковых СВЧ устройств усиления, генерации и преобразования частоты колебаний", выполняемой на кафедре общетехнических дисциплин МИШ им. В.И.Ленина и включенной в координационный план Научного Совета по физической электронике АН СССР.
Диссертация состоит из введения, пяти глав, заключения и приложений.
В главе I приведен обзор литературных данных по методам расчета флуктуационных и передаточных характеристик смесителей на диодах с барьером Шотки и методам анализа нелинейных эффектов в преобразователях частоты. Анализируются опубликованные результаты теоретического и экспериментального исследования линейных и нелинейных свойств слабосигнальных смесителей. На основании проведенного обзора определяются нерешенные в этой области проблемы, представляющие научный и практический интерес, и формулируются задачи исследования.
В главе 2 рассматривается математический аппарат, необходимый для исследования флуктуационных характеристик преобразователей частоты. Приводится методика расчета коэффициента шума смесителя в общем случае, с учетом нелинейности емкости барьера Шотки. Коэффициент шума преобразователя частоты представлен как функционал, что позволяет исследовать шумовые характеристики устройства нри произвольной вариации параметров. В главе дан анализ известных, стандартных методов минимизации; обсуждаются причины их низкой эффективности для поиска экстремума сложных целевых функций. Предложен новый эффективный алгоритм однокритериальной минимизации, получивший название метода обратных градиентов.
В главе 3 изложена разработанная методика анализа нелинейных эффектов в системах с периодически меняющимися параметрами с учетом особенностей спектрального подхода. Методика позволяет рассчитывать уровни комбинационных компонентов спектра при одном относительно слабом входном сигнале и уровни интермодуляционных составляющих при двухчастогном относительно слабом воздействии.
Глава 4 посвящена исследованию флуктуационных характеристик смесителей на диодах с барьером Шотки с использованием методов нелинейного программирования. Рассмотрено влияние режима возбуждения диода, импедансов внешних по отношению к переходу диода линейных цепей на гармониках гетеродина и высших комбинационных частотах. Проанализированы регенеративные режимы работы смесителя. Рассмотрена возможность уменьшения коэффициента шума смесителя за счет использования полигармонического источника накачки. Приведены результаты экспериментального исследования смесителей СВЧ диапазона.
Глава 5 посвящена исследованию нелинейных свойств систем преобразования частоты и анализу противоречивости требований по коэффициенту шума и уровню нелинейных искажений. Рассмотрено влияние режима возбуждения нелинейного элемента сильным сигналом гетеродина на уровень интермодуляционных составляющих спектра, включая применение бигармонического источника накачки. Рассмотрена зависимость нелинейных компонентов спектра вынужденных колебаний от режима по гармоникам гетеродина, комбинационным и интермодуляционным частотам. Показана принципиальная возможность автокомпенсации нелинейных искажений в преобразователе частоты за счет выбора нагрузок на нерабочих частотах, подтвержденная экспериментально. Рассмотрено влияние нелинейности барьерной емкости диода и определены нелинейные свойства системы при наличии параметрического усиления. Экспериментально подтверждена возможность значительного повышения линейности системы за счет увеличения мощности гетеродина.
В заключении сформулированы основные результаты, полученные в диссертационной работе.
В приложения вынесены алгоритмы и описания разработанных программ минимизации коэффициента шума смесителя на диоде с барьером Шотки и расчета уровня интермодуляционных составляющих третьего порядка малости в системах с периодически меняющимися параметрами. Приведены тексты программ на алгоритмическом языке ФОРТРАН-ІУ.
Развитие и состояние методов анализа флуктуационных характеристик смесителя
Все важнейшие характеристики слабосигнального смесителя существенным образом зависят от режима нелинейного элемента по сильному сигналу гетеродина. В реальных смесителях линейная часть схемы создает некоторые конечные нагрузки для токов высших гармоник гетеродина, генерируемых в диоде. В результате форма напряжения гетеродина на переходе ДБШ искажается. В ранних работах, посвященных исследованию характеристик преобразователей частоты /37, 70, 78, 81, 114, 120, 129/, рассматривалась упрощенная модель: предполагалось, что форма напряжения или тока является гармонической функцией времени. Такой подход избавлял от решения нелинейной задачи, но полученные при этом результаты имели заметное отличие от реальных характеристик. Большинство исследователей не учитывали также нелинейную емкость барьера Шотки. Ни один из аналитических методов не может учесть всей сложности процессов, имеющих место в реальном смесителе. Однако необходимость совершенствования устройства ставит задачу более точного его анализа. Некоторым шагом вперед явились работы Ю.А.Немлихера и й.А.Струко-ва /43, 44/, в которых вольт-амперная характеристика записывается с учетом падения напряжения на сопротивлении потерь Х$ и определяется искажение формы напряжения на переходе за счет этого сопротивления. Однако, форма напряжения на зажимах диода предполагается синусоидальной; емкость перехода не учитывается. Форма напряжения зависит от параметров самого нелинейного элемента, уровня возбуждающего сигнала и импедансов схемы на гармониках гетеродина. Появление ЭВМ с достаточным быстродействием позволило в полном объеме решить задачу определения формы напряжения гетеродина на переходе нелинейного элемента и тока в нелинейных элементах, т.е. его стационарного режима. Впервые задача анализа ре-зистивных преобразователей частоты машинными методами была решена Е.Н.Анисимовым /4/» В этой работе был реализован спектральный способ определения стационарного режима по методике В.М.Бондаренко /ІЗ/. Несколько позже аналогичные работы появились за рубежом /8 d, 89, 100/. Обобщенная методика расчета сильносигнального режима ДБШ с учетом нелинейной емкости приведена в /7/.
В частотной области нелинейное уравнение цепи может быть записано двояким образом: для комплексных амплитуд (или амплитуд синусных и косинусных составляющих) токов и напряжений и для набора мгновенных значений этих процессов на периоде. Метод /13 / предполагает поиск решения нелинейного уравнения в мгновенных значениях. Наряду с преимуществом, которое заключается в большей просте вычислительной процедуры, поскольку не требуется Фурье - анализ на каждом итерационном шаге, метод имеет ограничение: количество мгновенных отсчетов на периоде здесь однозначно связано с числом учитываемых гармоник сильного сигнала N . В этом заключена опасность недостаточно точного описания коротких импульсов тока, протекающего через диод, если Н невелико. В работе / 9 / показано, что для вычисления с необходимой точностью линейных характеристик диодных схем достаточно учитывать 10-12 гармоник гетеродина. Однако при анализе нелинейных эффектов этого может быть мало. Дальнейшее же увеличение N приводит к резкому возрастанию времени счета. Запись уравнений Кирхгофа для комплексных амплитуд позволяет независимо устанавливать число отсчетов на периоде и число N
Стационарный режим ДБШ в преобразователе частоты может быть найден также временными методами /25, 32, 55, 61, 62, 63/, суть которых состоит в численном интегрировании системы нелинейных дифференциальных уравнений, описывающих схему. Эта группа методов позволяет проследить процесс установления колебаний в системе, что дает некоторую информацию о ее устойчивости; платить за это приходится значительно большими, по сравнению со спектральными методами, затратами машинного времени. Кроме того, для составления системы дифференциальных уравнений необходимо точно указать конфигурацию схемы; изменение схемы требует переопределения задачи. Элементы с распределенными параметрами при использовании систем обыкновенных дифференциальных уравнений не могут быть І учтены. Спектральные методы, которые будут в дальнейшем использоваться в данной работе, требуют лишь задания внешней по отношению к нелинейному элементу схемы в виде частотнозависимого импеданса
Y(jCJ) , определенного на всех учитываемых частотах. Выбор этого способа расчета стационарного режима ДБШ при исследовании характеристик смесителя определен его быстродействием и достаточностью для решения поставленной задачи. Подробно возможности спектральных методов анализа нелинейных систем обсуждаются в работе /10/.
Особенности минимизации коэффициента шума смесителя. Метод обратных градиентов
Программа расчета стационарного режима ДБПІ / 7 / и программа расчета коэффициента шума смесителя, реализующая методику, изложенную в 2.2, дают возможность создать единую программу, назначение которой - вычисление потерь преобразования и коэффициента шума произвольного преобразователя частоты. В то же время эта программа может быть использована в качестве программы расчета целевой функции при отыскании минимального зшчения коэффициента шума и оптимального набора параметров методами нелинейного программирования. Дополнительное требование к программе в таком применении, связанное с необходимостью перехода из одного стационарного состояния в другое при вычислении коэффициента шума в новой точке пространства переменных, будет обсуждено ниже. Наибольшие трудности связаны с самим методом поиска минимума функции, подобной коэффициенту шума смесителя, причем трудности эти носят принципиальный характер. Целевая функция, вычисляемая в результате решения на ЭВМ сложной нелинейной задачи, зависит от разных переменных, отличающихся как по размерности, так и по величине, причем отличие в величинах может составлять несколько порядков, как например, между проводимое тями на разных частотах. Рельеф функции имеет, как правило, изрезанный, негладкий характер.
Данный раздел посвящен методам минимизации сложных функций. Рассмотрение будет ограничено методами минимизации без ограничений, так называемой безусловной оптимизацией. Коэффициент шума смесителя, выступающий в роли целевой функции, не требует наложения сложных ограничений на свои параметры. Единственное требование, которое заключается в том, чтобы все внешние активные проводимости были положительны, может быть легко реализовано в рамках методов безусловной минимизации.
Для решения задачи поиска минимального значения функции многих переменных было предложено довольно много алгоритмов /19, 21, 34, 42, 57, 60/, однако ни один из них не обладает существенными преимуществами перед другими и не может рассматриваться как универсальный. Более того, ни один из предлагаемых в литературе методов не способен справиться с задачей оптимизации коэффициента шума смесителя в общем случае.
Поскольку коэффициент шума не выражается аналитически через свои параметры, производные здесь можно определить только численным методом. Следует заметить, что подобная ситуация характерна для большинства практических задач оптимизации, В этом случае очень заманчиво применение методов минимизации нулевого порядка, где производные не требуются. Методы нулевого порядка для определения направления поиска минимума используют информацию о значениях целевой функции в ряде точек пространства переменных, выбираемых по определенному правилу. Однако в этих методах требуется большое количество вычислений целевой функции. В итоге по трудоемкости, по затратам машинного времени . методы нулевого порядка не дают выигрыша по сравнению с регулярными методами. Примером могут служить методы Нелдера - Мида и Розенброка / 60 /. Но это не основное условие, заставляющее отдать предпочтение регулярным методам; важнее другое. Для схемных задач в радиоэлектронике возможно существование узких областей минимума, несоразмерных со всем пространством изменения переменных, обусловленных какими-либо резонансными явлениями или критичностью схем с отрицательным сопротивлением. Методы случайного поиска и методы нулевого порядка, вообще говоря, не справляются с подобной задачей.
Методика расчета уровня интермодуляционных и комбинационных составляющих в диодных преооразователях частоты
В этом параграфе излагается метод расчета уровня спектральных компонентов на выходе нелинейной системы, каковой является преобразователь частоты, при многочастотном входном воздействии, данная методика позволяет рассчитывать уровень комбинационных компонентов вида КОн+П& ; К,И, = О, +1, +2,... при одном слабом сигнале с частотой L , воздействующем на вход преобразователя частоты, и сильном сигнале накачки с частотой Он . При двухсигнальном внешнем воздействии на частотах Я.л и Я.ъ рассчитывается уровень ингермодуляционных составляющих третьего порядка малости вида КО)н +(2Л -Й2) ; К=0,±1,±2,...
Эквивалентная схема преобразователя частоты остается той же, что и при анализе линейных характеристик (рис. Л); меняется только вид входного воздействия. Справедливым остается и нелинейное уравнение ( dA) описывающее эту схему.
Если характеристика нелинейного элемента представима степенным рядом и система устойчива, для расчета нелинейных искажений можно использовать методику, описанную в / 14 / и основанную на рядах Вольтерра. Этот метод позволяет учесть все возможные пути образования искомой частотной компоненты в отклике нелинейной системы, однако применять его можно только в том случае, если все входные сигналы слабые. Первоначально нелинейные свойства схемы (рис.2.1) были проанализированы методом / 14 / при указанных выше условиях. Хотя предположение о малости сигнала накачки очень грубое, оно позволило выявить ряд качественных закономерностей, в частности, возможность компенсации нелинейных компонентов за счет выбора нагрузок в схеме на нерабочих частотах. Зтот вопрос будет рассмотрен ниже. Для преобразователя частоты с сильной накачкой методика / 14 / непосредственно неприменима. Здесь дается обобщение этой методики на случай сильного сигнала накачки, когда схема может быть описана, как система с периодически меняющимися параметрами. Аппарат функциональных рядов Вольтерра фактически не используется.
Данная методика предполагает малый уровень сигнала и произвольный уровень накачки. При действительно сильных сигналах на нескольких частотах задача должна решаться как задача нахождения стационарного режима при многочастотной накачке.
В 2J была получена связь малых приращений для схемы (рис.2.1) , выраженная уравнением (2.5), в линейном приближении при разложении нелинейного уравнения (2.4) в ряд Тейлора относительно напряжения накачки Цц({) по степеням слабого сигналаьИ(і). В полном виде эта связь может быть представлена следующим выражением:
При анализе передаточных и флуктуационных характеристик схемы обычно удовлетворяются линейным уравнением (2.5). При заданном возмущении діШзто уравнение позволяет найти напряжение d.LL(t) в первом приближении. Нелинейное уравнение (3.6) показывает, что напряжение &Utt) будет содержать поправки к линейному приближению, причем эти поправки будут различного порядка малости в соответствии с количеством учитываемых членов ряда. Отклик на внешнее воздействие АІ(Ь) , таким образом, можно представить в виде суммы компонентов различного порядка малости:
Рассмотрим теперь, как изменятся составляющие дії (і) при изменении внешнего возмущающего тока с ьі(і) на ьі(і) Из линейного соотношения (2.5) следует, что составляющая напряжения первого порядка малости изменяется пропорционально, т.е. тоже получит множитель . Если рассматривать нелинейное уравнение (3.6) как равенство для определения ь.і({) и представлять bid) как сумму вида (3.7), то можно видеть, что компоненты высокого порядка малости в ЬШ) будут пропорциональны степеням возмущения діі(і) . Кроме того, известен экспериментальный факт, что уровень комбинационных или интермодуляционных компонентов к-го порядка малости пропорционален к-ой степени уровня возмущающего сигнала.
Влияние нелинейной емкости барьера Шотки
Для диодов с барьером Шотки характерна сильная связь между сигнальной частотой и комбинационными частотами вида KOrt np (к =0,1,2,...; Qnp - круговая промежуточная частота), возникающими на диоде при подаче на него мощности на частоте сигнала Ос и частоте гетеродина Or . В связи с этим на работу смесителя-с ДБШ и его важнейшие характеристики существенное влияние оказывает линейная схема, т.е. режим на гармониках гетеродина и комбинационных частотах. Импедансы Y(/o) (рис.2.1) внешней линейной схемы смесителя на гармониках частоты сильного воздействия &)г , приведенные к переходу нелинейного элемента, определяют форму напряжения гетеродина на переходе и, следовательно, спектральный состав активной проводимости и емкости ДБШ. Аналогичные полные проводимости линейной схемы на комбинационных частотах KOr±CJnp влияют на передачу мощности от источника полезного сигнала на выходную частоту в линеаризованной схеме. Обычно, исходя из условий реализуемости, в расчетах предполагается равенство импедансов схемы на высших гармониках частоты гетеродина и соседних комбинационных частотах. Для смесителей СВЧ - диапазона это предположение выполняется, как правило, достаточно строго даже для систем с высокой промежуточной частотой. Воспользуемся для начала этим условием; в дальнейшем можно будет исследовать возможности узкополосного режима на высших гармониках гетеродина.
Как было указано в главе I, к настоящему времени по вопросу влияния схемы смесителя на его шумовые характеристики имеются результаты анализа идеализированных режимов с КЗ, XX или чередованием КЗ-ХХ на высших частотах в резистивном смесителе / 3 /. Показано, что наименьшие потери преобразования, порядка I дБ, могут быть получены в схеме с чередованием режимов КЗ-ХХ на четных и нечетных гармониках частоты гетеродина и соседних комбинационных частотах при фильтрации зеркального канала. Показана также возможность получения малых значений коэффициента шума в схеме с реактивными импедансами.
Рассмотрим простую схему смесителя с резистивным диодом, т.е. без учета нелинейной емкости перехода, с чисто активной проводимостью линейных цепей V(io) = 0,01 Ом-1, одинаковой на всех частотах. Будем оптимизировать эту схему, включая в число варьируемых параметров проводимость схемы ак на гармониках гетеродина, вплоть до пятой, сопротивление источника сигнала Ri , проводимость схемы на зеркальной частоте и постоянную составляющую тока диода I0 , задаваемую от внешнего источника тока. Амплитуда напряжения гетеродина постоянна и равна I В.
В исходной схеме при Io = 0,6 мА коэффициент шума составил F = 7,21 дБ, потери преобразования L - 6,01 дБ.
В результате оптимизации формируется схема, обеспечивающая режим, близкий к КЗ на рассматриваемых гармониках гетеродина и комбинационных частотах, включая и зеркальную частоту: азе к =0,22 См ; ) . =0,105 См ; 03 = 0,05 См ; =0,028См; р =0,017См . В этой схеме при 1о = 0,05 мА и Ri = 2667 Ом потери преDepaзювания = 1,8 дБ, а коэффициент шума /» = 2,82 дБ.
Дальнейшее уменьшение коэффициента шума в этой схеме связано с увеличением амплитуды напряжения гетеродина.
Если при той же исходной схеме начальная точка в пространстве переменных характеризуется большим значением тока I0 (1.=2,4 мА; L =4,44 дБ; Рш = 5,74 дБ), изменяются и значения варьируемых параметров в оптимальной точке. Б этом случае минимальное значение коэффициента шума составило рш = 2,06 дБ; /, = 0,7 дБ при 1о = 9,1 мА и di = 380 Ом. На высших частотах при этом устанавливается режим, близкий к чередованию КЗ-ХХ на четных и нечетных гармониках гетеродина. На зеркальной частоте - режим холостого хода.
Этот результат полностью подтверждает полученные ранее /3/ выводы об оптимальности режима с чередованием КЗ-ХХ. При малых углах отсечки гетеродинного напряжения более выгодным является режим КЗ на высших частотах.
Практическая реализация согласующей цепи, которая обеспечивала бы необходимые импедансы линейной схемы, приведенные к переходу ДБШ, например, чередование КЗ-ХХ, представляет большую проблему, сложность которой зависит от числа контролируемых частот. Оценить это число можно, последовательно включая в оптимизацию проводимости о2 , а3 и т.д. в уже рассмотренной схеме с одинаковыми нагрузками на всех частотах. Результат этого опыта для режимов с различным значением выпрямленного тока 1о показывает, что чувствительность коэффициента шума к изменению проводимости Qs уже очень мала, мало также и изменение этого параметра относительно начального значения в процессе оптимизации.
